-
GEBIET DER
ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen elektronische Schaltungen
zur Verwendung in drahtlosen Kommunikationssystemen und insbesondere
einen rauscharmen Verstärker,
welcher zum Betrieb in Mehrfrequenzbändern, wie beispielsweise dem
900-MHz- und dem 1,8-GHz-Band
eines drahtlosen Systems für
personenbezogene Kommunikationsdienste (PCS), imstande ist.
-
ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
-
Die
Nachfrage nach Zellulartelefonen und anderen drahtlosen Kommunikationsdiensten
steigt ständig.
Folglich werden nun viele drahtlose Systeme so konfiguriert, dass
sie in mehr als einem Frequenzband funktionieren. Zum Beispiel ist
ein zellulares System, das im US-Patent
Nr. 5,457,734 beschrieben wird, welches am 10. Oktober 1995 an Eryaman
et al. erteilt wurde und den Titel „Multi-Band Cellular Radiotelephone System
Architecture" trägt, zum
gleichzeitigen Betrieb in zwei verschiedenen Frequenzbändern imstande,
die auf 800 MHz und 1,5 GHz zentriert sind. Außerdem wurden drahtlose Systeme
für personenbezogene
Kommunikationsdienste (PCS für
engl. personal communication services) in letzter Zeit unter Verwendung
eines ersten Bandes, das auf 900 MHz zentriert ist, und eines zweiten
Bandes, das auf 1,8 GHz zentriert ist, konfiguriert. Diese und andere
drahtlose Mehrbandkommunikationssysteme haben eine Nachfrage nach
Handys und anderen Arten von tragbaren Kommunikationsendgeräten geschaffen,
die zum Betrieb in zwei oder mehr verschiedenen Frequenzbändern imstande
sind.
-
Um
die Kosten und die Komplexität
der eingangsseitigen Hochfrequenz- oder HF-Schaltungsanordnung in
diesen tragbaren Mehrbandendgeräten
zu minimieren, wäre
es höchst
wünschenswert,
einen einzigen rauscharmen Ver stärker
am Eingang bereitzustellen, der zum Beispiel sowohl das 900 MHz-
als auch das 1,8-GHz-Band verstärken
kann. Solch ein Verstärker
sollte sowohl eine niedrige Rauschzahl als auch eine hohe Verstärkung aufweisen,
um die Auswirkungen von Rauschen in nachfolgenden Verstärkungsstufen
zu verringern. Unglücklicherweise
sind herkömmliche
rauscharme Verstärker
außerstande,
eine annehmbare Rausch- und Verstärkungsleistung in mehreren
drahtlosen Bändern
bereitzustellen, ohne die Kosten und die Komplexität des Verstärkers übermäßig zu erhöhen. Zum
Beispiel würde
die Anwendung von herkömmlichen Anpassungstechniken
auf einen rauscharmen Verstärker
im Allgemeinen erfordern, dass sowohl ein Eingangs- als auch ein
Ausgangsanpassungsnetz einen getrennten Satz von wenigstens zwei
oder drei Elementen für
jedes der anzupassenden Frequenzbänder verwenden. Ein getrennter
Satz von Elementen wird daher verwendet, um eine Schmalbandeingangs-
oder eine Schmalbandausgangsanpassung für jedes der Frequenzbänder bereitzustellen.
Andere herkömmliche
Lösungen
versuchen möglicherweise,
einen einzigen Satz von Elementen zu verwenden, um eine Breitbandeingangs- oder Breitbandausgangsanpassung
bereitzustellen, aber solche Techniken sind sehr schwer zu implementieren
und oft außerstande,
die Leistungsanforderungen von Mehrfrequenzbändern zu erfüllen. Als
Ergebnis dieser und anderer Unzulänglichkeiten des Standes der
Technik kann es notwendig sein, dass ein bestimmtes Handy getrennte
Verstärker
für jedes
der Frequenzbänder
oder einen einzigen Mehrstufenverstärker, der sowohl komplex als
auch teuer ist, aufweisen muss. In beiden Fällen werden die Größe, die
Kosten und der Leistungsverbrauch des Handys übermäßig erhöht.
-
Es
ist daher offensichtlich, dass ein Bedarf an einem einfachen und
kostengünstigen
rauscharmen Verstärker
besteht, welcher in wenigstens zwei verschiedenen Frequenzbändern funktionieren
kann, derart dass der Verstärker
in einem Handy oder einem anderen tragbaren Kommunikationsendgerät eines
drahtlosen Mehrbandsystems verwendet werden kann, ohne die Größe, die
Kosten und den Leistungsverbrauch des tragbaren Endgeräts übermäßig zu erhöhen.
-
US-A-5,406,226
offenbart einen rauscharmen Verstärker, wie im Oberbegriff von
Anspruch 1 dargelegt.
-
KURZDARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
-
Die
Verstärker
und ein Verfahren gemäß der Erfindung
sind so, wie in den unabhängigen
Ansprüchen dargelegt.
Bevorzugte Formen werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
-
Die
vorliegende Erfindung stellt einen einfachen und kostengünstigen
rauscharmen Verstärker
bereit, welcher eine ausgezeichnete Leistung in zwei oder mehr Frequenzbändern erbringen
kann. Gemäß der Erfindung
werden Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze verwendet, um jeweilige
Eingangs- und Ausgangsanpassungen für den Verstärker in zwei verschiedenen
Frequenzbändern
bereitzustellen. Im Gegensatz zu herkömmlichen Anpassungsnetzen verwenden
die Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze der vorliegenden Erfindung
jeweils einen einzigen Satz von Elementen, um zwei Schmalbandanpassungen
in zwei verschiedenen Frequenzbändern
bereitzustellen. Folglich wird die Komplexität des Verstärkers erheblich verringert,
während
seine Verstärkungs-
und Rauschzahlleistung verbessert wird.
