DE69838230T2

DE69838230T2 - Frequenzumsetzer und verfahren

Info

Publication number: DE69838230T2
Application number: DE69838230T
Authority: DE
Inventors: Thorsten Schier; Svante Signell
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1997-10-03
Filing date: 1998-09-28
Publication date: 2008-05-08
Anticipated expiration: 2018-09-29
Also published as: SE9703617L; AU9370298A; CA2305134A1; SE9703617D0; EP1057253A2; DE69838230D1; CA2305134C; EP1057253B1; JP2001519611A; WO1999018657A3; US6611569B1; WO1999018657A2; CN1171379C; BR9812708A; CN1273707A; SE514795C2

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Aufwärts-/Abwärtswandler und ein Aufwärts-/Abwärtsumwandlungsverfahren für Hoch-/Niederfrequenzsignale.
Hintergrund der Erfindung
Eine Abwärts- und Aufwärtswandlung wird zum Beispiel in Einzelseitenband-Demodulatoren und -Modulatoren verwendet. Eine allgemeine Technik (siehe [1]) zur Demodulation umfasst einen Mischer, der das eingehende Signal mit zwei 90°-Phasenverschobenen sinusförmigen Signalen multipliziert und einen Hilbert-Filter für eine der resultierenden Komponenten (In-Phasen oder Quadratur-Komponente). Das Ausgabesignal von dem Hilbert-Filter wird dann zu der anderen Komponente addiert oder von dieser subtrahiert in Abhängigkeit davon, ob das niedrigere oder höhere Seitenband gewünscht ist. Eine Modulation wird durch Verwenden der gleichen Elemente in der umgekehrten Reihenfolge durchgeführt. Ein Stand der Technik ist in dem Dokument WO-A-9 811 672 offenbart.
Ein Nachteil dieser Technik ist, dass es sehr schwierig ist einen Tiefpass-Hilbert-Filter sowohl in einer analogen als auch digitalen Form zu gestalten. Darüber hinaus kann es in der Praxis schwierig sein, die Abwärtswandlung zu oder die Aufwärtswandlung von einem Basisband in einem Schritt durchzuführen (zum Beispiel arbeiten zellulare Telefonsysteme oft mit Trägerfrequenzen in der Größenordnung von 1 GHz).
US 5,517,529 beschreibt einen Empfänger, in dem ein Real-Funkfrequenzsignal A/D-umgewandelt wird und zu einem überlagernden Schaltkreis weitergeleitet wird, der ein komplexes Basisbandsignal bildet, das verringert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Gerät und Verfahren bereitzustellen, das Hilbert-Filter vermeidet.
Ein anderes Ziel ist es, die Aufwärts- oder Abwärtswandlung in mehreren mischenden Schritten durchzuführen.
Diese Ziele werden mit einem Gerät und Verfahren gemäß den angehängten Ansprüchen erzielt.
In Kürze basiert die vorliegende Erfindung auf der Einsicht, dass komplexe Filter automatisch eine 90°-Phasenverschiebung zwischen Real- und Imaginärkomponenten eines komplexen Signals bereitstellen. Dieses Merkmal kann, wenn es mit einem zweiten Mischer kombiniert wird, verwendet werden, um die unerwünschten Hilbert-Filter gemäß dem Stand der Technik zu beseitigen. Zur gleichen Zeit wird eine Zweistufen-Umwandlung erhalten, die zwei Mischer umfasst.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird zusammen mit weiteren Zielen und Vorteilen von dieser am Besten unter Bezugnehmen auf die folgende Beschreibung zusammen mit den begleitenden Zeichnungen verstanden, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines einfachen FIR-Filters ist;
2 ein Blockdiagramm einer Ausführung eines entsprechenden komplexen FIR-Filters ist;
3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführung eines komplexen FIR-Filters ist;
4 ein Blockdiagramm ist, das eine komplexe Multiplikation darstellt, die von den Filtern in 2 und 3 durchgeführt wird;
5 ein Blockdiagramm eines realen bilinearen digitalen Abzweigfilters (BDLF-Filter) ist;
6 ein Blockdiagramm einer Ausführung eines entsprechenden komplexen BDLF-Filters ist;
7 eine Ausführung eines komplex-geschalteten Kondensators-Bandpassfilters ist;
8 ein Blockdiagramm eines Aufwärtswandlers gemäß dem Stand der Technik ist;
9 ein Blockdiagramm eines Abwärtswandlers gemäß dem Stand der Technik ist;
10–12 den Betrieb des Abwärtswandlers aus 9 in der Frequenzdomäne zeigen;
13 eine Ausführung eines Abwärtswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
14–18 den Betrieb des Abwärtswandlers aus 14 in der Frequenzdomäne zeigen;
19–21 Blockdiagramme anderer Ausführungen des Abwärtswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung sind;
22–27 Blockdiagramme unterschiedlicher Ausführungen des Aufwärtswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung sind;
28 ein Flussdiagramm ist, das das Abwärtswandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt; und
29 ein Flussdiagramm ist, das das Aufwärtswandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Durch die Figuren der Zeichnungen hindurch werden gleiche Bezugszeichen für die gleichen oder ähnliche Elemente verwendet.
