DE69833187T2 - Sehr bandbreiteneffiziente kommunikation - Google Patents

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Description

  • Erfindungsgebiet
  • Diese Erfindung beinhaltet Kommunikationsverfahren, die eine sehr effiziente Verwendung der verfügbaren Spektral-Bandbreite mittels einer Kombination mehrerer Zugrifftechniken vornehmen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Kommunikationssysteme, die über begrenzte Spektral-Bandbreiten arbeiten, müssen einen sehr effizienten Gebrauch der knappen Bandbreiten-Ressourcen machen, um für eine große Population von Benutzern einen akzeptablen Service bereitzustellen. Beispiele für diese Kommunikationssysteme, die mit einer hohen Benutzernachfrage und knappen Bandbreiten-Ressourcen zu tun haben, sind drahtlose Kommunikationssysteme, wie beispielsweise Mobilfunk- oder Personalkommunikation-Systeme.
  • Verschiedene Techniken wurden für die Verwendung in diesen Systemen vorgeschlagen, um die Bandbreiten-Effizienz (die Informationsmenge, die innerhalb einer gegebenen Spektral-Bandbreite effizient übertragen werden kann) zu erhöhen. Viele dieser Techniken beinhalten die Wiederverwendung derselben Kommunikation-Ressourcen für mehrere Benutzer, während die Identität eines jeden Benutzersignals beibehalten wird. Diese Techniken werden allgemein als Vielfachzugrifftechniken oder -protokolle bezeichnet. Unter diesen Vielfachzugriff-Protokollen befinden sich der Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access, TDMA), Code-Multiplex-Vielfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA), Raummultiplex-Vielfachzugriff (Space Division Multiple Access, SDMA) und der Frequenzvielfach-Zugriff (Frequency Division Multiple Access, FDMA). Die technischen Grundlagen dieser Vielfachzugriff-Protokolle werden z. B. im neuesten Buch von Rappaport mit dem Titel "Wireless Communications Principles and Practice", Prentice Hall, 1996, erörtert.
  • Das Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(Time Division Multiple Access, TDMA)-Protokoll beinhaltet die Übertragung von Informationen von vielen Benutzern auf einer zugeordneten Frequenzbandbreite mittels Zeitmultiplexens der Information von verschiedenen Benutzern. In diesem Multiplex-Schema werden für spezifische Benutzer besondere Zeitkanäle verwendet. Das Kennen des Zeitkanals, in dem eine spezifische Information übertragen wird, ermöglicht die Trennung und die Rekonstruktion einer jeden Benutzernachricht am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Das Code-Multiplex-Vielfachzugriff-(CDMA)-Protokoll beinhaltet die Verwendung eines einmaligen Codes, um das Datensignal jedes Benutzers von Datensignalen anderer Benutzer zu unterscheiden. Das Kennen des einmaligen Codes, mit dem eine spezifische Information übertragen wird, ermöglicht die Trennung und Rekonstruktion der Nachricht jedes Benutzers am Empfangsende des Nachrichten-Kanals. Es gibt vier CDMA-Protokollarten, die über die spezifische Technik klassifiziert werden, die verwendet wird, um die Benutzerdaten über einen breiten Frequenzspektrum-Bereich zu verbreiten: Direkt-Sequenz (oder Pseudogeräusch)-, Frequenzsprung-, Zeitsprung- und hybride Systeme. Die technischen Grundlagen für die CDMA-Protokolle werden z. B. im kürzlich erschienenen Buch von Prasad mit dem Titel "CDMA for Wireless Personal Communications", Artech House, 1996, erörtert.
  • Das Direkt-Sequenz-CDMA(DS-CDMA)-Protokoll beinhaltet die Verbreitung eines Benutzerdatensignals über einen breiten Frequenzspektrum-Bereich, indem das Datensignal mit einem einmaligen Codesignal moduliert wird, das eine höhere Bandbreite als das Datensignal hat. Die Frequenz des Codesignals wird so ausgewählt, dass sie viel höher als die Frequenz des Datensignals ist. Das Datensignal wird direkt vom Codesignal moduliert, und das entstandene codierte Datensignal moduliert einen einzelnen Breitbandträger, der kontinuierlich einen großen Frequenzbereich abdeckt. Nach der Übertragung des DS-CDMA-modulierten Trägersignals verwendet der Empfänger eine lokal erzeugte Version des einmaligen Benutzercodesignals, um das empfangene Signal zu demodulieren und ein rekonstruiertes Datensignal zu erhalten. Der Empfänger ist somit in der Lage, das Benutzerdatensignal aus einem modulierten Träger zu extrahieren, der die Datensignale vieler anderer Benutzer trägt.
  • Das Frequenzsprung-Spreizung-Spektrum-(FHSS)-Protokoll beinhaltet die Verwendung eines einmaligen Codes, um den Wert einer Schmalband-Trägerfrequenz für aufeinander folgende Bursts des Benutzerdatensignals zu ändern. Der Wert der Trägerfrequenz variiert mit der Zeit in Übereinstimmung mit dem einmaligen Code über einen großen Frequenzspektrum-Bereich. CDMA-Protokolle stehen eng mit der Spreizung-Spektrumtechnologie in Beziehung, und der Begriff "Spreizung-Spektrum-Vielfachzugriff" (Spread Spectrum Multiple Access, SSMA) wird auch für CDMA-Protokolle wie beispielsweise DS-CDMA und FHSS verwendet, die einen relativ großen Frequenzbereich verwenden, über den sie ein relativ schmalbandiges Datensignal verteilen.
  • Das Zeitsprung-CDMA(TH-CDMA)-Protokoll beinhaltet die Verwendung einer einzelnen Schmalbandbreiten-Trägerfrequenz, um in Intervallen, die vom einmaligen Benutzercode bestimmt werden, Bursts der Benutzerdaten zu übertragen.
  • Hybride CDMA-Systeme benutzen eine Kombination von zwei oder mehr CDMA-Protokollen, wie beispielsweise Direkt-Sequenz/Frequenzsprung (DS/FH), Direkt-Sequenz/Zeitsprung (DS/TH), Frequenzsprung/Zeitsprung (FH/TH) und Direkt-Sequenz/Frequenzsprung/Zeitsprung (DS/FH/TH).
  • Die CDMA-Protokolle modulieren jede Benutzerinformation mit einem für diesen Benutzer einmaligen separaten Code. Jede Benutzerinformation wird am Empfangsende des Nachrichten-Kanals getrennt und rekonstruiert, indem der Abschnitt des multiplexierten Signals isoliert wird, der mit dem Benutzercode zusammenhängt. In spezifischen Ausführungsformen werden orthogonale Codes verwendet, die die vollständige Trennung der mit anderen Codes verknüpften Information ohne Nebensprechen erlauben. Wenn keine orthogonalen Codes verwendet werden, kann ein "Codeabgleich" benutzt werden, um eine Interferenz infolge der Korrelation zwischen verschiedenen Codes einzuschränken. Diese Technik beinhaltet die kluge Auswahl von Codes, die, obzwar nicht orthogonal, lediglich zu einem minimalen Nebensprechen führen.
  • Das Raummultiplex-Vielfachzugriff-(SDMA)-Übertragungsprotokoll beinhaltet die Bildung von geleiteten Energiestrahlen, deren Strahlungsmuster sich räumlich nicht überlagern, um an verschiedenen Stellen mit Benutzern zu kommunizieren. Adaptive Antennengruppen können in phasengesteuerten Mustern betrieben werden, um die Energie gleichzeitig in die Richtung ausgewählter Empfänger zu lenken. Mit einer solchen Übertragungstechnik können die anderen Multiplex-Schemata in jedem der getrennt geleiteten Strahlen wieder verwendet werden. Dieselben spezifischen CDMA-Codes können z. B. in zwei unterschiedlichen räumlich getrennten Strahlen verwendet werden. Daher kann, wenn sich die Strahlen nicht überlagern, verschiedenen Benutzern derselbe Code zugeordnet werden, solange sie durch eine spezifische Strahl-/Code-Kombination eindeutig gekennzeichnet werden können.
  • Das SDMA-Empfangsprotokoll beinhaltet die Verwendung von adaptiven Mehrelement-Antennengruppen, um die Empfangsempfindlichkeit der Gruppe in Richtung der ausgesuchten Sendequellen zu leiten. Eine digitale Strahlbildung wird verwendet, um die von der adaptiven Antennengruppe empfagenen Signale zu verarbeiten und die Interferenz und das Geräusch von unverfälschten Signalen, die aus einer bestimmten Richtung empfangen werden, zu trennen. Für eine Empfangsstelle werden die empfangenen HF-Signale an jedem Antennenelement in der Gruppe abgetastet und digitalisiert. Die digitalen Basisband-Signale stellen dann die Amplituden und Phasen der HF-Signale dar, die an jedem Antennenelement in der Gruppe empfangen werden. Digitalsignal-Verarbeitungstechniken werden dann von jedem Antennenelement in der Gruppe auf den Bitstrom angewendet. Das Verfahren zur Strahlbildung beinhaltet die Anwendung von gewichteten Werten auf die digitalen Signale von jedem Antennenelement, wodurch die numerische Darstellung ihrer Amplituden und Phasen so eingestellt wird, dass sie, wenn zusammen addiert, den gewünschten Strahl – d. h. die gewünschte Richt-Empfangsempfindlichkeit – bilden. Der solchermaßen gebildete Strahl ist eine digitale Darstellung innerhalb des Computers der von der Antennengruppe aus irgendeiner bestimmten Richtung empfangenen physikalischen HF-Signale. Das Verfahren der Null-Steuerung am Sender wird verwendet, um die räumliche Richtung der Nullbereiche im Muster der übertragenen HF-Energie einzustellen. Das Verfahren der Null-Steuerung am Empfänger ist eine Digitalsignal-Verarbeitungstechnik, um die eigentliche Richtung der Nullen in der Empfängerverstärkung oder -empfindlichkeit zu steuern. Beide Verfahren dienen dazu, die räumliche Zwischenstrahlinterferenz so gering wie möglich zu halten. SDMA-Techniken, die Mehrelement-Antennengruppen verwenden, um Richtstrahlen zu bilden, werden im Zusammenhang mit mobiler Kommunikation in Swales u. a., IEEE Trans. Veh. Technol., Band 39, Nr. 1, Februar 1990, und im U.S.-Patent 5,515,378 offenbart. Die technischen Grundlagen für SDMA-Protokolle, die adaptive Antennengruppen verwenden, werden z. B. im kürzlich erschienenen Buch von Litva and Lo mit dem Titel "Digital Beamforming in Wireless Communications", Artech House, 1996, erörtert.
  • Das Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff-(FDMA)-Protokoll bedient eine Vielfalt von Benutzern über ein Frequenzband, indem bestimmten Benutzern spezielle Frequenz-Kanäle zugewiesen werden – d. h. indem die zu verschiedenen Benutzern gehörende Information Frequenz-multiplexiert wird. Das Kennen des Frequenz-Kanals, in dem eine spezifische Information liegt, ermöglicht die Rekonstruktion der Informationen jedes Benutzers am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Das orthogonale Frequenzmultiplexing (OFDM) betrifft ein Problem, dem man begegnet, wenn z. B. gepulste Signale in einem FDMA-Format übertragen werden. Gemäß in den Kommunikationswissenschaften gut bekannten Grundsätzen erweitert die begrenzte Dauer dieser Signale inhärent die Bandbreite des Signals im Frequenzraum. Dementsprechend können sich Frequenz-Kanäle signifikant überlagern, was die Verwendung der Frequenz als Benutzer-identifizierenden Parameter, das Prinzip, das FDMA zugrundeliegt, vereitelt. Wie direkt unten erläutert, können jedoch gepulste Informationen, die auf spezifischen Frequenzen übertragen werden, gemäß den OFDM-Grundsätzen trotz der Tatsache getrennt werden, dass sich die Frequenz-Kanäle infolge der begrenzten Dauer der Signale überlagern.
  • Das OFDM benötigt ein spezifisches Verhältnis zwischen der Datenrate und den Trägerfrequenzen. Genauer gesagt, wird das gesamte Signalfrequenzband in N Frequenz-Unterkanäle aufgeteilt, die jeweils dieselbe Datenrate 1/T haben. Diese Datenströme werden dann auf eine Vielzahl von Trägern multiplext, die in der Frequenz durch 1/T getrennt werden. Das Multiplexen von Signalen unter diesen Bedingungen führt dazu, dass jeder Träger eine Frequenzantwort hat, die gegen Nullen neigt, bei Vielfachen von 1/T. Daher gibt es trotz der Tatsache, dass sich die Kanäle überlagern, aufgrund der mit der Datenrate verbundenen Erweiterung keine Interferenz zwischen den verschiedenen Trägerkanälen. Das OFDM wird z. B. von Chang im Bell Sys. Tech. Jour., Band 45, S. 1775-1796, Dez. 1966, und im U.S.-Patent Nr. 4,488,445 offenbart.
  • Die parallele Datenübertragung ist eine Technik, die mit FDMA zusammenhängt. Sie wird auch als Mehrton-Übertragung (Multitone Transmission, MT), diskrete Mehrton-Übertragung (Discrete Multitone Transmission, DMT) oder Mehrträger-Übertragung (Multi-Carrier Transmission, MCT) bezeichnet. Die parallele Datenübertragung hat gegenüber dem einfachen FDMA bedeutende Rechenvorteile. In dieser Technik werden die Informationen jedes Benutzers getrennt und nicht wie im Standard-FDMA in einer einzigen Frequenz, sondern in verschiedenen Frequenzen oder "Tönen" übertragen. In einem Beispiel für diese Technik werden Eingabedaten mit NF Bits pro Sekunde mit einer Datenrate von F Bits pro Sekunde in Blöcke von N Bits gruppiert. N Träger oder "Töne" werden dann verwendet, um diese Bits zu übertragen, wobei jeder Träger F Bits pro Sekunde überträgt. Die Träger können in Übereinstimmung mit den Grundsätzen des OFDM beabstandet werden.