-
Eine
veranschaulichende Ausführungsform
der Erfindung ist ein rauscharmer Verstärker, der zum Betrieb im 900-MHz- und im 1,8-GHz-Frequenzband
eines Empfängers
von personenbezogenen Kommunikationsdiensten (PCS) oder eines anderen
Endgeräts
eines drahtlosen Kommunikationssystems imstande ist. Der Verstärker weist
eine einzige Verstärkungsstufe
mit einem bipolaren Sperrschichttransistor und einer Verstärkungsbandbreitenfre quenz
fγ von
nur etwa 10 GHz auf. Die Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze für den Transistor
weisen jeweils einen ersten Reihenkondensator, einen Nebenschlussinduktor,
die mit Massepotenzial gekoppelt ist, einen zweiten Reihenkondensator
und einen zweiten Induktor, der mit einer Versorgungsspannung gekoppelt
ist, auf. Diese vier Elemente werden verwendet, um sowohl im 900-MHz-
als auch im 1,8-GHz-Frequenzband Schmalbandeingangs- oder Schmalbandausgangsanpassungen
bereitzustellen. Die Anpassungsnetze dienen auch dazu, eine Verstärkung außerhalb
des 900-MHz- und des 1,8-GHz-Frequenzbandes
zu unterdrücken.
Die Erfindung verringert ferner die Komplexität der Verstärkerschaltung durch Verwenden
der ersten Reihenkondensatoren in den Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen,
um eine entsprechende GS-Eingangs- und GS-Ausgangsisolation bereitzustellen,
und durch Verwenden der zweiten Induktoren der Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze,
um den jeweiligen Basis- und Kollektoranschlüssen des Verstärkertransistors
eine GS-Vorspannung zuzuführen.
Die Anpassungsnetze können
so konfiguriert sein, dass nur konzentrierte induktive und kapazitive
Elemente mit Werten, die auf weniger als etwa 10 nH beziehungsweise
10 pF begrenzt sind, verwendet werden, um eine monolithische Integration
des bipolaren Transistors zu ermöglichen.
Widerstandselemente sind aus den Anpassungsnetzen entfernt, um die
Rauschzahlleistung des Verstärkers
weiter zu verbessern. Es hat sich gezeigt, dass diese veranschaulichende
Ausführungsform
der Erfindung eine minimale Verstärkung von etwa 15 dB und eine
maximale Rauschzahl von etwa 2 dB über 100 MHz breite Bänder liefert,
die auf 900 MHz und 1,8 GHz zentriert sind.
-
Ein
rauascharmer Verstärker
gemäß der vorliegenden
Erfindung kann mit Versorgungsvorspannungen in der Größenordnung
von 1 bis 1,5 Volt betrieben werden, welche von einer einzigen chemischen
Batterie in einem Handy oder einem anderen tragbaren Kommunikationsendgerät leicht
abgeleitet werden können.
Die Verwendung eines einzigen Satzes von Elementen, um Schmalbandeingangs-
oder Schmalbandeingangsanpassungen auf zwei Frequenzen bereitzustellen,
vereinfacht den Verstärker
erheblich, während
seine Leistungsfähigkeit
verbessert wird. Die Anpassungsnetzelemente können mit begrenzten Werten
konfiguriert sein, um die Integration zu erleichtern. Außerdem sorgt
die Doppelverwendung von verschiedenen Elementen der Anpassungsnetze
für beide
Anpassungsfunktionen, sowie andere Funktionen, wie beispielsweise
GS-Vorspannung und GS-Isolation, für erhebliche Verringerungen
der Größe und der
Komplexität
des rauscharmen Verstärkers.
Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
sind aus den beiliegenden Zeichnungen und der folgenden ausführlichen
Beschreibung besser ersichtlich.
-
KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
1 veranschaulicht
eine beispielhafte GS-Vorspannung eines rauscharmen Verstärkers gemäß der Erfindung.
-
2 zeigt
grafische Darstellungen der maximal verfügbaren Verstärkung und
der minimalen Rauschzahl eines rauscharmen Verstärkers, der so vorgespannt ist,
wie in Verbindung mit 1 beschrieben.
-
3 und 4 zeigen
grafische Darstellungen von Verstärkungs- und Rauschkreisen bei
900 MHz beziehungsweise 1,8 GHz für einen rauscharmen Verstärker, der
so vorgespannt ist, wie in Verbindung mit 1 beschrieben.
-
5 ist
eine schematische Darstellung, welche den rauscharmen Verstärker von 1 mit
Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen gemäß der Erfindung veranschaulicht.
-
6 zeigt
grafische Darstellungen von Smith-Diagrammen der Eingangsreflexionskoeffizienten
der Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze des rauscharmen Verstärkers von 5.
-
7 zeigt
grafische Darstellungen von Verstärkung und Rauschzahl des rauscharmen
Verstärkers von 5 von
100 MHz bis 2,0 GHz.
-
8 zeigt
grafische Darstellungen von Verstärkung und Rauschzahl des rauscharmen
Verstärkers von 5 in
einem 120 MHz breiten Frequenzband, das auf 900 MHz zentriert ist.
-
9 zeigt
grafische Darstellungen von Verstärkung und Rauschzahl des rauscharmen
Verstärkers von 5 in
einem 120 MHz breiten Frequenzband, das auf 1,8 GHz zentriert ist.