Da das Konzept komplexer Filter, insbesondere komplexer Bandpassfilter, für die vorliegende Erfindung wesentlich ist, startet diese Beschreibung durch ein Einführen komplexer Filter in Bezug auf 1–7.
1 stellt einen einfachen FIR-Filter mit zwei Verzögerungselementen dar, die als z^–1 bezeichnet sind und mit Filterkoeffizienten a₀, a₁ und a₂.
Eine wesentliche Komponente der vorliegenden Erfindung ist ein komplexer Bandpassfilter. Gemäß einer bevorzugten Ausführung wird ein derartiger komplexer Bandpassfilter durch Gestalten eines Tiefpassfilter-Prototyps mit all den gewünschten Eigenschaften gestaltet, z.B. Durchlassband, Übertragungsband und Grenzfrequenz und durch ein Frequenz-Umsetzen dieses Tiefpassfilters in einen komplexen Bandpassfilter. Dieses Frequenzumsetzen wird durch Substituieren von z₀·z durch z in der Tiefpassfilter-Prototyp-Übersetzungsfunktion durchgeführt. Hier ist z₀ ein Punkt auf dem Einheitskreis, definiert durch
wobei Ω₀ die Mitten-(Winkel)-Frequenz des Passbandes des übersetzten komplexen Filters ist und T der Abtastzeitraum.
Unter der Annahme, dass 1 den Tiefpassfilter-Prototyp darstellt, kann der entsprechende komplexe Bandpassfilter von der in 2 gezeigten Form sein. In 2 wird eine Multiplikation mit einem Faktor z₀ ^–1 mit jedem Verzögerungselement z^–1 verknüpft. Darüber hinaus wurden in 2 die Signalpfade mit doppelspitzigen Pfeilen versehen, um zu betonen, dass die Signale komplex-wertig sein können.
3 zeigt einen äquivalenten komplexen Filter, in dem die komplexe Multiplikation stattdessen mit den Filterkoeffizienten kombiniert wurde, wodurch die Anzahl von benötigten Multiplizierern verringert wird. Daher sind die Übersetzungsfunktionen der Filter in den 2 und 3 die gleichen.
4 stellt eine mögliche Implementierung einer Multiplikation eines komplexen Eingabesignals A mit einem komplexen Koeffizienten z₀ zum Erhalten eines komplexen Ausgabesignals als B dar. Wie aus 4 erkannt werden kann, wird dies durch Teilen der Signale A und B und des Multiplikationskoeffizienten z₀ in ihre jeweiligen Real- und Imaginärkomponenten erreicht und durch 4 reale Multiplikationen und 2 reale Additionen.
Eine besonders anziehende Form von digitalen Filtern sind so genannte bilineare digitale Abzweigfilter (BDLF-Filter). Die Vorteile von realen BDLF-Filtern sind ausführlich in [2] diskutiert. Diese Veröffentlichung zeigt, dass diese Filter zuvor bekannte reale Filterstrukturen übertreffen, wie zum Beispiel digitale Wellenfilter (WDF-Filter) und Kaskadengekoppelte Biquads in Bezug auf eine Koeffizientenquantisierung und einen Signalquantisierungs-Rauschpegel. Darüber hinaus stellt sich im Vergleich zu WDF-Filtern heraus, dass diese eine weniger komplizierte Struktur hinsichtlich der Gesamtanzahl von benötigten Addierern aufweisen.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines realen BDLF-Tiefpassfilters der fünften Ordnung. In dieser Figur wurden die gleichen Bezugszeichen wie in [2] verwendet. Von speziellem Interesse sind hier die Verzögerungselemente z^–1. Wenn diese Elemente durch eine Multiplikation mit z₀ ^–1 ergänzt werden, können diese Tiefpassfilter in komplexe Bandpassfilter, wie die Filter aus 2 und 3, umgewandelt werden. Ein derartiger komplexer BDLF-Bandpassfilter ist in dem Blockdiagramm aus 6 dargestellt. Ein Grund warum komplexe BDLF-Filter bevorzugt werden, ist, dass diese die ausgezeichneten Eigenschaften oben erwähnter realer BDLF-Filter aufrechterhalten.