  • Ein Vorteil von parallelen Datenübertragungen rührt von gewissen Rechenvorteilen her, die mit dieser Übertragungstechnik verknüpft sind. Spezifisch kann gezeigt werden, dass ein paralleles Datensignal der Fourier-Transformierten des ursprünglichen seriellen Datenzugs entspricht, und dass die Demodulation der Töne der inversen Fourier-Transformierten entspricht. Dies hat zu der vorteilhaften Verwendung von schnellen Fourier-Transformierten-Techniken (FFT) beim Implementieren dieser Technik, anstelle der Verwendung eines teuren Systems von Sinus-Generatoren, Modulatoren und kohärenten Demodulatoren, geführt. Siehe z. B. Weinstein und Ebert, IEEE Trans. on Comm. Tech., Band com-19, Nr. 5, Okt. 1971, S. 628.
  • Die parallele Datenübertragung kann verwendet werden, um eine Vielzahl von Benutzern zu bedienen, indem spezifische Töne für spezifische Benutzer bestimmt werden. In dieser Technik kann die spezifische Information einmalig mit einem speziellen Benutzer verbunden sein, indem die Information nur auf der diesem Benutzer zugeordneten Frequenzgruppe oder Tonreihe übertragen wird. Die Verwendung mehrerer Frequenzen für einen Benutzer ermöglicht die Verbreitung des Signals über einen großen und dennoch diskreten Bereich der Frequenzdomäne mit den aus Spreizung-Spektrumkommunikation bekannten Vorteilen. Siehe U.S.-Patent 5,410,538, an Roche und Wyner erteilt.
  • Das weitere Multiplexing kann stattfinden, indem dieselbe Frequenzgruppe oder Tonreihe für verschiedene Benutzer wieder verwendet wird, indem die Tonreihe auf der Grundlage eines benutzerspezifischen Spreizung-Codes moduliert wird. Benutzer, denen dieselbe Tonreihe zugeordnet wird, können dann voneinander unterschieden werden, indem der Abschnitt der multiplexierten Signale, der mit ihrem zugeordneten Code verknüpft ist, getrennt wird. Siehe Yee, Linnartz und Fettweis, "Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks", Proc. PIMRC '93, Yokohama, Japan, S. 109-113, September 1993.
  • Sowohl die Phase als auch die Amplitude des Trägers können geändert werden, um das Signal in der Mehrton-Übertragung darzustellen. Dementsprechend kann die Mehrton-Übertragung mit M-wertigen digitalen Modulationsschemata implementiert werden. In einem M-wertigen Modulationsschema werden zwei oder mehr Bits zusammen gruppiert, um Symbole zu bilden, und eines der M möglichen Signale wird während jeder Symboldauer übertragen. Beispiele für M-wertige digitale Modulationsschemata schließen Phasenumtastung (Phase Shift Keying, PSK), Frequenzumtastung (Frequency Shift Keying, FSK) und eine höherwertige Quadraturamplitudenmodulation (QAM) ein. In der QAM wird ein Signal durch die Phase und Amplitude einer Trägerwelle dargestellt. In einer höherwertigen QAM kann eine Vielzahl von Punkten auf einer Amplitude/Phase-Skizze unterschieden werden. In einer 64-wertigen QAM können z. B. 64 solche Punkte unterschieden werden. Da sechs Bits von Nullen und Einsen 64 verschiedene Kombinationen annehmen können, kann z. B. eine Daten-Symbol-Sequenz von 6 Bit auf einen Träger in einer 64-wertigen QAM moduliert werden, indem aus den möglichen 64 Gruppen nur eine Wertgruppe der Phase und Amplitude übertragen wird.
  • Es wurden Vorschläge unterbreitet, um einige der obigen zeitlichen und spektralen Multiplextechniken zu kombinieren. Im US-Patent 5,260,967, an Schilling erteilt, wird z. B. die Kombination von TDMA und CDMA offenbart. Im US-Patent 5,291,475, erteilt an Bruckert, und im US-Patent 5,319,634, an Bartholomew erteilt, wird die Kombination von TDMA, FDMA und CDMA vorgeschlagen.
  • Weitere Vorschläge wurden gemacht, um verschiedene zeitliche und spektrale Vielfachzugriffstechniken mit räumlichen Vielfachzugriffstechniken zu kombinieren. Im US-Patent 5,515,378, am 12. Dez. 1991 angemeldet, schlägt Roy das "separating multiple messages in the same frequency, code, or time channel using the fact that they are in different spatial channels" vor (das Trennen mehrerer Nachrichten in derselben Frequenz, demselben Code oder Zeitkanal, indem die Tatsache verwendet wird, dass sie verschiedene räumliche Kanäle haben). Roy schlägt die spezifische Anwendung seiner Technik auf Mobilfunk-Kommunikation vor, indem eine "Antennengruppe" verwendet wird. Ähnliche Vorschläge wurden von Swales u. a. im IEEE Trans. Veh. Technol., Band 39, Nr. 1, Februar 1990, und von Davies u. a. in A.T.R., Band 22, Nr. 1, 1988, und in Telecom Australia, Rev. Activities, 1985/1986, S. 41-43, unterbreitet.
  • Im am 23. Juni 1992 angemeldeten US-Patent 5,260,968 schlagen Gardner und Schell die Verwendung von Nachrichten-Kanälen vor, die "spektral unzusammenhängend" sind, in Verbindung mit "räumlich trennbaren" Strahlungsmustern. Die Strahlungsmuster werden bestimmt, indem "Selbst-Kohärenz"-Eigenschaften des Signals mittels der Verwendung einer adaptiven Antennengruppe wiederhergestellt werden. "[A]n adaptive antenna array at a base station is used in conjunction with signal processing through self coherence restoral to separate the temporally and spectrally overlapping signals of users that arrive from different specific locations." ("Eine adaptive Antennengruppe an einer Basisstation wird in Verbindung mit der Signalverarbeitung mittels der Selbst-Kohärenz-Wiederherstellung verwendet, um die sich zeitlich und spektral überlagernden Signale von Benutzern zu trennen, die von verschiedenen spezifischen Standorten kommen.") (Siehe Zusammenfassung der Erfindung.) In diesem Patent wird jedoch die adaptive Analyse und Selbst-Kohärenz-Wiederherstellung nur verwendet, um das optimale Strahlmuster zu bestimmen; "...conventional spectral filters...[are used]...to separate spatially inseparable filters." ("... gewöhnliche Spektralfilter... [werden verwendet], ... um räumlich nicht trennbare Filter zu trennen."
  • Winters schlägt die "adaptive Gruppenverarbeitung" (adaptive array processing) vor, in der "[t]he frequency domain data from a plurality of antennas are...combined for channel separation and conversion to the time domain for demodulation" ("die Frequenzdomänendaten von mehreren Antennen für die Kanaltrennung und -umwandlung in die Zeitdomäne für die Demodulation kombiniert werden"). Siehe US-Patent 5,481,570, eingereicht am 20. Oktober 1993, Spalte 1, Zeilen 66-67, und Spalte 2, Zeilen 14-16.
  • Agee hat gezeigt, dass "the use of an M-element multiport antenna array at the base station of any communication network can increase the frequency reuse of the network by a factor of M and greatly broaden the range of input SINRs required for adequate demodulation" ("die Verwendung einer M-Element-Multiport-Antennengruppe an der Basisstation eines beliebigen Nachrichten-Netzes die Frequenzwiederverwendung des Netzes um einen Faktor M erhöhen und den Bereich der Eingabe-SINRs, die für die angemessene Demodulation erforderlich sind, stark vergrößern kann...") ("Wireless Personal Communications: Trends and Challenges", Rappaport, Woerner und Reed, Verleger, Kluwer Academic Publishers, 1994, S. 69-80, auf Seite 69. Siehe auch Proc. Virginia Tech. Third Symposium on Wireless Personal Communications, Juni 1993, S. 15-1 bis 15-12.) Agee behauptet, dass in diesem Aspekt seiner Arbeit "[s]patial diversity can be exploited for any networking approach and modulation format, by employing a multiport adaptive antenna array to separate the time-coincident subscriber signals prior to the demodulation operation [Unterstreichung hinzugefügt]" ("die räumliche Diversität für jeden Netzwerklösungsweg und jedes Modulationsformat ausgenutzt werden kann, indem eine adaptive Multiport-Antennengruppe benutzt wird, um die zeitlich zusammenfallenden Teilnehmersignale vor dem Demodulationsbetrieb zu trennen"), op. cit., Seite 72. In derselben Arbeit zeigt Agee außerdem, dass das Problem des Empfangens von Signalen "over greatly disparate propagation ranges" ("über stark ungleiche Verbreitungsbereiche")..."can be overcome by exploiting the ... spectral diversity inherent to the modulation format employed by typical communication networks" ("bewältigt werden kann, indem der spektrale Unterschied, der dem von normalen Nachrichten-Netzen benutzten Modulationsformat innewohnt, ausgenutzt wird"), op. cit., S. 69. Was CDMA-Netze betrifft, zeigt Agee, dass "the single-antenna received data signal...can be transformed to...a vector sequence...[that]...bears a strong resemblance to the signal generated by a narrowband antenna array receiving...spatially coherent signals in the presence of background interference" ("das von einer einzelnen Antenne empfangene Datensignal... in eine... Vektorsequenz... umgewandelt werden kann... [die] stark dem Signal ähnelt, das von einer Schmalband-Antennengruppe erzeugt wird, die räumlich kohärente Signale bei Vorhandensein einer Hintergrundinterferenz empfängt"). op. cit. S. 76. Die Erörterung erfolgt im Sinne von "CDMA networks employing an M-chip modulation-on-symbol (MOS) DSSS spreading format..." ("CDMA-Netzen, die ein M-Chip-Modulation-on-Symbol(MOS)DSSS-Spreizung-Format benutzen...") op. cit., S. 69 (DSSS ist die Abkürzung für das Direct Sequence Spectrum Spreading (Direkt-Sequenz-Spektrumausbreitungs- oder DS-CDMA-Protokoll.)
  • Gardner und Schell schlagen im US-Patent 5,260,968, am 23. Juni 1992 angemeldet, auch das "time division multiplexing of the signal from the base station and the users" ("Zeitmultiplexen des Signals von der Basisstation und den Benutzern") vor, ... "[i]n order to use the same frequency for duplex communications..." ("um dieselbe Frequenz für Doppelkommunikationen zu verwenden...") "[R]eception at the base station from all mobile units is temporally separated from transmission from the base station to all mobile units." ("Der Empfang an der Basisstation von allen mobilen Einheiten wird zeitlich von Übertragungen von der Basisstation an alle Mobileinheiten getrennt.") Spalte 5, Zeilen 44ff. In ähnlicher Weise wird im US-Patent 4,383,332 ein drahtloses adaptives Mehrelement-Antennengruppen-SDMA-System offenbart, worin die gesamte erforderliche adaptive Signalverarbeitung mittels Verwendung von "time division retransmission techniques" ("Zeitaufteilungs-Wiederübertragungstechniken") am Basisband an der Basisstation durchgeführt wird.
  • Fazel "Narrow-Band Interferenz Rejection in Orthogonal Multicarrier Spread Spectrum Communications", Aufzeichnung, 1994, Third Annual International Conference on Universal Personal Communications, IEEE, 1994, S. 46-50, beschreibt ein Übertragungsschema, dem die Kombination aus Spreizung-Spektrum und OFDM zugrundeliegt. Mehrere Hilfsträgerfrequenzen haben ihnen zugeordnete Komponenten des ausgebreiteten Vektors, um eine Frequenzvielfalt auf der Empfängerseite bereitzustellen. Das Schema verwendet eine Frequenzdomänenanalyse, um die Inferferenz abzuschätzen, die zum Gewichten eines jeden empfangenen Hilfsträgers vor der Entspreizung verwendet wird. Dies führt zum Abschalten jener Hilfsträger, die die Interferenz enthalten.
  • Weitere relevante Offenbarungen in diesem Bereich schließen folgende ein:
    • N. Yee, Jean-Paul M.G. Linnarta, G. Fettweis, "Multi-Carrier CDMA in Indoor Wireless Radio Networks", IEICE Transactions on Communications, Vol E77-B, Nr. 7. S. 900-904, Juli 1994.
    • L. Vandendorpe, "Multitone Spread Spectrum Multiple Access Communications System in a Multipath Rician Fading Channel", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44, Nr. 2, S. 327-337, Mai 1995;
    • K. Fazel, "Performance of CDMA/OFDM for Mobile Communication System", 2nd IEEE International Conference on Universal Personal Communications, Otawa, Ontario, S. 975-979, Oktober 12-15, 1993.
  • Die folgenden Bezüge beschreiben verschiedene Verfahren zum Kombinieren der adaptiven Strahlbildung mit der Verarbeitung der Spreizung-Codes im CDMA:
    • G. Tsoulos, et al., "Adaptive Antennas for third generation DS-CDMA cellular systems", Proc. IEEE VTC'95, S. 45-49, August 1995.
    • Y. Wang et al., "Adaptive antenna arrays for cellular CDMA communication systems", Proc. IEEE Intl. Conf. Acoustics, Speech and Signal Processing, Detroit, S. 1725-1728, 1995.
    • B. Quach et al., "Hopfield network approach to beamforming in spread spectrum communications", IEEE Proc. Seventh SP Worksphop on Statistical Signal and Array Processing, S. 409-412, Juni 1994.
    • A. Sandhu et al., "A Hopfield neurobeamformer for spread spectrum communications", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, September 1995 (keine angegebenen Seiten).
    • A.F. Naguib et al., "Performance of CDMA cellular networks with basestation antenna arrays", in C.G. Gunther, ed. "Mobile Communications – Advanced systems and components", Springer-Verlag, S. 87-100, März 1994.
    • V. Ghazi-Moghadam et al., "Interference cancellation using adaptive antennas", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, S. 936-939, September 1995.
    • H. Iwai et al., "An investigation of space-path hybrid diversity scheme for base station reception in CDMA mobile radio", IEEE J.Sel.Areas, Comm., Vol. SAC-12, S. 962-969, Juni 1994.
    • R. Kohno et al., "A spatially and temporally optimal mutliuser receiver using an array antenna for DS/CDMA", Sixth IEEE Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Toronto, S. 950-954, September 1995.