-
10 stellt
den Realteil der Eingangs- und Ausgangsimpedanz des rauscharmen
Verstärkers
von 5 von 100 MHz bis 2,0 GHz dar.
-
11 und 12 stellen
beispielhafte Empfänger
dar, die gemäß der Erfindung
konfiguriert sind.
-
AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung wird im Folgenden in Verbindung mit einem
beispielhaften rauscharmen Verstärker
zur Verwendung in einem System für
personenbezogene Kommunikationsdienste (PCS) veranschaulicht, das
in zwei ungefähr
100 MHz breiten Frequenzbändern
funktioniert, eines auf etwa 900 MHz zentriert, und das andere auf
etwa 1,8 GHz zentriert. Es versteht sich jedoch von selbst, dass
die Erfindung nicht auf die Verwendung irgendeiner bestimmten Verstärkerart,
irgendeines bestimmten Satzes von Frequenzbändern oder irgendeines bestimmten
Kommunikationssystems beschränkt ist,
sondern stattdessen vielmehr allgemein auf jede drahtlose Mehrbandanwendung
anwendbar ist, in welcher es wünschenswert
ist, die Komplexität
und die Kosten der Hochfrequenz- oder HF-Schaltungsanordnung in
einem Empfängereingang
zu verringern. Zum Beispiel ist die Erfindung zur Verwendung in
Mobilstationsempfängern
der PCS-Systeme geeignet, die in TIA/EIA/IS-95A, „Mobile
Station – Base
Station Compatibility for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular
System", Juni 1996,
TIA/EIA/IS-97A, „Recommended
Minimum Performance Standards for Base Station Supporting Dual-Mode
Wideband Spread Spectrum Cellular Mobile Stations", Juni 1996, TIA/EIA/IS-98A, „Recommended
Minimum Performance Standards for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum
Cellular Mobile Stations",
Juni 1996, und ANSI J-STD-008, „Personal
Station – Base
Station Compatibility Requirements for 1.8 to 2.0 GHz Code Division
Multiple Access (CDMA) Personal Communication Systems" näher beschrieben werden.
Der Begriff „Schmalbandanpassung", wie hierin verwendet,
bezieht sich auf eine Anpassung, welche eine gewünschte Verstärkung, eine
gewünschte
Rauschzahl oder eine andere Leistungsmessung über ein Band eines Verstärkers liefert,
der in zwei oder mehr Bändern
funktioniert, während
eine Verstärkung
zwischen den Bändern
unterdrückt
wird. Eine Schmalbandanpassung steht demnach im Gegensatz zu einer
Breitbandanpassung, in welcher ein verhältnismäßig hohe Verstärkung über zwei
oder mehr verschiedene Betriebsbänder
bereitgestellt wird, ohne eine Verstärkung zwischen den Bändern merklich
zu unterdrücken.
-
1 veranschaulicht
Techniken, welche verwendet werden können, um einen beispielhaften
rauscharmen Einstufenverstärker
gemäß der Erfindung
vorzuspannen. Der rauscharme Verstärker ist in 1 ohne Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze
dargestellt, um die Vorspannungsbedingungen besser zu veranschaulichen.
Geeignete Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze werden im Folgenden
in Verbindung mit 5 beschrieben. Der rauscharme
Verstärker
weist eine einzige Verstärkungsstufe
auf, die in diesem Beispiel einen bipolaren n-p-n-Sperrschichttransistor Q1 aufweist.
Der Transistor Q1 kann ein bipolarer Sperrschichttransistor HP Avantek
1400 sein, der in einer Chippackung konfiguriert ist. Der Transistor
Q1 in diesem Beispiel wurde so ausgewählt, dass er eine Verstärkungsbandbreitenfrequenz
fγ von
nur etwa 10 GHz aufweist. Die Verstärkungsbandbreitenfrequenz fγ ist
die Frequenz, bei welcher die Kurzschlussverstärkung |hfe(ω)| des Transistors
Q1 sich Eins nähert,
wie zum Beispiel in G. Gonzalez, „Microwave Transistor Amplifiers,
Analysis and Design",
Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1984, näher beschrieben wird. Andere
geeignete Transistoren, welche bipolare p-n-p-Sperrschichttransistoren,
Feldeffekttransistoren (FETs) und Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit
(HEMTs) umfassen, ohne darauf beschränkt zu sein, könnten für den Transistor
Q1 in alternativen Ausführungsformen
des rauscharmen Einstufenverstärkers,
der in 1 dargestellt ist, ebenfalls verwendet werden.
-
Der
Verstärker
von 1 weist einen Eingangsreihenkondensator C1 auf,
der zwischen einen Eingangsanschluss IN des Verstärkers und
den Basisanschluss des Transistors Q1 geschaltet ist. Der Kondensator
C1 fungiert als ein Gleichstrom- oder GS-Trennkondensator, welcher
sich bei GS einem Leerlauf und bei HF-Frequenzen einem Kurzschluss
nähert.
Die Basis von Q1 ist über
einen Induktor L1 mit einer Spannungsversorgung V1 verbunden. Ein
Kondensator C2 ist zur Spannungsversorgung V1 parallel geschaltet,
um das Versorgungsleitungsrauschen zu verringern. Der Emitter von
Q1 ist über
einen Induktor L2 und einer parallele Kombination eines Emittervorspannungswiderstands
R1 und eines Kondensators C3 mit Massepotenzial verbunden. Der Induktor
L2 stellt eine Rückkopplung
für verbesserte
HF-Anpassung bereit und dient auch dazu, Instabilitäten zu verringern.