Ein anderer Typ eines komplexen Bandpassfilters, der verwendet werden kann, ist ein komplex-geschalteter Kondensatorfilter. Der komplexe Filter kann durch ein Frequenzverschieben der grundlegenden B-, I-, T- und C-Elemente eines real-geschalteten Kondensatortiefpassfilters erhalten werden. Ein Beispiel eines derartigen Filters ist in 7 gezeigt, in der ein dritter komplex-geschalteter Kondensatorbandpassfilter, der auf einem analogen, elliptischen Tiefpass-Prototypfilter basiert, dargestellt wird. Darüber hinaus wird angenommen, dass die nummerierten Verbindungspunkte 2-7 und 9-14 in Paaren 2-2, 3-3 usw. verbunden werden. Diese Annahme erleichtert die Zeichnung.
Nachdem komplexe Filter als solche beschrieben wurden, wird die Anwendung dieser Filter auf eine Abwärts- und Aufwärtswandlung gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Bevor jedoch die Erfindung erklärt wird, wird eine Lösung gemäß dem Stand der Technik des Umwandlungsproblems in größerem Detail mit Bezug auf die 8–13 beschrieben. In dieser Beschreibung werden die Vorzeichen-Konventionen aus [3] verwendet (es soll erwähnt werden, dass jedoch unterschiedliche Vorzeichen-Konventionen in der Elektrotechnik existieren, die in Vorzeichenumwandlungen an geeigneten Stellen resultieren).
8 stellt den Prozess eines Aufwärtswandelns eines digitalen Basisbandsignals a₀(n) in einem Einzelseitenband-Aufwärtswandler dar. Das digitale Signal wird in ein analoges Signal a(t) in einem D/A-Umwandler 10 umgewandelt. Ein Signal a(t) wird dann in zwei Zweige geteilt. Einer der Zweige wird mit einem Hilbert-Filter 12 zum Bilden der Hilbert-Transformation â(t) des Signals a(t) verbunden. Die zwei Zweige werden danach an einen Mischer 14, 16 weitergeleitet. Die resultierenden Komponenten werden in einem Addierer 18 addiert (einer der Komponenten kann vor einer Addition invertiert werden in Abhängigkeit davon, ob das obere oder untere Seitenband erhalten wird). Daher ist in 8 (bei der das obere Seitenband gewählt wird) das modulierte Signal von der Form: x(t) = a(t) cosω0t + â(t) sinω0t (2)
Der Einzelseitenband-Abwärtswandler, der in 9 dargestellt ist, empfängt ein Hochfrequenz-Eingabesignal x(t), das diese Form aufweist. Hier ist a(t) die (deterministische) Information, die einen Basisbandteil enthält, der rekonstruiert werden soll. Dieses Signal wird an einen Mischer 20, 22 weitergeleitet, der ein zusammengesetztes Signal mit den folgenden In-Phasen- und Quadraturkomponenten bildet:
Der mischende Prozess aus Gleichung 3 wird in der Frequenzdomäne in 10 dargestellt. Hier bezeichnet „F{}" eine Fourier-Transformation und „*" bezeichnet eine Faltung. Darüber hinaus zeigen gestrichelte Linien rein imaginäre Fourier-Transformationen an. Aus Gleichung (3) und 10 kann erkannt werden, dass das Ergebnis des mischenden Schrittes ist, das Spektrum des Hochfrequenzsignals in ein Signal mit Summen-/Differenz-Frequenzbändern zu spalten.