  • Trotz dieser Vorschläge zum Kombinieren bestimmter Vielfachzugriff-Protokolle, um die Bandbreiten-Effizienz zu verbessern, gab es wenig Erfolg bei der Implementierung dieser Kombinationen. Ein Grund für diese Erfolglosigkeit liegt darin, dass es schwieriger wird, die, optimalen Betriebsparameter zu berechnen, wenn mehrere Protokolle kombiniert werden. Die Netze, die kombinierte Vielfachzugriff-Protokolle implementieren, werden komplexer und teurer. Dementsprechend ist die Implementierung von sehr Bandbreiten-effizienter Kommunikation mittels Verwendung einer Kombination aus Vielfachzugriff-Protokollen weiterhin eine Herausforderung.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß dieser Erfindung wird ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationsverfahren implementiert, das Folgendes umfasst:
    • a) den Empfang an einer Basisstation, während einer ersten Zeitspanne, eines ersten Spreiz-Signals, das ein erstes Datensignal umfasst, welches in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant über mehrere diskrete Töne verbreitet wird;
    • b) das Entspreizen des an der Basisstation empfangenen ersten Spreiz-Signals, indem Entspreizung-Codes verwendet werden, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des empfangenen ersten Spreiz-Signals adaptiv bestimmt werden;
    • c) das Spreizen an der Basisstation eines zweiten Datensignals, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen spreizen, um ein zweites Spreizsignal zu bilden; und
    • d) das Senden des zweiten Spreiz-Signals während einer zweiten Zeitspanne.
  • Weiterhin wird in Übereinstimmung mit dieser Erfindung ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationssystem implementiert, das Folgendes umfasst:
    eine Basisstation, die während einer ersten Zeitspanne von einer Fernstelle ein erstes Spreiz-Signal empfängt, das ein erstes Datensignal umfasst, welches in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant über mehrere diskrete Töne gespreizt wird;
    ein Signal-Entspreizungsgerät an der Basisstation, das das erste Spreiz-Signal entspreizt, indem Entspreizung-Codes verwendet werden, denen adaptiv mindestens ein Merkmal des empfangenen ersten Spreiz-Signals zugrundeliegt;
    ein Signal-Spreizung-Gerät an der Basisstation, das ein zweites Datensignal spreizt, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über mehrere diskrete Töne spreizen, um ein zweites Spreiz-Signal zu bilden; und
    die Basisstation, die das zweite Spreiz-Signal während einer zweiten Zeitspanne an die Fernstelle überträgt.
  • Noch weiter wird in Übereinstimmung mit dieser Erfindung ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationsverfahren implementiert, das Folgendes umfasst:
    • a) den Empfang an einer Fernstelle, während einer ersten Zeitspanne, eines ersten Spreiz-Signals, das ein erstes Datensignal umfasst, welches in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant über mehrere diskrete Töne verbreitet wird;
    • b) das Entspreizen des an der Fernstelle empfangenen ersten Spreiz-Signals, indem Entspreizung-Codes verwendet werden, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des empfangenen ersten Spreiz-Signals adaptiv bestimmt werden;
    • c) an der Fernstelle wird ein zweites Datensignal verbreitet, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant in mehreren diskreten Tönen verbreiten, um ein zweites Spreiz-Signal zu bilden; und
    • d) das Spreizen an der Fernstelle eines zweiten Datensignals, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen spreizen, um ein zweites Spreiz-Signal zu bilden; und
    • d) das Senden des zweiten Spreiz-Signals während einer zweiten Zeitspanne.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen ist:
  • 1A ein Lerndiagramm, das ein Beispiel für eine reine spektrale Vielfalt darstellt und zeigt, wie ein Empfänger in Übereinstimmung mit der Erfindung zwischen zwei Reihen diskreter Mehrton-Signale von zwei Sendern unterscheidet, die nahe beieinander liegen.
  • 1B ein Lerndiagramm, das ein Beispiel für eine reine räumliche Vielfalt darstellt und zeigt, wie ein Empfänger in Übereinstimmung mit der Erfindung zwischen zwei diskreten Eintonsignalen von zwei Sendern unterscheidet, die weit auseinander liegen.
  • 1C ein Lerndiagramm, das ein Beispiel für spektrale und räumliche Vielfalt darstellt und zeigt, wie ein Empfänger in Übereinstimmung mit der Erfindung zwischen zwei diskreten Mehrton-Signalen von zwei Sendern unterscheidet, die weit auseinander liegen.
  • 1D eine schematische Darstellung auf hoher Ebene einer Implementierung der Erfindung in einem ortsfesten drahtlosen Kommunikationssystem.
  • 2 eine vereinfachte Darstellung der Mehrton-Übertragung.
  • 3 eine vereinfachte Darstellung der Verwendung eines diskreten Mehrton-gestapelten Trägersignalformats.
  • 4 eine vereinfachte Darstellung des Matrix-Formalismus, der in einer Implementierung der Erfindung verwendet wird.
  • 5 eine vereinfachte Darstellung des Matrix-Formalismus, der in einer Implementierung der Erfindung verwendet wird und die Auswirkungen der Kanalantwort einschließt.
  • 6 eine vereinfachte Darstellung vom DMT-SC unter Verwendung eines exemplarischen höherwertigen QAM-Modulationsformats.
  • 7 ein Taktungsdiagramm, das das allgemeine Zeitaufteilungs-Doppelsignal und -protokoll darstellt, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet werden.
  • 8 ein Signalverarbeitungs-Flussdiagramm, das die Hauptsignalverarbeitungsschritte darstellt, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet werden, um eine höhere Bandbreiten-Effizienz bereitzustellen.
  • 9 ein Signalverarbeitungs-Flussdiagramm, das ein Verfahren darstellt, das verwendet wird, um das codierte Trägersignal zu spreizen.
  • 10 eine dreidimensionale Skizze des Signals bezogen auf die Interferenz plus Rauschverhältnis versus Codegewichtungen und räumliche Gewichtungen, die an die gesendeten und empfangenen Signale angelegt werden.
  • 11 eine perspektivische Schnittansicht, die eine Ausführungsform einer Basisstation-Antenne zeigt.
  • 12 eine perspektivische Schnittansicht, die eine zweite Ausführungsform einer Basisstation-Antenne zeigt.
  • 13 zeigt graphisch den Null-Steuerungsaspekt der vorliegenden Erfindung.
  • 14 ist eine schematische Darstellung einer inversen Frequenz-kanalisierten Spreizung-Gerät-Implementierung.
  • 15 ist eine schematische Darstellung einer Frequenz-kanalisierten Entspreizungsgerät-Implementierung.
  • 16 ist eine Skizze der Antennenverstärkung versus Winkelrichtung.
  • 17 ist ein stark vereinfachtes Blockdiagramm, das eine spezielle Anwendung des sehr bandbreiteneffizienten Kommunikationsnetzes der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 18 ist eine Liste der möglichen Betriebsfrequenzbänder einer spezifischen Ausführungsform der Erfindung.
  • 19 zeigt die HF-Band/Teilband-Organisation der Luftverbindung einer spezifischen Ausführungsform der Erfindung.
  • 20 zeigt die Töne innerhalb eines jeden Teilbands einer spezifischen Ausführungsform der Erfindung.
  • 21 zeigt die Verkehrsaufteilungen in einer spezifischen Ausführungsform der Erfindung.
  • 22 zeigt die Tonumsetzung in Bezug auf die nste Verkehrsaufteilung.
  • 23 zeigt die Overhead-Tonumsetzung für Kanäle für das nste Teilbandpaar.
  • 24 zeigt die Aufteilung des Tonraums in Verkehr und Overhead-Töne.
  • 25 zeigt das Zeitaufteilungs-Doppelformat für Basis- und Fernstellen-Übertragungen.
  • 26 zeigt Details der Vorwärts- und Rückwärtskanal-Zeitparameter.
  • 27 zeigt die TDD-Parameterwerte.
  • 28 zeigt die Rahmenbildungsstruktur der physikalischen Schicht.
  • 29 zeigt die Phase-A-Teilbandpaar-Zuordnung innerhalb einer räumlichen Zelle.
  • 30 zeigt die Phase-A-Teilbandpaar-Zuordnung über räumliche Zellen.
  • 31 ist ein Funktionsblockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basissenders für einen Hochkapazitäts-Betrieb.
  • 32 ist ein Datenumwandlungsdiagramm für die Hochkapazitäts-Hauptkanalübertragungen.
  • 33 ist ein Funktionsblockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basissenders für Mittelkapazitäts-Betrieb.
  • 34 ist ein Datenumwandlungsdiagramm für die Mittelkapazitäts-Hauptkanalübertragungen.
  • 35 ist ein Funktionsblockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basissenders für Betrieb mit niedriger Kapazität.
  • 36 ist ein Datenumwandlungsdiagramm für die Niederkapazität-Hauptkanal-Übertragungen.
  • 37 ist eine Darstellung des Dreifach-DES-Verschlüsselungsalgorithmus.
  • 38 zeigt eine Feed-Forward-Shift-Register-Implementierung des Rate 3/4, 16PSK-Trellis-Codierers für den Hochkapazitäts-Betrieb.
  • 39 zeigt eine Feed-Forward-Shift-Register-Implementierung des Rate 3/4, 16QAM-Trellis-Codierers für den Hochkapazitäts-Betrieb.
  • 40 zeigt die Signalumsetzungen für die Rate 3/4, 16QAM- und 16PSK-Trellis-Codierung-Schemata, die im Hochkapazitäts-Betrieb benutzt werden.
  • 41 zeigt die Signalumsetzungen für Rate 3/4, Pragmatic 16QAM- und 16PSK-Trellis-Codierung-Schemata, die im Hochkapazitäts-Betrieb benutzt werden.
  • 42 zeigt eine Feed-Forward-Shift-Register-Implementierung des Rate 2/3, 8PSK-Trellis-Codierers für den Mittelkapazitäts-Betrieb.
  • 43 zeigt eine Feed-Forward-Shift-Register-Implementierung des Rate 2/3 8QAM-Trellis-Codierers für den Mittelkapazitäts-Betrieb.
  • 44 zeigt die Signalumsetzungen für Rate 2/3, 8QAM- und 8PSK-Trellis-Codierung-Schemata, die im Mittelkapazitäts-Betrieb benutzt werden.
  • 45 zeigt die Signalumsetzungen für Rate 2/3, 8QAM- und 8PSK-Trellis-Codierung-Schemata, die im Mittelkapazitäts-Betrieb benutzt werden.
  • 46 zeigt eine Feed-Forward-Shift-Register-Implementierung des Rate 1/2-Faltung-Codierers für einen Niederkapazitäts-Betrieb.
  • 47 zeigt die Signalumsetzung für ein Rate 1/2, QPSK Pragmatic-Trellis-Codierung-Schema, das im Niederkapazitäts-Betrieb benutzt wird.
  • 48 zeigt die Gray-codierte Umsetzung für ein Rate 1/2, QPSK Pragmatic-Trellis-Codierung-Schema, das im Niederkapazitäts-Betrieb benutzt wird.
  • 49 zeigt die Grundumsetzung der Elemente der empfangenen Gewichtungsvektoren für die Antennenelemente und Töne.
  • 50 ist eine Blockdiagrammdarstellung des CLC-Formats der physikalischen Schicht.
  • 51 zeigt die QPSK-Signalabbildung für den CLC-Kanal.
  • 52 ist eine Darstellung der CLC-Verschachtelungsregel.
  • 53 zeigt die Tonumsetzung von (4 × 4) verschachtelten Matrixelementen.
  • 54 ist eine Blockdiagrammdarstellung des BRC-Formats der physikalischen Schicht.
  • 55 zeigt die Tonumsetzung der (4 × 4) verschachtelten Matrixelemente.
  • 56 ist eine Darstellung einer Sendekanal-Strahlablenkung.
  • 57 ist ein Funktionsblockdiagramm der oberen physikalischen Schicht des Fernstellensenders für einen Hochkapazitäts-Betrieb.
  • 58 ist ein Datentransformationsdiagramm für die Hochkapazitäts-Rückkanalübertragungen.
  • 59 ist ein Funktionsblockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Fernstellensenders für den Mittelkapazitäts-Betrieb.
  • 60 ist ein Datentransformationsdiagramm für die Mittelkapazitäts-Rückkanalübertragungen.
  • 61 ist ein Funktionsblockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Fernstellensenders für den Niederkapazitäts-Betrieb.
  • 62 ist ein Datentransformationsdiagramm für die Niederkapazitäts-Rückkanalübertragungen.
  • 63 zeigt die Fernstellentonumsetzung der empfangenen Gewichtungsvektorelemente.
  • 64 ist eine Blockdiagrammdarstellung des CAC-Formats der physikalischen Schicht.
  • 65 zeigt die BPSK-Signalabbildung für den CAC-Kanal.
  • 66 zeigt die CAC-Verschachtelungsregel.
  • 67 zeigt die Tonumsetzung der (8 × 2) verschachtelten Matrixelemente.
  • 68 ist ein Funktionsblockdiagramm für die untere physikalische Schicht des Basissenders.
  • 69 zeigt die Tonumsetzung in DFT-Kriterien.
  • 70 zeigt die Tonumsetzung in DFT-Kriterien.
  • 71 ist ein Blockdiagramm, das die Hauptaufbau- und -funktionselemente des Kommunikationsnetzes mit dynamischer Bandbreiten-Zuteilung der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 72 ist ein Funktionsblockdiagramm, das die Hauptfunktionselemente der Fernzugriffstelle mit großer Bandbreite darstellt.
  • 73 ist ein Funktionsblockdiagramm, das die Hauptfunktionskomponenten der Basisstation mit großer Bandbreite darstellt.
  • 74 ist ein schematisches Gesamtsystem-Blockdiagramm, das die Hauptaufbau- und -funktionselemente einer Implementierung des sehr bandbreiteneffizienten Kommunikationssystems detaillierter zeigt.
  • 75A zeigen die digitale Architektur innerhalb einer exemplarischen Fernzugriffsstation.
  • 75B zeigen die digitale Architektur innerhalb einer exemplarischen Fernzugriffsstation.
  • 76 ist ein Software-Blockdiagramm, das die allgemeinen Verarbeitungsschritte anzeigt, die von jedem der Digitalsignal-Verarbeitungschips innerhalb der Digitalsignal-Verarbeitungsarchitektur der 75A und 75B durchgeführt werden.
  • Die 77A-77D sind Blockdiagramme, die detailliert die digitale Architektur der LPA-Karten aus den 75A und 75B zeigen.