Der Wert des Induktors L2 sollte sorg fältig gewählt werden, um eine Verschlechterung
der HF-Verstärkung des
Verstärkers
zu vermeiden, und kann einen Wert in der Größenordnung von etwa 0,2 nH
aufweisen. Es ist zu erwähnen,
dass Werte von L2, die größer als
etwa 0,4 nH sind, eine zusätzliche Absenkung
in der maximal verfügbaren
Transistorverstärkung
verursachen kann, die unter 1,8 GHz beginnt.
-
Der
Kondensator C3 fungiert als ein Überbrückungskondensator,
um den Emitter von Q1 bei HF-Frequenzen auf Massepotenzial nebenzuschließen, derart
dass der Emittervorspannungswiderstand R1 die Hochfrequenztransistorverstärkung nicht
verschlechtert. Der Kollektor von Q1 ist über einen Induktor L3 mit einer
Spannungsversorgung V2 verbunden. Ein Kondensator C4 ist zur Spannungsversorgung
V2 parallel geschaltet, um das Versorgungsleitungsrauschen zu verringern.
Ein Ausgangsgleichstromsperrkondensator C5 ist zwischen den Kollektor
des Transistors Q1 und einen Ausgangsanschluss OUT des Verstärkers geschaltet. Die
Versorgungsfilterkondensatoren C2 und C4 können Werte in der Größenordnung
von 100 pF aufweisen. Die Kondensatoren C1 und C5, sowie die Induktoren
L1 und L3 in dieser Ausführungsform
werden Teil der Eingangs- oder Ausgangsanpassungsnetze, und geeignete
Werte für
diese Elemente werden im Folgenden in Verbindung mit 5 beschrieben.
Die Induktoren L1 und L3 stellen auch HF-Drosselfunktionen bereit und nähern sich
bei GS Kurzschlüssen
und bei HF-Frequenzen Leerläufen.
-
Der
rauscharme Verstärker
von 1 ist in dieser veranschaulichenden Ausführungsform
so konfiguriert, dass er mit Versorgungsspannungen V1 und V2 von
1 Volt beziehungsweise 1,5 Volt funktioniert. Diese Werte werden
gewählt,
um zu zeigen, dass der Verstärker
unter Verwendung von Versorgungen, die aus einer einzigen chemischen
Batterie in einem Handy oder einem anderen tragbaren Kommunikationsendgerät abgeleitet
werden, zuverlässig
in zwei Frequenzbändern
betrieben werden kann. Die Versorgungsspannung V1 von 1 Volt wird
verwendet, um die Basis von Q1 vorzuspannen, während die Versorgungsspannung
V2 von 1,5 Volt verwendet wird, um den Kollektor von Q1 vorzuspannen.
Der Basis-Emitter-Spannungsabfall
beträgt
ungefähr 0,7
Volt, derart dass die Emitterspannung etwa 0,3 Volt beträgt. Indem
der Emittervorspannungswiderstand R1 so gewählt wird, dass er einen Wert
von etwa 60 Ω aufweist,
wird demnach ein Kollektorstrom von etwa 5 mA bereitgestellt. Der
gesamte GS-Leistungsverbrauch im rauscharmen Verstärker von 1 ist
ungefähr
der Kollektorstrom mal der Kollektorspannung oder etwa 7,5 mW. Es
ist zu erwähnen,
dass diese Vorspannungsbedingungen nur beispielhaft sind und auch
andere Anordnungen verwendet werden könnten. Es wurde jedoch beobachtet,
dass ein Verringern des Kollektorstroms auf etwa 2 mA in dieser
veranschaulichenden Ausführungsform
die Menge von Verstärkung,
die im 1,8-GHz-Frequenzband verfügbar
ist, verringern kann. Die Vorspannungsbedingungen, die in einer
bestimmten Ausführungsform
gewählt
werden, hängen
natürlich
von Faktoren, wie beispielsweise den Frequenzbändern und den Charakteristiken
des Transistors Q1, ab.
-
2 zeigt
grafische Darstellungen einer maximal verfügbaren Verstärkung Gmax und einer minimalen Rauschzahl Fmin in Abhängigkeit von der Frequenz für den Transistor
Q1, der auf die zuvor beschriebene Weise vorgespannt wurde. Die
grafischen Darstellungen zeigen an, dass bei 900 MHz etwa 21 dB
von Verstärkung bei
einer minimalen Rauschzahl von etwa 1,3 dB verfügbar sind. Bei 1,8 GHz sind
jedoch nur etwa 18 dB von Verstärkung
bei einer minimalen Rauschzahl von etwas unter 2,0 dB verfügbar. Es
kann daher nur ein verhältnismäßig kleines
Maß an
Fehlanpassung im 1,8-GHz-Band des rauscharmen Verstärkers von 1 toleriert werden,
wenn sowohl im 900-MHz- als auch im 1,8-GHz-Frequenzband einigermaßen gute
Leistungsmessungen, wie beispielsweise 15 dB Verstärkung und
2,0 dB Rauschzahl, erreicht werden sollen. Im Folgenden wird in
Verbindung mit 5 bis 10 gezeigt,
dass Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze, die gemäß der vorliegenden
Erfindung konfiguriert sind, imstande sind, eine minimale Verstärkung von
15 dB und eine maximale Rauschzahl von 2 dB sowohl über das
900-MHz- als auch das 1,8 GHz-Band bereitzustellen.