Eine der Komponenten (In-Phasen- oder Quadratur-Komponente) des zusammengesetzten Signals wird an einen Hilbert-Filter 24 weitergeleitet. Ein derartiger Filter weist die Übersetzungsfunktion (mit der in [3] verwendeten Vorzeichenkonvention) auf: HHILB(ω) = j sgn(ω) (4)
Diese Übersetzungsfunktion ist in 11 dargestellt. Darüber hinaus bezeichnet in 11 „x" eine Multiplikation. Die Auswirkung eines Anwendens des Hilbert-Filters ist die Fourier-Transformationskomponenten einer positiven Frequenz mit j und Fourier-Transformationskomponenten einer negativen Frequenz mit –j zu multiplizieren. Ein Fourier-Transformieren von x₂(t) in (3) ergibt:
was umgestellt werden kann als:
Die Auswirkung des Hilber-Filters kann nun berechnet werden als (wenn wir uns erinnern, dass ω₀ – ω_c und ω₀ + ω_c beides positive Größen sind):
durch Vereinigen von Termen vereinfacht sich dies zu:
Dieses Ergebnis ist in dem rechten Teil aus 11 dargestellt. Das gefilterte Signal wird zu der anderen Zwischensignalkomponente in einem Addierer 26 addiert, um ein Niederfrequenzsignal y(t) gemäß der Gleichung zu erzeugen: y(t) = x1(t) + x ^2(t) = a(t) cos(ω0 – ωc)t + â(t) sin(ω0 – ωc)t (7)wie in 12 dargestellt. Aus Gleichung 7 wird ersichtlich, dass das Basisbandsignal a(t) wiedererhalten werden kann, falls ω_c gleich zu ω₀ gewählt wird. Schließlich kann das demodulierte Signal in einem A/D-Umwandler 28 digitalisiert werden.
Abwärts- und Aufwärtswandlung gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezug auf die 13–29 erklärt.
13 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführung eines Abwärtswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Ein Hochfrequenzsignal x(t) gemäß Gleichung (2) wird zu einem ersten Mischer 30, 32 weitergeleitet, der ein zusammengesetztes Signal u(t) mit den folgenden In-Phasen- und Quadraturkomponenten zusammensetzt:
Der mischende Prozess aus Gleichung (8) ist in der Frequenzdomäne in 14 dargestellt. Wie zuvor bezeichnet „F{}" eine Fourier-Transformation und „*" bezeichnet eine Faltung. Darüber hinaus zeigen gestrichelte Linien rein imaginäre Fourier-Transformationen an. Aus Gleichung (8) und 14 kann erkannt werden, dass das Ergebnis des mischenden Schrittes ist, das Spektrum des Hochfrequenzsignals in ein Signal mit Summen-/Differenz-Frequenzbändern zu spalten. Dies ist ähnlich zu dem mischenden Schritt in dem Abwärtswandler in 9, außer dass die Frequenzverschiebung ω_A kleiner als die Frequenzverschiebung ω_c ist, die in 9 verwendet wird. Statt einem Verwenden eines Hilbert-Filters leitet der Abwärtswandler gemäß der vorliegenden Erfindung die In-Phasen- und Quadratur-Komponenten u₁(t), u₂(t) des zusammengesetzten Signals u(t) zu einem komplexen Bandpassfilter 34. Dieser komplexe Bandpassfilter wird durch ein Verschieben eines realen Tiefpassfilters gebildet, der idealer Weise durch die Übersetzungsfunktion gebildet wird:
zu dem benötigten Frequenzband (ω_G ist die Sperrfrequenz des Filters). Der resultierende komplexe Bandpassfilter wird dargestellt durch: HBP(ω) = HLP(ω)·δ[ω – (ω0 – ωA + ωG)] (10)
Dieser Frequenz-verschiebende Prozess ist in 15 dargestellt. In dem dargestellten Fall beträgt die Frequenzverschiebung ω₀ – ω_A + ω_G, da das obere Seitenband abwärtsgewandelt werden soll. Falls das niedrigere Seitenband abwärtsgewandelt werden sollte, würde die erforderliche Frequenzverschiebung stattdessen ω₀ – ω_A – ω_G betragen.
Die Auswirkung komplexer Bandpassfilter können am besten durch Schreiben des zusammengesetzten Signals u(t) in komplexer Form erkannt werden:
Die Auswirkung des Bandpassfilters, ist es, das Frequenzband um –(ω₀+ ω_A) zu blockieren, wie in 16 dargestellt. Das Ergebnis ist:
Daher können ν₁(t) und ν₂(t) identifiziert werden als:
Dieses Bandbreiten-begrenzte Signal wird zu einem zweiten Mischer 36, 38 weitergeleitet (in der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass zweite Mischer in den 13, 19–21 falls notwendig Tiefpassfilter enthalten), der ein Zwischensignal mit In-Phasen- und Quadratur-Komponenten w₁(t), w₂(t) erzeugt, die dargestellt werden durch:
Der zweite mischende Schritt ist ebenso in 17 dargestellt. Schließlich werden die Komponenten des Zwischensignals in einem Addierer 40 addiert, der das Niederfrequenzsignal erzeugt:
wie in 18 dargestellt. Falls ω_A + ω_B als gleich zu ω₀ gewählt wird, reduziert sich dieser Ausdruck auf ½ a(t), was genau das gewünschte Ergebnis außer für den Faktor ½ ist, der durch den zweiten Mischer 36, 38 eingeführt wird. Falls gewünscht kann dieser Faktor durch eine Multiplikation mit 2 beseitigt werden, die durch einen optionalen Multiplikator 42 durchgeführt wird (diese Multiplikation kann ebenso früher durchgeführt werden, zum Beispiel in einem der Mischer). Schließlich kann das Signal a(t) in ein digitales Signal a_D(t) in einem A/D-Umwandler 44 umgewandelt werden.