  • Die 78A-78C sind Blockdiagramme, die die digitale Architektur detailliert beschreiben, die verwendet wird, um die Haupt-Digitalsignal-Verarbeitungschips auf der Schnittstellen-Karte der 75A und 75B zu unterstützen.
  • Die 79A-79D sind ein schematisches Blockdiagramm, das die Gesamt-Digitalsignal-Verarbeitungsarchitektur-Anordnung innerhalb einer exemplarischen Basisstation der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 80 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Dualband-Funkfrequenztransceiver zeigt, der auf vorteilhafte Weise in der in 74 gezeigten Fernzugriffsstation mit großer Bandbreite verwendet werden kann.
  • 80A ist ein schematisches Blockdiagramm, das die internen Hauptfunktionselemente der in 80 gezeigten Synchronisationsschaltung zeigt.
  • 81 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Dualband-Funkfrequenztransceiver zeigt, der auf vorteilhafte Weise innerhalb der in 74 gezeigten Basisstation mit großer Bandbreite implementiert werden kann.
  • 81A ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm, das die internen Hauptkomponenten der in 81 gezeigten Frequenz-Bezugsschaltung zeigt.
  • 82 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Dualband-Funkfrequenzsenders eines Typs, der auf vorteilhafte Weise in einer Basisstation implementiert werden kann, die gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
  • 83 zeigt das Bandbreiten-Zuordnungsverfahren, das vom Bandbreiten-Anforderungscontroller aus 74 durchgeführt wird.
  • Die 84A und 84B zeigen eine andere Ausführungsform der Erfindung, in der die spektrale Verarbeitung und die räumliche Verarbeitung getrennt werden.
  • 85 ist ein darstellendes Flussdiagramm einer Ausführungsform der adaptiven Lösung der spektralen und räumlichen Wichtungen.
  • Detaillierte Beschreibung der Erfindung
  • Im Folgenden werden Aspekte der Grundsätze der Erfindung in einem Lehrdiagramm behandelt, das ein Beispiel für reine spektrale Vielfalt, ein Beispiel für reine räumliche Vielfalt und ein Beispiel für gemischte spektrale und räumliche Vielfalt darstellt. Darauf folgt ein Erörterung der Erfindung in einer Übersicht auf hoher Ebene, die eine Erläuterung der in der praktischen Anwendung eines Aspekts dieser Erfindung verwendeten Wellenform einschließt. Darauf folgt eine Beschreibung spezifischerer "Details der Erfindung" und anschließend eine detaillierte Beschreibung einer "spezifischen Ausführungsform der Erfindung".
  • ÜBERSICHT DER ERFINDUNG AUF HOHER EBENE
  • Einführung
  • Dieser Erfindung liegt z. T. die Erkenntnis zugrunde, dass es eine Analogie zwischen der mathematischen Beschreibung der Strahlen, die durch adaptive oder phasengesteuerte Mehrelement-Antennengruppen gebildet werden, und der mathematischen Beschreibung von Signalen gibt, die gemäß bestimmten Vielfachzugriff-Schemata, wie beispielsweise dem exemplarischen DMT-SC, formatiert werden. Auf der Grundlage dieser Erkenntnis waren die Anmelder in der Lage, die Berechnungen zu vereinfachen, die erforderlich sind, wenn mehrere Vielfachzugriff-Techniken kombiniert werden. Mittels Verwendung dieser Erfindung kann man wirkungsvoller einen begrenzten Bandbreitenbereich des elektromagnetischen Spektrums verwenden, um eine große Anzahl an Benutzern zu bedienen. Techniken, die in Übereinstimmung mit den Lehren dieser Erfindung kombiniert werden können, schließen das SDMA unter Verwendung von Mehrelementantennengruppen, dem DMT-SC und höherwertigen Modulationsformaten, wie beispielsweise höherwertigem QAM, ein.
  • Lehrpräsentation der Erfindung
  • Die 1A-1C sind Lehrdarstellungen der Technologie, die an Aspekten dieser Erfindung beteiligt ist. 1A ist ein Lehrdiagramm, das darstellt, wie dieselben spektralen Frequenzen von zwei verschiedenen Teilnehmern, Alice und Bob, verwendet werden können. Obwohl sich Alice und Bob an demselben Ort befinden und ihre spektralen Frequenzen dieselben sind, werden diese Frequenzen unterschiedlich codiert: Das Signal von Alice wird mit Code 1 codiert und Bobs Signal mit Code 2 codiert. Selbst wenn sich die beiden Signale "mischen", können sie im Kästchen 1A.1 folglich auf der Grundlage der verschiedenen Codes getrennt werden, um separate Versionen der Signale von Alice und Bob zu erzeugen.
  • 1B ist ein Lehrdiagramm, das darstellt, wie dieselben spektralen Frequenzen von zwei verschiedenen Teilnehmern, Chuck und Dave, verwendet werden können, die sich, obwohl sie dieselben Frequenzen verwenden, an unterschiedlichen Orten befinden. Obwohl ihre spektralen Frequenzen dieselben sind und sich ihre Signale "mischen", können sie, da ihre Signale an zwei verschiedenen Stellen erzeugt werden, in Kästchen 1B getrennt werden, um separate Versionen der Signale von Chuck und Dave zu erzeugen.
  • Wenn Alice, Bob, Chuck und Dave, wie in 1C gezeigt, alle gleichzeitig unter Verwendung derselben Frequenzen senden, könnten ihre Signale, wie in dieser Figur gezeigt, getrennt werden.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt dieser Erfindung werden die Signale, wie in 1C gezeigt, in einem Schritt getrennt. Wie in dieser Figur gezeigt, werden die Signale in einem einzigen Schritt im Kästchen 1C.1 getrennt. Die Anmelder haben gezeigt, dass die mathematische Ähnlichkeit zwischen den Beschreibungen der spektralen und räumlichen Aspekte des Signals diese einheitliche Trennung der Signale ermöglicht.
  • Die Luftverbindung
  • Diskrete Mehrton-Übertragung
  • Ein exemplarisches Kommunikationssystem, in dem die Erfindung implementiert werden kann, wird in 1D gezeigt. In dieser Figur sind die verschiedenen mit 11 markierten Elemente exemplarische ortsfeste Fernstellen, die Benutzer bedienen, während die mit 12 markierten Kästchen die Basisstationen sind, die mit bestimmten Stellen dieser Fernstellen verknüpft sind. Es sollte angemerkt werden, dass in diesem Zusammenhang der Begriff "ortsfeste" Fernstellen nicht nur Fernstellen betrifft, die sich während des Gebrauchs nicht bewegen, sondern auch mobile Stationen betreffen können, sofern sie während eines Anrufs von einer Basisstation bedient werden. Andere "ortsfeste" Ausführungsformen können die Bewegung zwischen räumlichen Zellen während eines Anrufs und Bewegung mit weniger als 10 oder 5 Meilen pro Stunde gestatten. Zusätzliche Fernstellen und Basisstationen werden ebenfalls gezeigt.
  • Die Fern- und Basisstationen werden durch exemplarische Luftverbindungen 13 verbunden. Die Basisstationen können mit einem "drahtlosen Netzcontroller" 14 verbunden sein, der dann mit dem umfassenderen Telekommunikationsnetz 15 verbunden wird. Verbindungen zwischen der Basisstation und dem Netzcontroller und zwischen dem Controller und dem Telefonnetz können verdrahtet oder drahtlos sein.
  • Ein Aspekt der Erfindung konzentriert sich auf die exemplarischen Luftverbindungen 13, die die Basisstationen und die Fernstellen verbinden. Diese Luftverbindungen verwenden knappe Bandbreiten-Ressourcen und werden vorteilhafterweise in einem sehr bandbreiteneffizienten Modus betrieben, um eine große Benutzeranzahl zu bedienen. Die in 1D als 13 gezeigte Luftverbindung beinhaltet eine Vielfalt an komplexen Übertragungstechniken. Eine erste exemplarische Technik ist eine Ausführungsform der Mehrton-Übertragung, die wir "diskreten Mehrton-gestapelten-Träger (Discrete Multitone Stacked Carrier, DMT-SC)" nennen. In dieser Technik wird ein Signal über diskrete Trägerfrequenzen übertragen, in 2 als 21 dargestellt. Spezifische Töne können, wie in der Figur gezeigt, spezifischen Benutzern zugeordnet werden. Wie oben erörtert, können die Töne mit einer Frequenz von 1/T beabstandet sein, worin T die Symbolrate ist, so dass sie "orthogonal" sind – d. h. sie stören sich nicht gegenseitig – wie im OFDM. Jeder Ton kann Träger verschiedener Daten sein; jedoch wird für die Zwecke dieser Erörterung angenommen, dass zumindest einige der einem spezifischen Benutzer zugeordneten verschiedenen Töne redundante Informationen mit sich führen, um die Vorteile der Frequenz-Diversity zu verwirklichen. Diese redundante Übertragung über einen Bereich von Frequenzen ermöglicht selbst dann die Rückgewinnung des Signals, wenn einige Frequenzen einer starken Interferenz unterworfen sind – ein Problem von besonderem Interesse in der Ausführungsform dieser Erfindung, die ortsfeste Fernstellen einschließt. Wie oben erwähnt, ermöglichen bestimmte Implementierungen dieses Signalformats die Analyse, die durchgeführt werden kann, indem schnelle Fourier-Transformations-Berechnungstechniken verwendet werden.
  • DMT-SC
  • In einem Aspekt dieser Erfindung wird die Bandbreiten-Effizienz durch das Spreizen des Signals über eine Reihe von gewichteten Tönen erhöht, wobei jedem Benutzer eine bestimmte Reihe von Tönen und Wichtungen zugeordnet wird. Diese Technik wird in 3 dargestellt. In dieser Figur werden identische Daten über die vier Töne übertragen, die als 1, 2, 3 und 4 gekennzeichnet sind. Dem Benutzer 1 soll ein "+1" zugesandt werden. Dem Benutzer 2 soll ein "+1" zugesandt werden. Dem Benutzer 3 soll ein "+1" zugesandt werden. Dem Benutzer 4 soll ein "–1" zugesandt werden. Dieselben Töne werden verwendet, um die Information durch Verwendung von verschiedenen "Wichtungen" für jeden Benutzer an die vier verschiedenen Benutzer zu übertragen. Diese Wichtungen können als benutzerspezifische Codes angesehen werden, und wir können sie als Wichtungen, Codes oder Wichtungs-Codes bezeichnen. In diesem heuristischen Beispiel wird die Amplitude eines bestimmten Tons gewonnen, indem der Datenwert mit dem Wichtungs-Codewert für diese Kombination aus Benutzer und Ton multipliziert wird. Der Wichtungs-Code des zweiten Benutzers ist z. B. [1 –1 1 –1], was bedeutet, dass beim zweiten Benutzer die Amplitude des ersten Tons der Datenwert x + 1 ist, der Wert für den zweiten Ton der Datenwert x – 1 ist, usw. Der Wert des zweiten Tons für den zweiten Benutzer ist z. B. der Datenwert, +1, multipliziert mit dem Wichtungs-Codewert für den zweiten Ton (–1) des zweiten Benutzers, um, wie in der zweiten Position der zweiten Linie gezeigt, –1 zu ergeben. Dieser Vorgang wird "Spreizen" genannt, da er das Spreizen der Daten über die Tonreihe bewirkt.
  • Die verschiedenen Tonwerte werden addiert, um das auf der letzten Linie aus der Figur gezeigte zusammengesetzte Spektrum zu erhalten, das dann übertragen wird. Beim Empfang der gespreizten Daten werden die Daten "entspreizt"; d. h. die an die verschiedenen Benutzer zu sendenden Daten werden durch das Multiplizieren des zusammengesetzten Spektrums mit der Inversion des Wichtungs-Codes eines bestimmten Benutzers gewonnen. Dies kann für alle Benutzer gleichzeitig durchgeführt werden, indem geeignete Matrixtechniken verwendet werden.
  • Es ist hilfreich, den Unterschied zwischen dieser "diskreten Mehrton-gestapelten Träger(DMT-SC)"-Technik und gut bekannten Ausführungsformen der klassischen Streuspektrumtechnik zu beachten. Im Direkt-Sequenz-Streuspektrum wird jedes Daten-Symbol mit einer Reihe von Codepulsen multipliziert. Dadurch werden die Daten über einen viel größeren Spektrum-Bereich verteilt. Im Frequenzsprung-Streuspektrum werden die Daten während verschiedener Zeitkanäle in Übereinstimmung mit einem vorab definierten Sprungcode über verschiedene Spektrum-Bereiche übertragen. Im in dieser Erfindung verwendeten DMT-SC wird das Signal durch eine Reihe gewichteter diskreter Frequenzen moduliert, nicht wie in der Direkt-Sequenz über einen kontinuierlichen breiten Frequenzbereich.
  • Es soll darauf hingewiesen werden, dass die Spreizcodes vorteilhafterweise eine Vektor umfassen, worin jeder Vektor eine komplexe Zahl ist, obwohl sie in diesem Beispiel als eine Reihe von reellen Zahlen dargestellt wurden.
  • Die Matrixdarstellung des "Codierungs"-Vorgangs
  • Beispielhafte höherwertige Ausstattungsanordnungen, die bei der "Spreizung" und "Entspreizung" verwendet werden, sind schematisch in 4 dargestellt. In dieser Figur stellt 41 die Daten D dar, die ein DMT-SC-Signal modulieren sollen. Bei 42 werden die verschiedenen DMT-SC-Träger wie zuvor in 3 dargestellt codiert. Die mathematische Beschreibung des Spreizung-Vorgangs wird in der Formel 43 gezeigt, in der SD die "Streudaten", CM die "Codematrix" und D die "Daten" sind. Der detaillierte Matrixbetrieb wird in der Formel 44 gezeigt, worin 45 die Datenvektoranordnung ist, die die Daten in 3 darstellt, 46 die Codematrix dieser Figur und 47 das zusammengesetzte Spektrum oder die Streudaten-Vektorreihe(ββ) ist.