-
3 und 4 zeigen
Rausch- und Verstärkungskreise
bei 900 MHz beziehungsweise 1,8 GHz für den Transistor Q1, der auf
die zuvor beschriebene Weise vorgespannt wurde. Wie bereits erwähnt, ist
die Rauschzahl bei 1,8 GHz der Parameter, welcher den geringsten
Spielraum in diesem Beispiel bietet. Dieser Parameter stellt daher
die strengsten Anforderungen an das Eingangsanpassungsnetz, gefolgt
von der Verstärkung
bei 1,8 GHz und dann dem Rauschen und der Verstärkung bei 900 MHz. Weitere
Bedingungen werden den Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen gemäß der vorliegenden
Erfindung auferlegt, um die Verstärkung außerhalb dieser Frequenzbänder zu
unterdrücken.
-
5 stellt
den rauscharmen Verstärker
von 1 mit veranschaulichenden Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen
gemäß der Erfindung
dar. Diese Anpassungsnetze verwenden jeweils einen Satz von vier
Elementen, um Schmalbandanpassungen sowohl für das 900-MHz- als auch das
1,8 GHz-Frequenzband bereitzustellen. Herkömmliche Anpassungstechniken
verwenden dagegen im Allgemeinen getrennte Sätze von zwei oder drei Elementen,
um eine Anpassung für
jedes Frequenzband bereitzustellen, oder versuchen, eine Breitbandanpassung
bereitzustellen, welche beide Frequenzbänder deckt. Diese herkömmlichen Lösungen stellen
nicht nur keine annehmbare Verstärkungs-
und Rauschzahlleistung in vielen wichtigen Anwendungen bereit, sondern
steigern auch die Größe, die
Komplexität
und die Kosten des rauscharmen Verstärkers. Die vorliegende Erfindung
kann eine Schmalbandanpassung für
zwei Frequenzbänder
unter Verwendung eines einzigen Satzes von Elementen bereitstellen,
wodurch die Leistung des Verstärkers
verbessert wird, während
seine Kosten und seine Komplexität
verringert werden.
-
Die
Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze in dieser Ausführungsform
sind so ausgelegt, dass sie Induktoren und Kondensatoren mit verhältnismäßig kleinen
Werten aufweisen. Zum Beispiel können
die Induktoren der Anpassungsnetze alle weniger als oder gleich
etwa 10 nH sein, während
die Kondensatoren der Anpassungsnetze alle weniger als oder gleich
etwa 10 pF sein können.
Diese Elemente sind vorzugsweise als konzentrierte Elemente statt
als verteilte Elemente konfiguriert, um eine monolithische Integration
dieser Elemente mit dem bipolaren Transistor Q1 zu ermöglichen.
Es ist zu erwähnen,
dass, obwohl es in einigen Anwendungen leichter sein kann, die Anpassungsnetze
mit verteilten Übertragungsleitungselementen
aufzubauen, die Verwendung solcher Elemente die Größe der Verstärkerschaltung übermäßig vergrößern kann.
Zum Beispiel hätte
eine Viertelwellenlängenübertragungsleitung
bei 900 MHz eine physikalische Länge
von 2 bis 4 cm und kann daher zur Verwendung in einem Zellularhandy
unpraktisch sein. Gemäß einem
anderen Aspekt der Erfindung verwenden die veranschaulichenden Anpassungsnetze
keine Widerstände,
da sich herausstellte, dass Widerstände zur Rauschzahl beitragen.
-
Der
rauscharme Verstärker
von 5 verwendet vier Elemente für jedes der Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze.
Das Eingangsanpassungsnetz weist die Kondensatoren C1 und C6, sowie
die Induktoren L1 und L4 auf. Das Ausgangsanpassungsnetz weist die
Kondensatoren C5 und C7, sowie die Induktoren L3 und L5 auf. Diese
Ausführungsform
verwendet einen Satz von vier Elementen für die Anpassungsnetze sowohl
von Eingang als auch Ausgang, da zwei Frequenzen angepasst werden
müssen.
In Bezug auf das Smith-Diagramm erfordert ein Bewegen vom 50-Ω-Zentrum
des Diagramms zu jedem anderen Impedanzpunkt auf dem Diagramm im
Allgemeinen ein Minimum von zwei Freiheitsgraden. Diese zwei Freiheitsgrade können unter
Verwendung eines Kondensators und eines Induktors bei einer bestimmten
Frequenz bereitgestellt werden. Ein Anpassen bei zwei verschiedenen
Frequenzen erfordert im Allgemeinen vier Freiheitsgrade. Die veranschaulichenden
Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze im rauscharmen Verstärker von 5 verwenden
jeweils zwei Induktoren und zwei Kondensatoren, um vier Freiheitsgrade
bereitzustellen.
-
Um
die Gesamtanzahl an Elementen, die im rauscharmen Verstärker von
5 benötigt werden,
zu verringern, wird die GS-Vorspannung für die Basis von Q1 durch den
Induktor L1 des Eungangsanpassungsnetzes bereitgestellt, wird die
GS-Vorspannung für
den Kollektor von Q1 durch den Induktor L3 des Ausgangsanpassungsnetzes
bereitgestellt, wird die GS-Isolation für den Verstärkereingang unter Verwendung
des Kondensators C1 des Eingangsanpassungsnetzes bereitgestellt
und wird die GS-Isolation für
den Verstärkerausgang
durch Verwenden des Kondensators C5 des Ausgangsanpassungsnetzes
bereitgestellt. Diese Doppelverwendung von verschiedenen Anpassungsnetzelementen
sorgt für
weitere Verringerungen der Größe und der
Komplexität
des rauscharmen Verstärkers.