Es wird bemerkt, dass falls ω_A + ω_B nicht gleich zu ω₀ ist, die Form des ursprünglichen Spektrums in 14 und des finalen Spektrums in 18 die gleiche ist. Der einzige Unterschied ist derjenige, dass die Spitzen in dem Endspektrum enger sind. Daher kann, falls gewünscht, der Prozess wiederholt werden, um das Signal in einer Frequenz weiter nach unten zu bringen.
Die Ausführung aus 13 ist am meisten analog. Durch Bewegen der A/D-Umwandlung weiter in das Blockdiagramm, werden mehr und mehr digitale Implementationen möglich.
19 stellt eine Ausführung des Abwärtswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung dar, in dem zwei A/D-Umwandler 44, 46 zwischen dem Bandpassfilter und dem zweiten Mischer bereitgestellt wurden. Diese Ausführung kann einen Komplex-geschalteten Kondensatorbandpassfilter 34SC verwenden, zum Beispiel den in 7 dargestellten Filter. Da in diesem Fall die Ausgabe ν₁(n), ν₂(n) von dem Filter bereits in einer diskreten Zeitform vorliegt, muss lediglich die tatsächliche Digitalisierung von den A/D-Umwandlern durchgeführt werden. Natürlich sind alle Elemente nach den A/D-Umwandlern 44, 46, wie zum Beispiel die Mischer 36D, 38D, der Addierer 40D und der optionale Multiplizierer 42D, nun digital. Daher wird der Mischer 36D, 38D nun durch eine normalisierte Digitalfrequenz Ω_B statt der analogen Frequenz ω_B gekennzeichnet.
Falls die A/D-Umwandler 44, 46 weiter in das Blockdiagramm bewegt werden, wie in der Ausführung aus 20, kann der komplexe Bandpassfilter digital sein, zum Beispiel ein BDLF-Filter 34D. Wie zuvor sind in dieser Ausführung Elemente zur Rechten der A/D-Umwandler 44, 46 digital.
Schließlich kann ein A/D-Umwandler 44 direkt auf das Hochfrequenzsignal angewendet werden, wie in der Ausführung aus 21. In Abhängigkeit der Anwendung kann dies jedoch einen A/D-Umwandler erfordern, der in der Lage ist, sehr hohe Frequenzsignale hand zu haben. Wie zuvor in dieser Ausführung sind Elemente zur Rechten des A/D-Umwandlers 44 digital. In dieser Ausführung sind beide Mischer digital und durch normalisierte, digitale Frequenzen Ω_A bzw. Ω_B gekennzeichnet.
Ein komplexer Bandpassfilter kann ebenso verwendet werden, um einen Aufwärtswandler zu implementieren (gemäß den wohlbekannten Transpositions-Theorem). Unterschiedliche Ausführungen eines derartigen Aufwärtswandlers werden nun mit Bezug auf die 22–27 beschrieben.
In der Ausführung aus 22 wird ein digitales Signal a_D(n) in ein analoges Signal a(t) in einem D/A-Umwandler 50 umgewandelt (es wird angenommen, dass D/A-Umwandler geeignete Anti-Abbildende Filter einschließen). Ein erster Mischer 30, 32 (in der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass erste Mischer in den 22–27 erforderliche Tiefpassfilter umfassen), der durch die Frequenz ω_A gekennzeichnet ist, mischt das analoge Signal in ein zusammengesetztes Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente. Ein komplexer Bandpassfilter 34 filtert dieses Signal in ein Bandbreiten-begrenztes Signal. In Abhängigkeit von dem Ort des Bandpassfilters wird das obere oder untere Seitenband ausgewählt. Ein zweiter Mischer 36, 38, der durch die Frequenz ω_B gekennzeichnet ist, mischt dieses Bandbreiten-begrenzte Signal in ein Zwischensignal mit In-Phasen- und Quadratur-Komponenten. Schließlich bildet ein Addierer 40 die Summe zwischen den Komponenten dieses Zwischensignals. Wie in dem Abwärtswandler kann ein optionaler Multiplizierer 42 bereitgestellt werden, um den Faktor ½ zu berücksichtigen, der von den zwei Mischern eingeführt wird (statt lediglich einem Mischer in dem in 8 dargestellten Stand der Technik).