  • Wenn die Streudaten SD empfangen werden, werden sie mithilfe des in 60 gezeigten Vektorbetriebs "entspreizt", worin SD die empfangenen "gespreizten Daten", CM–1 die Inversion der Codematrix und DD die "entspreizten Daten" darstellt, die, falls erforderlich, die ursprünglichen Daten widerspiegeln. Dieser Vektorbetrieb wird detailliert in 48 gezeigt, worin 49 die empfangenen gespreizten Daten, 50 die Inversion der Codematrix und 51 die entspreizten Daten. darstellt. Es ist wichtig, für die Erörterung im nächsten Abschnitt der Auswirkungen des SDMA anzumerken, dass die Größe dieser Codematrix durch die Gesamtzahl an Tönen, die verwendet werden, bestimmt wird.
  • Wie im Abschnitt über "Spezifische Details der Erfindung" unten erörtert wird, ist es nicht nötig, orthogonale Codes zu verwenden. Tatsächlich sind die Codes in den meisten Ausführungsformen dieser Erfindung nur linear unabhängig, und die Auswirkungen eines Nebensprechens zwischen Benutzern mit unterschiedlichen Codes werden behandelt, indem ein "Code-Nullabgleich"-Vorgang verwendet wird, der automatisch aus der praktischen Anwendung eines Aspekts dieser Erfindung resultiert.
  • Die Verwendung des SDMA in einer "codierten" Mehrton-Übertragung
  • Ein wichtiger Aspekt der Erfindung beinhaltet die Realisierung, dass die mathematische Beschreibung von in bestimmter Weise verarbeiteten spektral verarbeiteten Signalen wie beispielsweise DMT-SC-Signalen analog zu der mathematischen Beschreibung eines Signals ist, das räumlich durch eine adaptive Mehrelement-Antennenanordnung verarbeitet wird. Entsprechend kann die mathematische Beschreibung dieser spektral verarbeiteten Signale gleichzeitig die räumliche Verarbeitung durch eine adaptive Mehrelement-Antennenanordnung beschreiben, indem einfach die DMT-SC-Matrix vergrößert wird, um die Anzahl der Antennenelemente in der Antennenanordnung in Betracht zu ziehen. Diese Anzahl an Dimensionen der kombinierten "spektralen/räumlichen Matrix", die die Spreizung-Wichtungen umfasst, mit denen jeder Ton multipliziert wird, ist dann gleich der Anzahl an Tönen, die mit der Zahl der erregten Antennenelemente multipliziert wird.
  • Wie in der Zusammenfassung der Erfindung angemerkt, behandelt die mathematische Formel, die einen Aspekt dieser Erfindung beschreibt, auf ähnliche Weise sowohl Code- als auch Antennenaspekte des empfangenen Signals. Die Signalverarbeitung kann daher automatisch nicht nur zu Codes führen, die ein minimales Nebensprechen mit anderen codierten Signalen aufweisen, sondern kann auch zur Bildung von Strahlen führen, die eine minimale Interferenz von Benutzern abgeben, die von anderen Strahlen beleuchtet werden. Diese Vorteile werden für gewöhnlich unabhängig voneinander abgeleitet und sind jeweils als Nullabgleichen und Null-Steuerung bekannt. Sie werden detaillierter im Abschnitt unten "spezifische Details der Erfindung" erläutert.
  • Kanalantwort, Ausgleichen und Signalextraktion
  • Die Erörterung hat bis zu diesem Zeitpunkt keine Beschreibung über die Auswirkungen der Kanalantwort eingeschlossen. Verzerrungen infolge der Kanalantwort können mithilfe einer in 5 gezeigten "Kanalantwort"-Matrix in den Formalismus eingeführt werden. In dieser Figur sind die in 52 gezeigten empfangenen Daten "RD" nicht länger wie die Streudaten in 4, sondern werden jetzt von einer Kanalantwort "CR" verzerrt. Die empfangenen Daten sind dann, wie in 52 gezeigt, das Produkt der Streudaten und der Kanalantwort. Diese Wirkung wird in 53 mit den in 3 verwendeten beispielhaften Zahlen gezeigt. Wie gezeigt, haben die entspreizten Daten 54 nun nicht die ursprünglichen Datenwerte, sondern eher Werte, die von der Kanalantwort verzerrt sind. Um diese Verzerrung zu korrigieren, muss die Code-Entspreizung-Matrix Terme einschließen, die die Kanalentzerrung "ausgleichen".
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird dieser Kanalantwort-Vektor bestimmt, indem ein Pilotton übertragen und seine Verzerrung durch den Kanal gemeldet wird ("Pilotbetriebener Ausgleich"). In einer anderen Ausführungsform wird die Wirkung der Kanalantwort "ausgeglichen", indem einfach eine "Entspreizung-Matrix" adaptiv berechnet wird, die das Verhältnis des/r mit den übertragenen Daten verknüpften Störabstands-und-Interferenz maximiert (Daten-betriebener Ausgleich). Die berechneten optimalen System-Parameter müssen eine mathematische Darstellung der Kanalantwort einschließen. Diese Kanalantwort-Parameter können dann entweder durch die Basisstation oder die Fernstelle verwendet werden, um die Kanalverzerrung "zu kompensieren". Diese Parameter können von beiden Seiten der Verbindung verwendet werden, da der Kanal zumindest für kurze Zeiträume zeit-wechselseitig ist. Natürlich können diese Berechnungen, eher als an der Fernstelle gleichermaßen gut an irgendeiner zentraleren Stelle gemacht werden. Was bezüglich dieses Aspekts der Erfindung der zentrale Punkt ist, ist die Tatsache, dass bestimmte Berechnungen wiederverwendet werden können. Entsprechend können an den Empfangssignalen verwendete Entspreizung-Wichtungen mit nur geringen Modifikationen wiederverwendet werden, um die Signale bei der nächsten Übertragung zu verbreiten – ein Prozeß, der Parallel-Zurückstrahlung genannt wird. Zusätzlich ist es möglich, an den Fernstellen die Wichtungen wiederzuverwenden, die an der Basisstation berechnet werden.
  • Natürlich wird die Berechnung der optimalen System-Parameter und die adaptive Extraktion der mit jedem Benutzer verknüpften Daten aus dem kombinierten Signal vorgenommen, indem alle Systemsignale, die von der Basis gesehen und von der Basis übertragen werden, erwogen werden. Entsprechend können die Fernstellen ihre eigenen Entspreizung-Wichtungen berechnen, um die störenden Signale, die sie empfangen und die nicht von der Basisstation empfangen werden, in Rechnung zu ziehen. Die Vereinfachung kann erreicht werden, indem, eher als Strahl-Wichtungen zu berechnen, ein festgelegtes Strahlmuster für die Fernstellen verwendet wird, da die Fernstellen wissen, wo sich die festgelegte Basisstation befindet, und sie nicht ihre Strahl-Wichtungen neuerlich optimieren müssen, wenn ihr Strahlmuster einmal festgelegt ist.
  • Modulationsformate
  • Obwohl wir bis zu diesem Zeitpunkt gezeigt haben, dass das Signal entweder Nullen oder Einsen ist, ist es klar, dass der Träger auf irgendeine Zahl an Signalmodulationsformaten wie beispielsweise eine höherwertige QAM moduliert werden kann. In einem solchen beispielhaften Format wird das zusammengesetzte Spektrum heuristisch in 6 gezeigt. In dieser Figur werden die Tonreihen, wie in 2 gezeigt, auf der x-Achse angezeigt. Die für die verschiedenen Tonreihen verwendeten unterschiedlichen Codes werden auf der z-Achse gezeigt. Schließlich werden die mit der QAM-Modulation verknüpften Konstellationen als Kreise auf der y-Achse gezeigt. Der besondere Konstellation-Punkt, der erregt wird, wird von einem geschlossenen Kreis dargestellt. Das zusammengesetzte Spektrum, das durch das "Zusammenfalten" der z-Achse erhalten wird, wird in der x-z-Dimension gezeigt. Der Fleck stellt den Betrieb aller erregten Konstellationen eines speziellen Tons dar.
  • Zeitteilung-Duplex
  • In einer Ausführungsform der Erfindung werden die in der Erfindung verwendeten Bandbreiten-effizienten Übertragungstechniken in einer Zeitteilung-Duplex-(TDD)-Anordnung kombiniert, d. h. in einer Anordnung, in der der Kanal in Zeitkanäle mit einer Aufwärts- und Abwärtsübertragung aufgeteilt wird, die abwechselnd in aneinandergrenzenden Zeitkanälen erfolgt. Eine vereinfachte TDD-Konfiguration wird in 7 gezeigt. Wie in der Figur gezeigt, wird die Information während der wechselnden Zeitkanäle aufwärts (von der Basisstation zur Fernstelle) und dann abwärts (Fernstelle zur Basisstation) übertragen. Die Sperrzeit wird ausgesucht, um die Verzögerungszeit infolge des Mehrpfads einzurechnen. Alle Fernstellen und Basisstationen können so synchronisiert werden, dass alle Fernstellen gleichzeitig übertragen und danach alle Basisstationen gleichzeitig übertragen. Gut bekannte GPS-Techniken können für diese Synchronisierung verwendet werden.
  • Wie oben angezeigt, erlaubt die Verwendung des TDD und die Voraussetzung einer Kanalantwort, die sich verglichen mit einer TDD-Periode langsam ändert, zumindest während der aneinanderhängenden Empfangs- und Sendezyklen an einem gegebenen Standort die austauschbare Verwendung von Spreizung- und Entspreizung-Wichtungen. Ähnlich kann es möglich sein, an einer zweiten Stelle den größeren Teil der an einer ersten Stelle berechneten "Spreizung/Entspreizung-Matrix" wiederzuverwenden. Es kann z. B. möglich sein, an den Fernstellen die Wichtungen (aus denen die Information zu jedem Benutzer herausgezogen werden kann) zu verwenden, die während einer vorherigen TDD-Periode an einer Basisstation berechnet wurden, indem das Störabstand-und-Interferenzverhältnis frü die an der Basis empfangenen Signale maximiert werden. In dieser Ausführungsform sendet die Basis mittels Verwendung des TDD-Formats ihre richtigen "Kanal-ausgeglichenen Codes" bzw. "Wichtungen" an ihre Fernstellen. Die Fernstellen können wenigstens irgendeine Wichtungs-Neuberechnung durchführen, können sich jedoch auf irgendeine an der Basisstation durchgeführte Wichtungsanalyse verlassen. Auf diese Weise kann der größere Teil der Berechnung an den Basisstationen oder an irgendeiner Stelle, die von den Fernstellen entfernt liegt, vorgenommen werden. Dies senkt beträchtlich die Kosten und die Komplexität der zahlreichen Fernstellen.
  • Natürlich müssen die Optimierungsparameter für die Implementierung dieser anderen Ausführungsform der Erfindung in der Zeitspanne eines Aufwärts- und eines Abwärts-Zeitkanals relativ konstant sein. Danach können neu berechnete Optimierungsparameter bestimmt und auf einer periodischen Grundlage an die Fernstellen übertragen werden.
  • Bandbreite auf Nachfrage
  • Wie oben angemerkt, ist die Erfindung besonders gut ausgebildet, um auf Nachfrage eine veränderliche Bandbreite bereitzustellen. Die Bereitstellung dieser zusätzlichen Bandbreite wird durchgeführt, indem dem verlangenden Benutzer einfach mehr Töne oder Codes zugeordnet werden oder indem in einem höherwertigen Modulationsformat übertragen wird.
  • BEISPIELHAFTE DETAILS DER ERFINDUNG
  • Die Analogie zwischen dem DMT-SC und der adaptiven Antennenanordnung-Verarbeitung
  • Der Aspekt dieser Erfindung, der die Verwendung von spektralen Vielfachzugriffstechniken beinhaltet, die mathematisch analog zu der mathematischen Beschreibung von adaptiven Antennenanordnung-Signalen sind, können besser in Zusammenhang mit der heuristischen 14 verstanden werden. In dieser Figur stellt 10 die mathematische Beschreibung des diskreten Mehrton-gestapelten Trägers (DMT-SC) dar. In 10 wird ein Basisband-Signal d(t) mit einem Spreizung-Code multipliziert, der eine Reihe von Tonfrequenzen und dazugehörige Träger-Wichtungen gk umfasst. Es sollte gewürdigt werden, dass dies anders ist als das Direkt-Sequenz-Spreizung-Spektrum, in dem das Basisband-Signal mit einem PN-Code und nicht mit einer Reihe an gewichteten Trägern multipliziert wird. Der Ausdruck 10 kann, wie in 20, in Blockform neu geschrieben werden. Hier wurde der mit dem gk verknüpfte Wichtungsbetrieb vom Exponentialbetrieb getrennt, den wir in der Figur als "Rückwärtsfrequenz-Kanalisierer", z. B. eine Rückwärts –FFT, charakterisieren. In einem für diesen Aspekt der Erfindung zentralen Punkt haben Anmelder erkannt, dass diese Darstellung analog zu der einer adaptiven Antennenanordnung ist, in der ein Basisband-Signal mit einem Apertur-Vektor multipliziert wird.
  • Der DMT-SC-Entspreizung-Betrieb wird in der heuristischen 15 gezeigt, und Anmelder fanden auch heraus, dass er analog zu ähnlichen Ausdrücken für die adaptive Antennenanordnung-Verarbeitung ist. In 10 wird ein Breitbandsignal x(t) durch einen Bandpassfilter BPF geführt und dann mit einem Entspreizung-Code w(t), nominal die Negative des Spreizung-Codes aus 15, multipliziert, um das ursprüngliche Signal d(t) zu erhalten. Durch das richtige Berechnen der Entspreizung-Gerät-Wichtungen, um beispielsweise einen Störabstand zu maximieren, können wir automatisch die Kanalverzerrung und andere störende Signale korrigieren. In 20 wird der Entspreizung-Betrieb, wie in 14, wieder von den Exponential-Koeffizienten getrennt. Hier wird das empfangene Signal x(t) gleich der Summe eines Interferenz-Terms i(t) und des übertragenen Signals s(t), multipliziert mit einem Verzerrungsterm h(t) dargestellt. Aus 14 ist das übertragene Signal s(t) gleich g × d(t), die Gleichung in 15 abgebend. Anmelder haben erkannt, dass diese Gleichung mit derjenigen analog ist, die die Ausgabe einer adaptiven Antennenanordnung beschreibt.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt dieser Erfindung führt diese Analogie zwischen dem DMT-SC und der adaptiven Antennenanordnung-Verarbeitung zur Möglichkeit, sowohl räumliche als auch spektrale Ausdrücke in einem mathematischen Term zu vereinigen, der in einer vereinheitlichten spektral/räumlichen Rechnung gelöst werden kann. Dies führt auch zu der weiter entdeckten Analogie zwischen der Null-Steuerung in adaptiven Antennenanordnungen und einem Code-Nullabgleichen im CDMA im allgemeinen und im DMT-SC im besonderen. In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung berechnen wir adaptiv die Entspreizung-Wichtungen zum Maximieren einiger allgemeiner Messungen der Signalqualität (beide Merkmale werden direkt aus dem Kanal gemessen oder aus einem adaptiven Blindbetrieb oder einer Kombinationen der beiden), anstatt die Entspreizung-Wichtungen auf zuvor geschätzte spektrale Spreizung- und Strahllenkung-Wichtungen einzustellen.