Die Eingangsanpassungsnetztopologie im rauscharmen Verstärker von
5 kann
daher zusammengefasst werden, wie folgt:
-
Die
Ausgangsanpassungsnetztopologie im rauscharmen Verstärker von
5 wird
zusammengefasst, wie folgt:
-
Die
Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze verwenden demnach jeweils
vier Elemente, um Schmalbandanpassungen bei 900 MHz und 1,8 GHz
bereitzustellen, wobei bestimmte Elemente der Anpassungsnetze auch
als GS-Isolations- und GS-Vorspannungsfunktionen dienen.
-
Die
Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze des rauscharmen Verstärkers von
5 können gemäß einem
bestimmten Satz von Entwicklungszielwerten unter Verwendung von
Optimierungswerkzeugen, wie beispielsweise einer Optimierungsfunktion,
die in Softwarepaketen von EESOF oder MMICAD verfügbar ist,
optimiert werden. Eine beispielhafte Optimierung des rauscharmen
Verstärkers
von
5 zum Betrieb im 900-MHz- und im 1,8-GHz-Band
erfolgt im Anschluss. Die Entwicklungszielwerte für die beispielhafte
Optimierung sind wie folgt:
-
Eine
Ausführungsform
des rauscharmen Verstärkers
von
5, der für
die oben angegebenen Entwicklungszielwerte optimiert wurde, wies
die folgenden Werte für
die konzentrierten Elemente in den Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen
auf:
Eingangsanpassungsnetz
-
Ausgangsanpassungsnetz
-
Wie
bereits erwähnt,
wurden alle Induktoren und Kondensatoren in dieser veranschaulichenden
Ausführungsform
auf Werte von weniger als oder gleich 10 nH beziehungsweise 10 pF
begrenzt, um eine mögliche monolithische
Integration mit dem bipolaren Transistor Q1 zu ermöglichen.
Die vorstehende Tabelle führt
die Impedanzwerte (Z) für
die Anpassungsnetzkondensatoren und die Admittanzwerte (Y) für die Anpassungsnetzinduktoren
sowohl bei 900 MHz als auch 1,8 GHz an. Die Impedanz- und Admittanzwerte,
normiert auf 50 Ω, wurden
gemäß den folgenden
Gleichungen errechnet:
wobei ω die Winkelfrequenz ist, C
und L die Kapazitätsbeziehungsweise
Induktivitätswerte
sind, und Z und Y die Impedanz der Reihenkapazität beziehungsweise die Admittanz
der Parallelinduktivität
sind. Die anderen Elemente C2, C3, C4, L2 und R1 des rauscharmen
Verstärkers
von
5 hatten die Werte, die sie vorher in der vorstehenden
Beschreibung der Vorspannungsschaltung erhielten. Das heißt, C2,
C3 und C4 hatten Werte von etwa 100 pF, L2 hatte einen Wert von
etwa 0,20 nH und R1 hatte einen Wert von 60 Ω. Es ist erneut zu betonen,
dass die vorstehenden Werte für
eine bestimmte veranschaulichende Ausführungsform sind und nicht dahingehend
ausgelegt werden sollten, dass sie die Erfindung auf irgendeine
bestimmte Ausführungsform
oder Klasse von Ausführungsformen
beschränken.
Die Werte, die in einer bestimmten Anwendung gewählt werden, hängen von
den jeweiligen Entwicklungszielwerten, der jeweiligen Konfiguration
der Anpassungsnetze und der Art von verwendetem Transistor, sowie
anderen Faktoren ab.
-
6 zeigt
eine grafische Darstellung eines Smith-Diagramms der Eingangs- und Ausgangsimpedanzen
des rauscharmen Verstärkers
von 5 sowohl bei 900 MHz als auch bei 1,8 GHz unter
Verwendung der veranschaulichenden Elementwerte und Vorspannungsbedingungen,
die zuvor angeführt
wurden. Aus der grafischen Darstellung des Smith-Diagramms geht
hervor, dass der Eingangsreflexionskoeffizient GAMMA S bei 1,8 GHz
den Stellen sehr nahe ist, die von der Analyse der Vorspannungsbedingungen
in Verbindung mit zuvor beschriebenen 1 und 4 angezeigt
werden. Dies ist zum Teil auf die strengen Impedanzanpassungsanforderungen
zurückzuführen, die
in der veranschaulichenden Ausführungsform
durch den geringen Spielraum von Fehlanpassung bei 1,8 GHz gestellt
werden. Bei 900 MHz ist der Eingangsreflexionskoeffizient GAMMA
S weit von den Stellen ent fernt, die durch die Vorspannungsanalyse
angezeigt werden. Dies ist ein Ergebnis des verhältnismäßig großen Spielraums von Fehlanpassung
bei 900 MHz und der Notwendigkeit, andere Kriterien zu erfüllen, wie
beispielsweise das Unterdrücken
von Verstärkung
außerhalb
des 900-MHz- und des 1,8-GHz-Bandes.
-
7 zeigt
die Breitbandverstärkungs-
und Rauschzahlleistung von 100 MHz bis 2,0 GHz des veranschaulichenden
rauscharmen Verstärkers,
der zuvor beschrieben wurde. Aus 7 ist ersichtlich,
dass die Verstärkung
im 900-MHz-Band etwa 18 dB und im 1,8-GHz-Band etwa 15 dB beträgt, während die Rauschzahl in beiden
Bändern
2 dB oder niedriger ist. Außerdem
wird die Verstärkung
zwischen den beiden Bändern
auf unter etwa 12 dB unterdrückt.
Der veranschaulichende rauscharme Verstärker hat daher die zuvor dargelegten Hauptentwicklungskriterien
erfüllt.