Der Aufwärtswandler kann, genauso wie der Abwärtswandler, mehr oder weniger digital in Abhängigkeit des Ortes des D/A-Umwandlungsschrittes sein.
Daher wurden in der Ausführung aus 23 D/A-Umwandler 50, 52 zwischen dem ersten Mischer und dem komplexen Bandpassfilter bereitgestellt. In dieser Ausführung ist ein Mischer 30D, 32D digital.
In den Ausführungen aus 24 und 25 wurde die D/A-Umwandlung hinter den komplexen Filter gestellt, der nun ein digitaler Filter 34D ist, zum Beispiel ein komplexer digitaler BDLF-Bandpassfilter. In Abhängigkeit des Ortes des D/A-Umwandlers können der zweite Mischer und der Addierer analog (24) oder digital (25) sein. Es ist ebenso möglich, die D/A-Umwandlung direkt vor einer analogen Addition durchzuführen.
Wie in dem Fall des Abwärtswandlers kann der Aufwärtswandler ebenso mit einem komplex geschalteten Kondensatorbandpassfilter 34SC implementiert werden, wie in 26 und 27 dargestellt. Da ein geschalteter Kondensatorfilter ein analoges Eingabesignal erfordert, werden D/A-Umwandler 54, 56 vor dem Filter bereitgestellt (natürlich kann die D/A-Umwandlung früher durchgeführt werden, wie in der Ausführung aus 22). Da darüber hinaus das Ausgabesignal eines geschalteten Kondensatorfilters ein diskretes Zeitsignal ist, wird eine weitere D/A-Umwandlung durchgeführt, entweder direkt nach dem Filter (26) oder nach dem zweiten Mischer (27).
In der in dieser Anmeldung dargestellten Ausführung werden die Komponenten des Zwischensignals addiert. Dies erfordert, dass die Mischer unterschiedliche Phasenbeziehungen aufweisen („–sin" und „sin"). Falls die Mischer die gleiche Phasenbeziehung aufweisen, können die Komponenten voneinander subtrahiert werden, statt dieses auszugleichen.
28 ist ein Flussdiagramm, das das Abwärtswandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Der Prozess startet in Schritt 100. Im Schritt 102 wird das Hochfrequenzsignal in ein zusammengesetztes Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente gemischt. In Schritt 104 wird das zusammengesetzte Signal in einem komplexen Bandpassfilter in ein Bandbreiten-begrenztes Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente Bandbreiten-begrenzt. In Schritt 106 wird das Bandbreiten-begrenzte Signal in ein Zwischensignal gemischt, das eine In-Phasen-Komponente und eine Quadratur-Komponente aufweist. In Schritt 108 wird eine Komponente des Zwischensignals addiert (subtrahiert) zu (von) der anderen Komponente. Dies beendet den Prozess in Schritt 110.
29 ist ein Flussdiagramm, das das Aufwärtswandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Prozess startet in Schritt 200. In Schritt 202 wird das Niederfrequenzsignal in ein zusammengesetztes Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente gemischt. In Schritt 204 wird das zusammengesetzte Signal in einem komplexen Bandpassfilter in ein Bandbreiten-begrenztes Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente Bandbreiten-begrenzt. In Schritt 206 wird das Bandbreiten-begrenzte Signal in ein Zwischensignal gemischt, das eine In-Phasen-Komponente und eine Quadratur-Komponente aufweist. In Schritt 208 wird eine Komponente des Zwischensignals zu (von) der anderen Komponente addiert (subtrahiert). Dies beendet den Prozess in Schritt 210.
Aus der obigen Beschreibung wird es klar, dass ein wesentlicher Teil der vorliegenden Erfindung die Rekonstruktion (Erzeugung) eines Nieder-(Hoch-)Frequenzsignals aus einem zusammengesetzten Signal mit einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente ist. Statt einem Verwenden eines Hilbert-Filters, wie in dem Stand der Technik, verwendet die Erfindung einen komplexen Bandpassfilter und einen Mischer. Da dieser Teil der Erfindung bereits unter Bezugnahme beschrieben wurde, und in die Abwärts- und Aufwärtswandler eingebettet ist, ist eine weitere Beschreibung nicht notwendig.