  • Zeitteilung-Duplex
  • Das in einer Ausführungsform verwendete TDD-Signalisierungsprotokoll der Luftverbindung wird in 7 dargestellt. Es sollte angemerkt werden, dass in 7 zwei 5 MHz-Frequenzbänder, die um 80 MHz getrennt sind, gezeigt werden. In einer Ausführungsform werden dieselben Daten über beide 5 MHz-Bänder übertragen, um Mehrpfad-Schwundwirkungen zu reduzieren. Dei 80MHz-Trennung zwischen den beiden Bändern gewährleistet, dass derselbe Mehrpfad-Schwund nicht mit beiden Bändern interferiert. Zusätzlich wird das 5 MHz-Frequenzband in vier 1 MHz-Unter-Bänder aufgeteilt, wobei die unteren und oberen 500 Hz eines jeden 5 MHz-Bandes als Schutzbänder bestimmt sind. Die vier 1 MHz-Unter-Bänder im unteren 5 MHz-Band werden mit entsprechenden Unter-Bändern im oberen 5 MHz-Band in Übereinstimmung gebracht. So wird z. B. das erste Unter-Band in der unteren 5 MHz-Band-Nutzgemeinschaft im ersten Unter-Band im oberen 5 MHz-Band dupliziert, usw.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Übertragungsdauer von der Basisstation zu den Fernstellen und von den Fernstellen zur Basisstation (Tsymbol) annähernd 340 Millisekunden. Die Schutzzeit (Tguard) zwischen Übertragung und Empfang ist in einer Ausführungsform etwa 35 Millisekunden, während die gesamte Abfragezeit (Trevisit) etwa 750 ms ist. Wie erwähnt und wie detaillierter unten erörtert, ist es wichtig, dass Trevisit kleiner als die Zeitspanne ist, in der wahrscheinlich über den Luftkanal bedeutende Änderungen erfolgen, damit sichergestellt wird, dass innerhalb irgendeines ausgesuchten Intervalls der Länge Trevisit im Wesentlichen dieselben Kanal-Merkmale beobachtet werden.
  • Die Schutzzeit Tguard zwischen Vorwärts- und Rückwärts-Bursts muss groß genug sein, damit die bedeutende Dämpfung der Mehrpfad-Reflektionen erlaubt wird. Eine Basis-zu-Basis-Interferenz benötigt genug Schutzzeit zwischen Vorwärts- und Rückwärts-Übertragung-Bursts. In einer Ausführungsform der Erfindung werden vier Vorwärtsbursts ohne irgendeinen dazwischenkommenden Rückwärtsburst übertragen, und dann werden vier Rückwärtsbursts übertragen. Die Schutzzeit zwischen den vier Bursts ist viel kleiner als die Schutzzeit am Ende der vier Bursts. Dies reduziert die Basis-zu-Basis-Interferenz.
  • Grobe Ansicht der Signalverarbeitung
  • 8 ist ein Signalflussdiagramm, das allgemein die in einer Ausführungsform der Erfindung an einem Audio-, Video, Sprach- oder Datensignal durchgeführten Signalverarbeitung-Schritte darstellt, das über die Luftschnittstelle zwischen der Basisstation und den Fernstellen übertragen wird. Wie in 8 gezeigt, wird ein Signal (das Audio, Video, Sprach oder Daten) umfassen kann, von einer Nachrichtenverbindung an eine Eingabeklemme 1010 geführt. Dieses Signal wird dann, wie im Block 1011 gezeigt, in ein Digitalformat verpackt. Das Signal wird so verpackt, dass das gesamte Signal während der Übertragungszeit Tpacket in einem einzelnen Paket übertragen werden kann. Wie im Block 1012 gezeigt, wird das Daten-verpackte Signal anschließend Quadraturmodulations-(QAM)-codiert und -fehlercodiert (z. B. mittels Verwendung gut bekannter Reed-Solomon- und/oder Trellis-Codierung-Techniken. Natürlich sollte verständlich sein, dass in anderen vorteilhaften Ausführungsformen der Erfindung eine Binärphasenverschiebung-Tastung (BPSK) oder M-äre Phasenverschiebung-Tastung (MPSK) als alternative Modulationstechnik zur QAM benutzt werden kann.
  • Der Digitalhierarchie-Umsetzer 1012 gibt auf der Grundlage des Umsetzungsschemas eine komplexe Zahl aus, die einen n-Bit-Binärwert darstellt. Wenn z. B. eine 16 QAM verwendet wird, dann wird der Codierer 1012 einen Binärwert von 4 Bit, einen von 16 möglichen Werten, ausgeben, da 24 = 16. Auf ähnliche Weise wird dann der Codierer 1012, wenn eine 256 QAM verwendet wird, ein von 256 komplexen Zahlen ausgeben, die einen Binärwert von 8 Bit darstellen, da 28 = 256. Die Bits, die in den Digitalhierarchie-Umsetzer eintreten, waren eine codierte Vorwärts-Fehlerkorrektur, um vor Kanalfehlern zu schützen.
  • Das codierte Signal wird dann, wie im Block 1013 gezeigt, über einen Abschnitt des Frequenzbands verbreitet. In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung wird die DMT-SC-Spreizung-Technik verwendet, um das codierte Signal innerhalb des gesamten Frequenzspektrums in mehreren Frequenz-Tönen zu verbreiten. Das Verfahren, das verwendet wird, um das codierte Trägersignal zu verbreiten, wird detaillierter unten mit Bezug auf das Signalverarbeitungs-Flussdiagramm aus 9 beschrieben.
  • Parallele Datenübertragung mittels Verwendung von Multitönen
  • Die Aufteilung und Übertragung eines Signals über eine Reihe an Trägern – parallele Übertragung – wird z. B. in einer Schrift mit dem Titel "Analysis and Simulation of a Digital Mobile Channel Using Orthogonal Frequency Division Multiplexing", von Leonard J. Cimini, Jr., IEEE Transactions on Communications, Vol. Com 33, Nr. 7, Juli 1985, erörtert. Kurz zusammengefasst, ist die parallele Übertragung eine Signalverarbeitungstechnik, die einen seriellen Datenstrom in einen parallelen Datenstrom umsetzt und verschiedene diskrete Trägertöne jeweils mit den parallelen Datenströmen moduliert.
  • Man nehme z. B. eine Reihe an Trägern (Tonsatz genannt), die vier Töne einschließt. Ein serieller Datenstrom wird dann in vier parallele Datenströme aufgeteilt, indem jedes vierte Symbol genommen und ihm der erste Ton zugeordnet wird; das zweite, sechste und zehnte Symbol wird der zweite Ton zugeordnet, usw. Entsprechend wird der erste Ton im Tonsatz auf eine Höhe und Phase eingestellt, die den Symbolwerten, die auf dem ersten parallelen Datenstrom ausgegeben werden, entspricht, der zweite Ton im Tonsatz auf eine Höhe und Phase eingestellt, die den Symbolwerten entspricht, die auf dem zweiten parallelen Datenstrom ausgegeben werden, usw. In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung wird der Abstand zwischen den Tönen sorgfältig ausgesucht, um ein rechtwinkliges Frequenzmultiplexen bereitzustellen.
  • Ein PN-Codeverfahren zum Implementieren eines solchen Modulationsschemas wird in 9 gezeigt. Wie oben gezeigt, können die Daten in den parallelen Datenströmen die selben oder andere Daten sein. Der Hauptvorteil dieser Technik liegt darin, dass gezeigt werden kann, dass dieses verarbeitete Signal effektiv die Fourier-Transformierte des ursprünglichen Datenstroms ist, und dass eine Leerstelle des kohärenten Demodulators effektiv eine negative Fourier-Transformierte ist. In einem Aspekt der Erfindung wird diese Technik verwendet, um die Berechnungsvorteile der FFT- oder IFFT-Verarbeitung zu erhalten.
  • DMT-SC-Details
  • In einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist die gesamte Bandbreiten-Zuordnung für die Luftverbindung im Bereich von 1850 bis 1990 MHz 10 MHz. Die gesamte Bandbreite wird in zwei Bänder von 5 MHz aufgeteilt, die unteres HF-Band und oberes HF-Band genannt werden. Die Trennung zwischen der tiefsten Frequenz im unteren HF-Band und der tiefsten Frequenz im oberen HF-Band (DF) ist 80 MHz. Die Basisfrequenz (Fbase) für das Netz wird als tiefste Frequenz des unteren HF-Bands bestimmt.
  • Das untere und obere HF-Band werden weiter in zwei Unter- Bänder aufgeteilt. Die ersten und die letzten 0,5 MHz eines jeden Bands werden als Schutzbänder bestimmt und daher nicht benutzt. Die restlichen 4 MHz in jedem Band werden dann in 4 Unter-Bänder aufgeteilt, die sequentiell von 0 bis 3 beziffert sind. Jedes Unter-Band enthält eine Reihe an Frequenzen im unteren HF-Band und eine andere Reihe an Frequenzen im oberen HF-Band. Die Nebenstelle L deutet auf die Reihe innerhalb des unteren HF-Bands, und U deutet auf die Reihe innerhalb des oberen HF-Bands.
  • In einer Ausführungsform gibt es insgesamt 2560 Frequenz-Töne, die in einer verfügbaren Bandbreite von 8 MHz gleichmäßig beabstandet werden. In jedem Band gibt es 1280 Töne, und in jedem Unter-Band 640 Töne (320 Frequenzen im unteren Band und 320 Frequenzen im oberen Band). Der Abstand zwischen den tönen (Df) ist einfach 8 MHz, geteilt durch 2560, was umgesetzt 3,125 KHz ergibt. Die Töne können weiterhin in Tönsätzen, jeweils aus vier Tönen, und Ton-Partitionen, jeweils aus 20 Tönsätzen, organisiert werden. Alternativ können die Töne in Ton-Gruppierungen, jeweils aus 20 Tönen, und Verkehrs-Partitionen, jeweils aus 4 Ton-Gruppierungen, organisiert werden. Ein Verkehrskanal benötigt mindestens eine Verkehrs-Partition. Steuer- und Zugriffskanäle können in Kanälen von 5 MHz zwischen Verkehrskanäle eingestreut werden. Wie weiterhin unten erörtert, sind Daten in einem Tonsatz redundant.
  • Die Organisation der Töne erlaubt auch die Normierung der Tonzuordnungen an die Benutzer, um die erwogenen Berechnungen in einer Ordnung zu erlauben. Zum Beispiel können jedem Benutzer nur Vielfache von Verkehrs-Partitionen zugeordnet werden. Das Aufteilen des gesamten Übertragungsbands in Unter-Bänder berücksichtigt tiefere Abtastraten und weniger intensivere DSP-Erfordernisse (da das verarbeitete Band über eine bedeutend kleinere Bandbreite zerstreut wird). Zusätzlich stellen die Partitionen eine vorteilhafte Aufteilung zum Reduzieren der Ausmaße der empfangenen Vektoren bereit. Die könnte erfüllt werden, indem ausgewählte Tonsatz-Werte (d. h. entsprechende Tonsatz-Werte in jeder Gruppierung) kombiniert werden. Obwohl dies eine Senkung in der Anzahl der Freiheitsgrade beinhaltet, kann ein solcher Kompromiß in Systemen vorteilhaft sein, in denen die Höchstzahl an Freiheitsgraden nicht erforderlich ist, um die Daten genau zu decodieren. Durch das Reduzieren der Ausmaße des Tonsatz-Vektors, werden solchermaßen die Verarbeitungskosten bedeutend gesenkt.
  • Wie oben gezeigt, werden die Tönsätzen in Intervallen von 1/T, der Symbolrate, beabstandet, um sicherzustellen, dass sich die auf den getrennten Tönen modulierten Signale nicht wechselseitig stören, indem sie sich mit anderen Tönen überlagern. Natürlich erfolgt irgendeine Verzerrung während der Übertragung, so dass irgendeine Interferenz auftreten kann, die mit zusätzlichen Fehlerkorrekturtechniken ausgeschaltet werden kann.
  • Die Verwendung von DMT-SC
  • Wie oben angemerkt, können die Signale anfangs mittels richtiger Codes und Wichtungen in zugeordneten Tönen verbreitet werden. Diese Codes können innerhalb eines gegebenen räumlichen Elements rechtwinklig sein, und sie können auf zufällige Weise denselben Tonbehältern innerhalb angrenzender Tonelemente zugeordnet werden. Solchermaßen können Spreizung-Codes in angrenzenden räumlichen Zellen wiederverwendet werden und können eine zufällige Korrelation zwischen angrenzenden räumlichen Zellen aufweisen. Obwohl die von der Basisstation vorgenommenen anfänglichen Code-Zuordnungen rechtwinklig sein können, ist es verständlich, dass sich die Spreizung-Codes als Reaktion auf die während der adaptiven Abgleichung gemachten Wichtung-Einstellungen für gewöhnlich zu nicht-rechtwinkligen Codes entwickeln oder mit diesen umgehen werden, nachdem das Nachrichten-Netz für einige Zeit aktiv war. Wie detaillierter unten erörtert, sind die Kriterien für die innerhalb einer gegebenen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes vorteilhafter weise linear unabhängig und nicht rechtwinklig. Die zufällige Korrelation der Spreizung-Codes in angrenzenden räumlichen Zellen wird mithilfe einer automatisch implementierten Code-Nullabgleich-Technik ausgeglichen, die mittels Verwendung einer linearen Wichtung korrelierte Abschnitte der übertragenen Signale nichtig macht.