Aus 7 geht auch hervor, dass unter etwa 700 MHz die
Verstärkung
des Verstärkers
steil auf unter 0 dB abfällt,
während
die Rauschzahl auf etwa 20 dB ansteigt. Das resultierende vermehrte
Rauschen wird daher nicht wesentlich verstärkt und kann in späteren Empfängerstufen
herausgefiltert werden. Es ist zu erwähnen, dass der Verstärkungsgang
in diesem Beispiel eine sehr schmale Resonanz bei ungefähr 700 MHz
mit einer Verstärkung
von mehr als 15 dB an den Tag legt. Es können weitere Einstellungen
an den zuvor dargelegten beispielhaften Anpassungsnetzelementwerten
vorgenommen werden, um diese Resonanz zu entfernen. Es ist zu erwähnen, dass
die Empfindlichkeitsanalyse, die durch Variieren der Werte der konzentrierten
Elemente erfolgt, anzeigt, dass die Anpassungsnetze für Prozessänderungen
nicht allzu sehr empfindlich sind.
-
8 und 9 stellen
grafische Darstellungen von Schmalbandverstärkung und Schmalbandrauschzahl
für den
beispielhaften rauscharmen Verstärker
in den Frequenzbändern
von 840 bis 960 MHz beziehungsweise von 1,74 bis 1,86 GHz dar. Auf 8 und 9 ist
deutlicher zu erkennen, dass über 100-MHz-Bänder, die
auf 900 MHz und 1,8 GHz zentriert sind, die Verstärkung größer als
etwa 15 dB ist und die Rauschzahl niedriger als etwa 2 dB ist.
-
10 stellt
die Realteile der Eingangsimpedanz ZIN und der Ausgangsimpedanz
ZOUT des beispielhaften rauscharmen Verstärkers von etwa 100 MHz bis
2,0 GHz dar. Die Stabilitätsfaktoren
des veranschaulichenden Verstärkers
garantieren keine bedingungslase Stabilität. Daher kann sich eine Instabilität, die zu Schwingung
führt,
ergeben, wenn der Eingang und der Ausgang ungenau angepasst werden.
Obwohl Stabilität
im Allgemeinen ein wesentliches Anliegen in der Entwicklung jedes
rauscharmen Verstärkers
ist, kann das Vorhandensein von Resonanzen die Stabilität in der
Entwicklung eines rauscharmen Zweibandverstärkers noch wichtiger machen.
Die übliche
Bedingung für
Stabilität
ist, dass der Realteil der Eingangs- und Ausgangsimpedanz niedriger
als das Negativ des jeweiligen Quellen- und Lastwiderstands sein sollte, der
in diesem Beispiel mit 50 OMEGA angenommen wird. Wenn der Realteil
der Eingangs- oder Ausgangsimpedanz negativ ist und einen größeren Betrag
als der entsprechende Quellen- oder Lastwiderstand aufweist, ergibt
sich ein negativer Nettowiderstand, und es können Schwingungen beginnen.
Daher sollte der Realteil der Eingangs- und Ausgangsimpedanzen in
diesem Beispiel größer als
eine Grenze von –50
OMEGA sein. Aus 10 ist ersichtlich, dass die
Realteile der Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des veranschaulichenden
rauscharmen Verstärkers
größer als –50 OMEGA
sind und der Verstärker
daher über
das 900-MHz- und
das 1,8-GHz-Frequenzband einen stabilen Betrieb an den Tag legt.
Eine weitere Einstellung der Anpassungsnetzelementwerte kann vorgenommen
werden, um die 700-MHz-Resonanz in der veranschaulichenden Ausführungsform
zu verringern oder zu eliminieren, wodurch der Stabilitätsspielraum
verbessert wird.
-
Ein
rauscharmer Verstärker,
der gemäß der Erfindung
konfiguriert ist, verwendet einen einzigen Satz von Eingangsanpassungselementen
und einen einzigen Satz von Ausgangsanpassungselementen, um Schmalbandeingangs-
und Schmalbandausgangsanpassungen auf zwei Frequenzen bereitzustellen,
wodurch ermöglicht
wird, dass der Verstärker
in zwei verschiedenen Frequenzbändern
funktioniert. Die zuvor beschriebene veranschaulichende Ausführungsform
kann sowohl über
ein 900-MHz-Band als auch über
ein 1,8-GHz-Band bei einer Verstärkungsunterdrückung außerhalb
dieser Bänder
mit Ausnahme einer leichten Resonanz bei 700 MHz eine minimale Verstärkung von
15 dB und eine maximale Rauschzahl von 2 dB bereitstellen. Die veranschaulichende
Ausführungsform
verwendet ein Eingangsanpassungsnetz mit vier Elementen und ein
Ausgangsanpassungselement mit vier Elementen. Ein induktives Element
jedes der Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze wird verwendet,
um den Verstärkertransistor
vorzuspannen, während
ein kapazitives Element jedes der Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetze
verwendet wird, um eine GS-Isolation bereitzustellen. Obwohl mögliche Instabilitäten in der
veranschaulichenden Ausführungsform
auftreten können, insbesondere
bei der 700-MHz-Resonanz, können
solche Instabilitäten
unter Verwendung herkömmlicher Techniken
kontrolliert werden. Alternative Ausführungsformen der Erfindung
können
mehr als eine einzige Verstärkungsstufe
oder andere Anordnungen von Elementen in den Eingangs- und Ausgangsanpassungsnetzen verwenden,
um zwei oder mehr Schmalbandanpassungen für den Verstärker bereitzustellen.