Darüber hinaus wurde die vorliegende Erfindung unter Bezug auf eine Einzelseitenband-Amplitudenmodulation beschrieben. Jedoch können komplexe Bandpassfilter ebenso in anderen Arten einer Amplitudenmodulation verwendet werden, wie zum Beispiel einer Doppelseitenbandmodulation, um Hilbert-Filter zu beseitigen. In der Tat kann die vorliegende Erfindung auf eine Modulation im Allgemeinen (Amplitude, Frequenz, Phase) sowohl digital als auch analog und auf deterministische als auch auf stochastische Signale angewendet werden.
Es ist für die auf dem Gebiet tätigen Fachleute selbstverständlich, dass unterschiedliche Modifikationen und Änderungen der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können, ohne von deren Umfang abzuweichen, der durch die angehängten Ansprüche definiert wird.
Referenzen:

[1] Allan R. Hambley. „An Introduction to Communication Systems", W.H. Freeman and Company, 1990
[2] S. Signell, T. Kouyoumdjev, K. Mossberg, L. Harnefors, "Design and Analysis of Bilinear Digital Ladder Filters", IEEE Transactions of Circuits and Systems, Feb. 1996
[3] Ronald N. Bracewell, "The Fourier Transform and its Applications", McGraw-Hill, 1986

Claims

Eine Vorrichtung zur Rekonstruktion eines Niederfrequenzsignals aus einem Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, gekennzeichnet durch einen komplexen Bandpassfilter (34; 34D; 34SC) zur Bandbreitenbegrenzung des Summensignals auf ein Bandbreiten begrenztes Signal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; einen Mischer (36, 38; 36D, 38D) zum Mischen des Bandbreiten begrenzten Signals mit einem Zwischensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; und einen Addierer (40; 40D) zum Addieren oder Subtrahieren des Zwischensignals entsprechend mit- oder voneinander.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen A/D-Wandler (44) zur A/D-Wandlung des Ausgangssignals des Addierers (40).
Die Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass A/D-Wandler (44, 46) für eine A/D-Wandlung der Komponenten des Bandbreite begrenzten Signals vorhanden sind; der Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; und der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, geschalteter Kondensatorfilter (34SC) ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass A/D-Wandler (44, 46) zur A/D-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden sind; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; der Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; und der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bandpassfilter eine komplexe, lineare, digitale Filterkette (34D) ist.
Ein Abwärtswandler zur Konvertierung eines modulierten Hochfrequenzsignals in ein Niederfrequenzsignal, mit einem ersten Mischer zum Mischen des Hochfrequenzsignals in ein Summensignal, dass eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung in Übereinstimmung mit Anspruch 1 zur Rekonstruktion des Niederfrequenzsignals aus dem Summensignal.
Der Abwärtswandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal und das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.
Der Abwärtswandler nach Anspruch 8 oder 9, gekennzeichnet durch einen A/D-Wandler (44) zur A/D-Wandlung des Ausgangssignals von dem Addierer (40).
Der Abwärtswandler nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass A/D-Wandler (44, 46) zur A/D-Wandlung der Komponenten des Basisbandsignals vorhanden sind; der zweite Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; und der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist.
Der Abwärtswandler nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, geschalteter Kondensatorfilter (34SC) ist.
Der Abwärtswandler nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass A/D-Wandler (44, 46) zur A/D-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden sind; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; der zweite Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; und der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist.
Der Abwärtswandler nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein A/D-Wandler (44) zur A/D-Wandlung des Hochfrequenzsignals vorhanden ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; der zweite Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; und der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist.
Der Abwärtswanderl nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexen Bandpassfilter eine komplexere, digitale, bi-lineare Filterkette (34S) ist.
Eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus einem Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, gekennzeichnet durch einen komplexen Bandpassfilter (34; 34D; 34SC) zur Bandbreitenbegrenzung des Summensignals auf ein Bandbreiten begrenztes Signal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; einen Mischer (36, 38; 36D, 38D) zur Mischung des Bandbreiten begrenzten Signals in ein Zwischensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; und einen Addierer (40; 40D) zum Addieren oder Subtrahieren einer Komponente des Zwischensignals entsprechend mit- oder voneinander.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Summensignal ein digitales Signal ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; und D/A-Wandler (50, 52) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Bandbreiten begrenzten Signals vorhanden sind.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Summensignal ein digitales Signal ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; der Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist; und ein D/A-Wandler (50) zur D/A-Wandlung des Ausgangssignals des digitalen Addierers vorhanden ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bandpassfilter eine komplexe, bi-lineare, digitale Filterkette (34D) ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Summensignal ein digitales Signal ist; ein erster Satz von D/A-Wandlern (54, 56) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, geschalteter Kondensatorfilter (34SC) ist; und ein zweiter Satz von D/A-Wandlern (50, 52) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Bandbreiten begrenzten Signals vorhanden ist.
Ein Aufwärtswandler zur Wandlung eines Niederfrequenzsignals in ein moduliertes Hochfrequenzsignal mit einem ersten Mischer zum Mischen des Niederfrequenzsignals in ein Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung in Übereinstimmung mit Anspruch 16 zur Erzeugung des Hochfrequenzsignals aus dem Summensignal.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal und das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, gekennzeichnet durch ein digitales Niederfrequenzsignal und einen D/A-Wandler zur D/A-Wandlung des digitalen Niederfrequenzsignals.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein digitales Signal ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; und D/A-Wandler (50, 52) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden sind.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein digitales Signal ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer digitaler Bandpassfilter (34D) ist; und D/A-Wandler (50, 52) zur Wandlung der D/A-Komponenten des Bandbreite begrenzten Signals vorhanden sind.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein digitales Signal ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, digitaler Bandpassfilter (34D) ist; der zweite Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist; und ein D/A-Wandler (50) zur D/A-Wandlung des Ausgangssignals von dem digitalen Addierer vorhanden ist.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, dass der komplexe Bandpassfilter eine komplexe, bi-lineare, digitale Filterkette (34D) ist.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein digitales Signal ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; ein erster Satz von D/A-Wandlern (54, 56) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, geschalteter Kondensatorfilter (34SC) ist; und ein zweiter Satz von D/A-Wandlern (50, 52) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Bandbreite begrenzten Signals vorhanden ist.
Der Aufwärtswandler nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein digitales Signal ist; der erste Mischer ein digitaler Mischer (30D, 32D) ist; ein erster Satz von D/A-Wandlern (54, 56) zur D/A-Wandlung der Komponenten des Summensignals vorhanden ist; der komplexe Bandpassfilter ein komplexer, geschalteter Kondensatorfilter (34SC) ist; der zweite Mischer ein digitaler Mischer (36D, 38D) ist; der Addierer ein digitaler Addierer (40D) ist; und ein weiterer D/A-Wandler (50) zur D/A-Wandlung des Ausgangssignals des digitalen Addierers vorhanden ist.
Ein Verfahren zur Rekonstruktion eines Niederfrequenzsignals aus einem Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch komplexe Bandbreitenbegrenzung des Summensignals auf ein Bandbreiten begrenztes Signal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; Mischen des Bandbreite begrenzten Signals in ein komplexes Zwischensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; und Addieren oder Subtrahieren einer Komponente des Zwischensignals entsprechend mit- oder voneinander.
Das Verfahren nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.
Ein Verfahren zur Abwärtswandlung eines Hochfrequenzsignals in ein Niederfrequenzsignal mit dem Schritt des Mischens des Hochfrequenzsignals in ein Summensignal, das eine phasenrichtiger Komponente und eine Blindkomponente aufweist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 31 zur Rekonstruktion des Mehrfrequenzsignals aus dem Summensignal.
Das Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal und das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.
Ein Verfahren zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus einem Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch komplexe Bandbreitenbegrenzung des Summensignals auf ein Bandbreiten begrenztes Signal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; Mischen des Bandbreiten begrenzten Signals in ein komplexes Zwischensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist; und Addieren oder Subtrahieren des Zwischensignals entsprechend mit- oder voneinander.
Das Verfahren nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal ist.
Ein Verfahren zur Aufwärtswandlung eines Niederfrequenzsignal in ein moduliertes Hochfrequenzsignal mit dem Schritt des Mischens des Niederfrequenzsignals in ein Summensignal, das eine phasenrichtige Komponente und eine Blindkomponente aufweist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch eine Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 35 zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus dem Summensignal.
Das Verfahren nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochfrequenzsignal ein Einseitenbandsignal und das Niederfrequenzsignal ein Basisbandsignal ist.