  • Wenn die mit der DMT-SC-Modulationstechnik verknüpften Spreizung-Codes einmal den codierten Datensignalen zugeordnet wurden, wie vom Block 1013 aus 8 dargestellt, werden die verarbeiteten Signale, wie von einem Summenblock 1025 gezeigt, linear summiert. Ein ähnliches Signalverarbeitung-Verfahren wird an anderen ankommenden Signalen verwendet, wie von den Blöcken 1021-1023 gezeigt, die den Blöcken 1011-1013 entsprechen. Diese Signale werden im Summierer 1025 summiert, und ihnen werden Trägerfrequenzen innerhalb der in 7 gezeigten Unter-Bändern von 5 MHz zugeordnet, wie von einem Block 1030 gezeigt.
  • Wie oben angemerkt, werden die Codes im Verlauf der adaptiven Abgleichung für gewöhnlich nicht-rechtwinklig, um im gesamten Nachrichten-Netz 100 das SINR zu maximieren. Um jedoch die Höchstzahl an Freiheitsgraden im Nachrichten-Netz 100 einzuschränken, ist es vorzuziehen, in einer gegebenen räumlichen Zelle die lineare Unabhängigkeit der komplexen Spreizung-Vektoren aufrechtzuerhalten. Linear unabhängige komplexe Vektoren sind jene, die nicht als Summe der skalaren Vielfachen von irgendeiner Kombination anderer komplexer Vektoren im System ausgedrückt werden können. Solchermaßen kann mittels der Bewahrung einer linearen Unabhängigkeit zwischen den Spreizung-Codes eine Matrix-Anordnung von linearen Gleichungen abgeleitet werden, die erlaubt, dass jede Systemveränderliche (d. h. Daten-Symbole) einmalig decodiert werden. Da die Spreizung-Codes linear abhängiger werden, wird soweit die Fähigkeit, zwischen den Daten-Symbolen zu unterscheiden, schwieriger. Jedoch werden in einigen Applikationen zu Beginn Bandpassfilterwerte eingestellt, und danach muss das System innerhalb dieser Bedingungen arbeiten.
  • Die Spreiz-Signale werden auf einer Träger-um-Träger-Grundlage linear addiert, um die gesamte DMT-SC-Wellenform zu erhalten. Um dieses Signal zu entspreizen, wird das empfangene Signal erfasst und in Matrixform umgesetzt. Der empfangene Vektor wird mit einem Skalierungsfaktor (der proportional zur Bitzahl im Spreizung-Code ist) und einer sich aus Spreizung-Codes zusammensetzenden Matrix multipliziert. Der entstandene Vektor stellt die Entspreizung-Daten-Symbole als eine Ausgabe bereit. Aus diesem Beispiel kann man ableiten, dass so viele Datenbits, wie es Bits in de Spreizung-Codes gibt, unterschiedlich Entspreizt werden können, sofern die Spreizung-Codes linear unabhängig bleiben.
  • Auf das Spreizen der Daten zurückkehrend, kann das Signal, wenn die codierten Spreizung-Spektrum-Signale den Frequenzträger-Bändern zugeordnet wurden, mittels Verwendung einer negativen schnellen Fourier-Transformierten (IFFT) und eines Analog/Digitalumsetzers von der diskreten Frequenzdomäne auf die analoge Zeitdomäne umgewandelt werden. Durch die Verwendung einer IFFT und einer FFT zum Bereitstellen der OFDM, werden mehrere Modulatoren nicht benötigt, wie dem Stand der Technik bekannt ist. Dies ist so, da die Berechnungen, die die DMT-SC-Modulationstechnik betreffen, in der Frequenzdomäne weniger intensiv sind als in der Zeitdomäne. Aus diesem Grund wird der Großteil der Signalverarbeitung vorzugsweise in der Frequenzdomäne durchgeführt (mit Ausnahme der Modemebetriebe, beispielsweise zum Verschlüsseln, Filtern, usw.) und wird als einer der letzten Schritte vor der Übertragung in die Zeitdomäne umgewandelt.
  • Abhängig von Bandbreiten-Erwägungen werden Signalen vom selben Benutzer ein oder mehrere Spreizung-Codes und eine oder mehrere Verkehrs-Partitionen zugeordnet. Die Zuordnung verschiedener Spreizung-Codes und zusätzlicher Verkehrs-Partitionen zur Bereitstellung einer zusätzlichen Bandbreite für eine anfordernde Benutzereinheit (eine Einheit, die über eine der Fernstellen kommuniziert) ist von einem Implementierungs-Standpunkt aus gesehen besonders elegant (verglichen mit der Bandbreiten-Zuordnung mittels Verwendung des TDMA). Dies ist so, da die Zuordnung von neuen Spreizung-Codes und Tönsätzen mathematisch einfach ist und bloß eine numerische Änderung am Entspreizung-Vektor (für die Neuzuordnung eines neuen Tönsatzes) oder einen Anstieg oder eine Abnahme der Bandbreite eines Bandpassfilters auf der Empfangsseite (für die Neuzuordnung eines neuen Tönsatzes) erfordert.
  • Mit dem DMT-SC verknüpfte Vorteile
  • Die Verwendung des DMT-SC ist im System der vorliegenden Erfindung besonders vorteilhaft. Zum Beispiel erlaubt die Verwendung des DMT-SC, dass die Kanaleigenschaften an diskreten Punkten ausgewertet werden können, die genau in Matrixform als komplexer Vektor dargestellt werden können. Da ausgewählte Töne innerhalb eines jeden Tönsatzes als im Frequenzband verteilte Pilottöne bestimmt werden können, führt solchermaßen eine einfache Auswertung einer endlichen Zahl an komplexen Werten zu einer genauen Kanalauswertung. Darüber hinaus kann theoretisch die Kanalverzerrung durch eine einfache komplexe konjugierte Multiplikation an diskreten Tonfrequenzen ausgeglichen werden. D. h.: da diskrete Töne verwendet werden, ist es nicht nötig, die gesamte Kanalantwort zwischen den Tönen zu kennen, da der Kanal die Betriebe nur an genauen Punkten der Tonsatz-Frequenzen beeinflußt. Wenn der Kanal an diesen diskreten Punkten bestimmt wird, brauchen die empfangenen Töne nur mit der richtigen komplexen Zahl, Höhe und Phase multipliziert werden, um den Kanal zu entzerren. Dies bedeutet, dass die genaue Entzerrung von eine einfache komplexe Multiplikation erreicht wird. Die Kanalentzerrungsberechnung kann in eine Berechnung von Entspreizung/Spreizung-Wichtungen zusammengefasst werden, die die Merkmale des Signals wie beispielsweise den Störabstand und das Interferenzverhältnis verbessern bzw. optimieren.
  • Die Verwendung des DMT-SC gewährleistet auch, dass das Ausgleichen der Antennenanordnung-Zeitverschwendung sehr einfach ist. In Antennenanordnungen mit mehreren Elementen wird zwischen den Empfängen einer Wellenform durch die räumlich getrennten Sensoren eines Zeitverzögerung beobachtet, wenn die Welle auf die Reihe auftrifft. In einem sehr weiten Bandsystem erzeugt diese Verzögerung eine Dispersion. Durch die Verwendung des DMT-SC kann die Dispersion jedoch durch diskrete Werte eines skalierbaren Vektors dargestellt werden, da die Reaktion nur an diskreten Punkten der Frequenz ausgewertet wird.
  • Darüber hinaus könnte jeder Benutzer am System mit einer unterschiedlichen QAM-(oder anderen M-ären)-Konstellationsgröße arbeiten. Dies ist so, da die Symbole nicht wie im Direkt- Sequenz-Spreizung-Spektrum über die gesamte Bandbreite ausgebreitet werden. Lieber werden die Symbole im DMT-SC über Frequenz-Kriterien verschiedener Größe ausgebreitet, so dass jeder Benutzer die QAM-Konstellation optimaler Größe haben kann (d. h. die in einem gegebenen SINR gestattete höchste Wertigkeit). Dies erhöht die Gesamtsystemleistung, da das System nicht auf den niedrigsten gemeinsamen Nenner beschränkt ist (d. h. die QAM- oder M-äre Konstellationsgröße, an der alle Kanäle arbeiten können). Zusätzlich ist an kleineren Konstellationsgrößen ein kleinerer Störabstand erforderlich, um das Signal zu demodulieren, und dieses Störabstanderfordernis kann verwendet werden, um den Bereich der Basisstation zu erweitern, der eine zusätzliche Systemflexibilität bereitstellt.
  • Die Verwendung der DMT-SC-Modulation stellt auch mehrere unerwartete Vorteile bereit, wenn sie in Kombination mit bestimmten Kommunikationstechnologien verwendet werden. Zuallererst ist es, da die DMT-SC-Spreizung flexible Spreizung-Bandbreiten und Verstärkungsfaktoren berücksichtigt (d. h. ein gegebenes Signal kann ausgebreitet werden, wenn viel Bandbreite erwünscht ist), besonders vorteilhaft, um die spektrale Verschiedenartigkeit des Kanals auszunutzen. D. h.: da der Kanal gewisse Bänder mit besserer Reaktion als andere Bänder hat, können Signal selektiv über die erwünschteren Bänder verbreitet werden.
  • Zusätzlich erlaubt der DMT-SC auch die Verwendung der Code-Nullabgleichung, um die Wiederverwendungsleistung der Nachrichtenverbindung über die Wiederverwendungsleistung des herkömmlichen CDMA hinaus stark zu verbessern. Da der DMT-SC anstelle der Direkt-Sequenz oder des Frequenzsprungs verwendet wird, können ausgesuchte Abschnitte des Spreizung-Codes innerhalb des Entspreizung-Geräts Null-abgeglichen werden. Solchermaßen werden nur jene Abschnitte des Spreizung-Codes entspreizt, die nicht mit den störenden Spreizung-Codes gemeinsam sind. Darüber hinaus ist der DMT-SC besonders vorteilhaft, wenn er innerhalb eines Systems veränderlicher Bandbreite implementiert wird, da die Zuordnung der Bandbreite in einem solchen System sehr flexibel ist, und er kann mittels der richtigen Zuordnung zusätzlicher Töne an den anfragenden Benutzer implementiert werden. Zusammengefasst, stellt der DMT-SC eine Lösung bereit, die die Störsignale ausschaltet.
  • Schließlich ist der DMT-SC vorteilhaft, wenn er an ein Mehrelement-Antennenanordnung-System angelegt wird, in dem die Matrix-Konstellation das Sperren der Verarbeitungsbetriebe umfasst. Wie im Stand der Technik gut bekannt, erhöhen sich mit Wachsen der Dimension einer Matrix die zum Invertieren der kovarianten Matrix erforderliche Rechenbetriebe als Kubik der Matrix-Dimension. Solchermaßen erhöht sich die Verarbeitungsleistung als Kubik der Matrix-Dimension und erhöhen sich folglich die Kosten der Verarbeitungsschaltung. Um die Zunahme Kosten zu vermeiden, ist es solchermaßen vorteilhaft, die Dimension der verwendeten Matrizen zu begrenzen, um Spreizung- und Entspreizung-Berechnungen durchzuführen. Da es in einem Mehrelement-Antennenanordnung-System manchmal erwünscht ist, die Zahl der Antennensensor-Elemente zu ändern, um die Strahlbildungsfähigkeit des Systems zu verbessern, würde ein solches System normalerweise einen Anstieg der Matrix-Dimension erleiden (da jeder Sensor einem Element in der Matrix entspricht). Wenn Sensoren zur Antennenanordnung hinzugefügt werden, kann jedoch die Dimension der Matrix in einem DMT-SC-System durch das Reduzieren der Anzahl der Töne in jedem Tonsatz beibehalten werden.
  • Diese Bewahrung der Matrix-Dimension ist möglich, da die verwendeten mathematischen Formeln beim Durchführen von Höhen- und Phasen-Wichtungen des Signals an jedem Sensor allgemein den Formeln entsprechen, die verwendet werden, wenn Höhen- und Phasen-Wichtungen eines jeden Tons in einem Tonsatz durchgeführt werden. Solchermaßen besteht eine Analogie zwischen den mehreren Sensoren in einer Antennenanordnung und den mehreren Tönen in einem Tonsatz. Folglich kann dieselbe Matrix verwendet werden, um sowohl für Sensorelemente als auch für Töne Wichtungen zu bestimmen, so dass, wenn die Anzahl der Sensorelemente steigt, die Anzahl der Töne gesenkt werden kann, um zu kompensieren (d. h. dieselbe Matrix-Dimension zu bewahren), und umgekehrt. Darüber hinaus wird in einem solchen System nahezu dasselbe SINR bewahrt, da der in der Anzahl der Töne verlorengegangene Spielraum mit der Anzahl der Strahlen wiedergewonnen wird. Im Gegensatz dazu könnte das Direkt-Sequenz-Spreizung-Spektrum die Anzahl der Töne nicht ändern, wenn Strahlen hinzugefügt würden, da es keine zu addierende oder subtrahierende Töne gibt. Solchermaßen würden die Kosten eines solchen Systems im Verhältnis zu den Kosten des Systems der vorliegenden Erfindung enorm steigen, wenn die Kapazität erhöht wird. Genauer erhöhen sich die Kosten der vorliegenden Erfindung etwa proportional mit der Kapazität, während sich die Kosten eines anderen Systems, das z. B. das Direkt-Sequenz-Spreizung-Spektrum verwendet, als Kubik der Kapazität erhöhen.
  • Wenn das Signal einmal DMT-SC-moduliert wurde, wird das Signal für die Übertragung an die Antenne ausgegeben. Der DMT-SC ermöglicht, dass die richtigen Signale an die richtigen Benutzereinheiten geleitet werden (d. h. mithilfe der unten erörterten Antennenstrahlbildung).