-
11 und 12 veranschaulichen
beispielhafte Empfänger
gemäß der Erfindung. 11 stellt
einen Empfänger 10 dar,
welcher eine erste Antenne 12 und eine zweite Antenne 14 aufweist.
Die erste Antenne 12 kann so ausgelegt sein, dass sie ein
HF-Signal in einem ersten Frequenzband, wie beispielsweise dem zuvor
be schriebenen 900-MHz-Frequenzband, empfängt, während die zweite Antenne 14 so
ausgelegt sein kann, dass sie ein HF-Signal in einem zweiten Frequenzband,
wie beispielsweise dem zuvor beschriebenen 1,8-GHz-Frequenzband,
empfängt.
Elemente, die in 11 und 12 in
gestrichelten Blöcken
dargestellt sind, sind optionale Elemente, welche in alternativen
Ausführungsformen
entfernt werden können.
Zum Beispiel könnte
die zweite Antenne 14 im Empfänger 10 entfernt und
die erste Antenne 12 verwendet werden, HF-Signale in zwei
verschiedenen Frequenzbändern
zu empfangen. Die Ausgaben der Antennen 12, 14 werden
in einem Filter 16 gefiltert und dann an einen Eingang
eines rauscharmen Zweibandverstärkers 18 angelegt.
Der Verstärker 18 kann
von der Art, die in Verbindung mit 5 zuvor
beschrieben wurde, oder ein anderer geeigneter rauscharmer Zweibandverstärker gemäß der Erfindung
sein. Das Filter 16 kann als ein regelbares Bandpassfilter,
welches eingestellt werden kann, um sowohl eine Bandpassfilterung
des 900-MHz- als auch des 1,8-GHz-Bandes bereitzustellen, oder als
ein Filter, welches beide Bänder
ohne Einstellung durchlassen kann, implementiert werden. Die Ausgabe
des rauscharmen Verstärkers 18 wird
an ein optionales Spiegelselektionsfilter 20 angelegt werden,
welches in diesem Beispiel als ein regelbares Bandpassfilter implementiert
ist. Das regelbare Bandpassfilter kann so eingestellt werden, dass
es entweder das 900-MHz-Band
oder das 1,8-GHz-Band durchlässt.
Das Spiegelselektionsfilter 20 kann in alternativen Ausführungsformen
entfernt werden. Die Ausgabe des Filters 20 wird an den
Mischer 22 angelegt. Der Mischer 22 verwendet
ein geeignetes Empfangsoszillatorsignal, das durch einen Frequenzgenerator 24 geliefert
wird, um ein HF-Signal,
das durch die Antenne 12 oder 14 empfangen wird,
auf ein Zwischenfrequenz- oder ZF-Signal herunterzumischen. Die
Empfangsoszillatorsignalfrequenz variiert in Abhängigkeit davon, ob ein HF-Signal
vom 900-MHz-Band oder vom 1,8-GHz-Band heruntergemischt wird, derart
dass das HF-Ausgangssignal in jedem Fall dieselbe mittlere Frequenz
aufweisen kann. Der Empfänger 10 ist
demnach imstande, ein Eingangssignal unter Verwendung von nur einem
einzigen rauscharmen Verstärker
in einem von zwei verschiedenen Frequenzbändern zu empfangen und auf
ZF zu herunterzumischen.
-
12 stellt
einen Empfänger 30 gemäß einer
alternativen Ausführungsform
der Erfindung dar. Der Empfänger 30 weist
die erste und die zweite Antenne 12, 14, den rauscharmen
Zweibandverstärker 18 und den
Mischer 22 auf, welche alle auf eine ähnliche Weise funktionieren
wie in Verbindung mit 11 zuvor beschrieben. Der Empfänger 30 weist
auch getrennte Bandpassfilter 32, 34 zum Filtern
von HF-Signalen auf, die auf den jeweiligen Antennen 12, 14 im
900-MHzbeziehungsweise 1,8-GHz-Band empfangen werden. Ein erster
Schalter S1 wählt
die Ausgabe eines der Filter 32, 34 zum Anlegen
an den Eingang des rauscharmen Zweibandverstärkers 18 aus. Die
Ausgabe des Verstärkers 18 wird
an ein optionales Spiegelselektionsfilter 36 geliefert,
welches erste und zweite Bandpassfilter 38, 40 zum
Filtern im 900-MHz- beziehungsweise im 1,8-GHz-Band aufweist. Ein zweiter Schalter
S2 wählt
die Ausgabe eines der Filter 38, 40 zum Anlegen
an einen HF-Eingang
des Mischers 22 aus. Der Empfangsoszillatoreingang des
Mischers 22 empfängt
in Abhängigkeit
von der Stellung eines dritten Schalters S3 die Ausgabe eines Empfangsoszillators 42 für das 900-MHz-Band
oder die Ausgabe eines Empfangsoszillators 44 für das 1,8-GHz-Band. Der Empfänger 30 ist demnach
wie der Empfänger 10 in 11 imstande,
ein Eingangssignal unter Verwendung von nur einem einzigen rauscharmen
Zweibandverstärker
in einem von zwei verschiedenen Frequenzbändern zu empfangen und auf
ZF herunterzumischen. Es ist zu erwähnen, dass rauscharme Zweibandverstärker gemäß der Erfindung
in eine große
Vielfalt von anderen Arten von Empfängern eingebaut werden kann.
-
Die
zuvor beschriebenen Ausführungsformen
der Erfindung dienen nur zur Veranschaulichung. Zahlreiche alternative
Ausführungsformen
können
von den Fachleuten entwickelt werden, ohne sich vom Rahmen der folgenden
Ansprüche
zu entfernen.