  • Strahlbildung
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung werden adaptive Antennenanordnungen in Verbindung mit einem Strahlbildungsalgorithmus verwendet, um die räumliche Vielfältigkeit innerhalb einer jeden räumlichen Zelle zu erreichen und den SDMA zu implementieren. D. h.: die von den Antennen ausgegebenen Signale werden direktional gebildet, indem selektiv verschiedene Antennensensoren mit verschiedenen Signalverstärkungen erregt werden, so dass die Fernstationen in einem Abschnitt einer räumlichen Zelle in der Lage sind, mit der Basisstation zu kommunizieren, während andere Fernstationen in einem anderen Abschnitt der räumlichen Zelle selbst dann mit derselben Basisstation kommunizieren können, wenn sie dasselbe Tonsatz und denselben Code verwenden. Es sollte verständlich sein, dass in der festgelegten Implementierung der aktuellen Erfindung – d. h. wo sich die Fernzugriffsstationen während der Kommunikation mit der Basisstation allgemein nicht bewegen, für gewöhnlich während der Kommunikation innerhalb der räumlichen Zelle bleiben – der in der Luftverbindung verwendete Strahlbildungsalgorithmus nicht für mobile Fernstelleneinheiten zählt, die die räumliche Zelle verlassen und betreten. In einer vorteilhaften Ausführungsform wird jede räumliche Zelle in vier Sektoren unterteilt, worin jeder Sektor über eines von vier Unter-Bänderpaaren sendet und empfängt.
  • Wie oben geschildert, sollte das Strahlbildung-Verfahren der vorliegenden Erfindung, wie die Verwendung der Codes, als unabhängig vom adaptiven Gesamt-Ausgleichsverfahren der vorliegenden Erfindung gedacht sein. Eher ist das Verfahren, das verwendet wird, um selektiv die Antennensensoren (während der Übertragung) zu erregen oder selektiv die an den verschiedenen Sensorelementen empfangenen Signale (während des Empfangs) zu wichten, als in das zum Maximieren des SINR verwendeten Gesamtverfahren eingeschlossen. Das Verhältnis zwischen dem Strahlbildung-Verfahren zur Gesamt-Maximierung des SINR-Verfahrens wird detaillierter unten beschrieben.
  • Code-Nullabgleichen
  • Die Verwendung der Spreizung-Spektrumtechnologie (speziell dem DMT-SC) und der Richtantennen innerhalb der bevorzugten Luftverbindung der vorliegenden Erfindung erlaubt mithilfe der linearen Wichtung im Code und Raum mehrere Fehlerlöschvorteile einschließlich Wirkungen, die analog zum Code-Nullabgleichen und Null-Steuern sind.
  • Das Code-Nullabgleichen wird verwendet, um zwischen nicht rechtwinkligen Signalen zu unterscheiden, die aus angrenzenden räumlichen Zellen hervorgehen. Wiederum sollte das Code-Nullabgleich-Verfahren im Zusammenhang mit der Optimierung des SINR-Verfahrens der vorliegenden Erfindung verstanden werden. Das bedeutet, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren als Teil des Verfahrens angesehen werden sollte, das das SINR mit Bezug auf die Code-Domäne optimiert. Diese Art, das Code-Nullabgleich-Verfahren zu verstehen, wird detaillierter mit Bezug auf 10 beschrieben.
  • Es sollte verständlich sein, dass, wenn die innerhalb der (s)selben räumlichen Zelle bzw. (Strahls) erzeugten Signale sämtlich rechtwinklige Spreizung-Codes haben, die Code- Nullabgleichung für gewöhnlich nicht erforderlich ist, da die Rechtwinkligkeit ausreicht, um zu gewährleisten, dass es keine Kreuzmodulation gibt. Wie oben erwähnt, können jedoch die innerhalb einer besonderen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sein, obwohl sie vorzugsweise linear unabhängig sind. Darüber hinaus können die Transceiver innerhalb benachbarter räumlicher Zellen Spreizung-Codes verwenden, die eine zufällige Korrelation mit den in der lokalen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes haben.
  • Durch das Einstellen der mit jedem Nachrichten-Kanal verknüpften Spreizung-Wichtungen ist die Basisstation in der Lage, diese Signale auf demselben Tonsatz kreuz-zu-korrelieren, um eine Interferenz infolge von "benachbarten" Signalen abzuziehen. In einer Ausführungsform hat die Basisstation die Spreizung-Codes verwendet, um verschiedene demselben Tonsatz zugeordnete Signale zu verbreiten, so dass diese Information verwendet werden kann, um anfangs die richtigen Wichtungen zum Nullabgleichen einer Interferenz von anderen Codes zu berechnen.
  • Wie oben erörtert, können die Spreizung-Daten während der Entspreizung genau wiedergewonnen werden, wenn die Spreizung-Codes, die verwendet werden, um verschiedene Datensignale zu verbreiten, rechtwinklig sind. Wenn jedoch die Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sind (wie im Falle von Spreizung-Codes, die in benachbarten räumlichen Zellen verwendet werden), kann die Kreuzmodulation dazu führen, dass die Datensignale nicht in der Lage sind, von der einfachen Entspreizung genau unterschieden zu werden (d. h. die Entspreizung ohne das Code-Nullabgleichen).
  • Um dieses Phänomen zu kompensieren, werden Code-Nullabgleich-Wichtungen im Entspreizung-Gerät verwendet. Durch das Nullabgleichen der im empfangenen Signal vorhandenen Kreuzmodulation werden die richtigen Werte der Datenbits vom Empfänger ausgegeben. Solange die komplexen Spreizung-Wichtungen linear unabhängig sind und die SNR hoch genug ist, können von diesem Verfahren die genauen Symbolwerte unterschieden werden. Es wird gewürdigt sein, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren oben während der Ableitung der Gesamtwichtungen, die das SINR maximieren, inhärent implementiert ist.
  • Null-Steuerung
  • Zusätzlich zum Code-Nullabgleichen bildet eine in den 11 und 12 gezeigte beispielhafte Richtantenne ohne spektrale Spreizung-Signale, die Nullbereiche (d. h. Bereiche, in denen die Antenne ankommende Signale abschwächt, oder in denen es eine viel kleinere Antennenverstärkung gibt) einschließen. Diese Nullbereiche können in einem Muster ausgebildet sein, so dass die Nullen in Richtung bekannte Störmittel (z. B. Störsignalquellen oder störende Mehrpfad-Reflektoren) geleitet werden. Auf diese Weise werden die störenden Signale in der räumlichen Domäne abgeschwächt. Wie detaillierter unten erörtert, ist die Verwendung der Null-Steuerung in Verbindung mit der Code-Nullabgleichung sehr vorteilhaft.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann man bedeutend an der Verarbeitungszeit und an der Raffiniertheit sparen, da sich die Verfahren zum Durchführen der Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung sehr ähneln. Genauer ist die mathematische Formel, die verwendet wird, um die Null-Steuerung zu erreichen, analog mit der Formel, die verwendet wird, um das Code-Nullabgleichen zu erzielen. Gemäß dieser Analogie werden, genau wie die Töne in einem Tonsatz mit komplexen Wichtungen multipliziert werden, um die Höhe und die Phase der Töne zu ändern, die Verstärkung und die relative Phase der Signale, die von den Antennenelementen ausgegeben und empfangen werden, von einer Reihe an Multiplikationswichtungen geändert. Diese Multiplikation mit komplexen Wichtungen kann sowohl für das Code-Nullabgleichen (ein spektrales Konzept) als auch das Null-Steuern (ein räumliches Konzept) in einer Matrixform ausgedrückt werden. Solchermaßen entsprechen die in der spektralen Code-Domäne durchgeführten Berechnungen formal den in der räumlichen Domäne durchgeführten Berechnungen. Folglich kann die Null-Steuerung in einem System mittels Verwendung der Code-Nullabgleichung durchgeführt werden, indem einfach eine Extra-Dimension zu der für das Berechnen der komplexen Wichtungen verwendeten Matrizen hinzugefügt und die Signale mit diesen Wichtungen multipliziert werden.
  • 10 zeigt allgemein, wie Wichtungen, die sowohl in der Code- als auch der räumlichen Domäne berechnet wurden, verwendet werden, um das SINR zu maximieren. Es sollte angemerkt werden, dass 10 vorrangig eine begriffliche Darstellung ist und nicht dazu gedacht ist, die eigentlichen Verarbeitungsschritte zu fördern, die im Verfahren zum Maximieren des SINR erfolgen. Wie in 10 gezeigt, skizziert ein dreidimensionaler Graph das Verhältnis zwischen Code, Raum und SINR. Genauer werden die Code- und die räumliche Domäne in einer Ebene gezeigt, während das SINR senkrecht zur Ebene skizziert wird, die von der Code- und der räumlichen Domäne bestimmt wird.
  • Das SINR wird auf einer Skala von 0 bis 1 skizziert, worin ein Wert von 0 darauf deutet, dass das Signal vollständig aus Lärm und Interferenz besteht, während ein Wert von 1 darauf deutet, dass das Signal vollständig aus dem interssierenden Signal besteht.
  • Die Code-Domäne-Achse des Graphs stellt die verschiedenen Wichtungswerte dar, die an jeden der Töne angelegt werden, während die räumliche Domäne-Achse des Graphs die Wichtungswerte darstellt, die an jedes der Antennenelemente angelegt werden können. Wie aus der Skizze der 10 zu sehen, führen bestimmte Wichtungen, die in der passenden Kombination aus Code- und räumlichen Werten angelegt wurden, zu SINR-Werten von ungefähr 1, so dass die optimale Signalerfassung erreicht wird, indem die Code- und die räumlichen Wichtungen berechnet werden, die zu den in 10 dargestellten "Scheitelpunkten" konvergieren. Das Verfahren zum Ändern der Code- und räumlichen Domäne-Wichtungen zum Erreichen einer Konvergenz mit dem Scheitelpunkt SINR wird detaillierter unten mit Bezug auf das Verfahren zum Maximieren des SINR-Abschnitts beschrieben. Die Erfindung kombiniert die räumliche und spektrale Spreizung und Entspreizung, um die Interferenz aus den empfangenen Signalen optimal zu beseitigen.
  • Kehrt man jetzt zu dem Null-Steuerungsverfahren zurück, der einen Teil des Verfahrens zum Berechnen von Wichtungen in der räumlichen Domäne bildet, stellt das schematisch in 13 dargestellte Nullabgleich-Verfahren eine gesteigerte Benutzerkapazität für jede Basisstation bereit. Wie in 13 dargestellt, wird ein erster Strahl (Strahl A) mittels der Strahlbildungstechniken von der Antenne 120 über einen speziellen räumlichen Bereich geleitet (d. h. die Signalstärke ist im von den durchgezogenden Linien eingeschlossenen gezeigten Bereich bedeutend). Ein zweiter Strahl (Strahl B) wird von der Antenne 120 über einen anderen räumlichen Bereich geleitet (von der gestrichelten Linie in 13 eingeschlossen). Beide Signale schließen Seitenbänder, die normalerweise eine Interferenz innerhalb des angrenzenden Signalraums erzeugen würden, und Nullbereiche zwischen dem Hauptstrahl und den Seitenbändern ein. Natürlich wird gewürdigt sein, dass kompliziertere Strahlmuster benutzt werden können, die über mehrere Seitenbänder und Nullbereiche verfügen.
  • In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung werden die Nullbereiche der Strahlen A und B in Richtung des jeweiligen störenden Transceivers (z. B. Transceiver, die am selben Tonsatz und/oder Code arbeiten wie der vorgesehene Transceiver) positioniert. Wie in 13 dargestellt, wird solchermaßen, während Strahl A in Richtung Fernstelle A geleitet wird (da die Fernstelle A der vorgesehene Empfänger ist), wird die Null vom Strahl A in Richtung Fernstelle B geleitet (da die Fernstelle B ein Störmittel ist). Ähnlich wird der Strahl B in Richtung Fernstelle B geleitet (da Fernstelle B der vorgesehene Empfänger ist), während die Null vom Strahl B in Richtung Fernstelle A geleitet wird (da Fernstelle A ein Störmittel ist). Ein ähnliches Wichtungsschema wird beobachtet, wenn die Fernstellen übertragen und die Basisstation empfängt. Es kann dasselbe Null-Steuerungsprinzip angelegt werden, um die Interferenz infolge der benachbarten Basisstationen zu reduzieren.
  • Es sollte angemerkt werden, dass Mehrpfad-Reflektoren ebenfalls als Störsignalquellen behandelt werden können, so dass Nullbereiche positioniert werden können, um Signale aus diesen Reflektoren abzugleichen. Wenn jedoch in einer Ausführungsform die Reflektoren nicht in bedeutendem Maße zeitveränderlich sind, werden die reflektierten Störmittel nicht abgeglichen. Lieber werden die reflektierten Signale auf vorteilhafte Weise phasenverschoben, um eine konstruktive Interferenz zur Verfügung zu stellen, so dass das SINR erhöht wird.
  • Die Nullauflösung 8 (d. h. die Nähe in den Graden der Nullen), die die Antennenanordnungen bereitstellen können, hängt von mehreren Faktoren ab. Zwei Hauptfaktoren sind die Beabstandung der Antennensensor-Elemente und das S/N-Verhältnis des ankommenden Signals. Wenn z. B. die Öffnungsgröße groß genug ist (wenn z. B. die Sensorelemente weit genug voneinander weg liegen), dann wird eine bessere Nullauflösung hervorgehen. Auch wenn das S/N-Verhältnis des interessierenden empfangenen Signals hoch genug ist, könnte das interessierende Signal eigentlich teilweise innerhalb der Null eingesetzt werden (so dass irgendeine Verstärkung des Signals verlorengeht, aber das Gesamtverhältnis zwischen der Verstärkungs-Null am Störmittel und dem Verstärkungs-Null am interessierenden Signal das effektive Löschen des Störmittels und das Erfassen des interessierenden Signals erlaubt). Wenn z. B. 15 dB an Verstärkung nötig sind, um die Verbindung für einen gegebenen Kanal zu schließen, und das S/N-Verhältnis des interessierenden Signals 30 dB ist, während das S/N-Verhältnis des Störmittels 60 dB ist, dann werden, wenn eine Null von –70 dB am Störmittel eingesetzt wird, während das interessierende Signal dieselbe Null bei etwa –15 dB ist, das Störmittel eine Netto-Verstärkung von 10 dB und das interessierende Signal eine Netto-Verstärkung von 15 dB haben, so dass das Störmittel gelöscht und die Verbindung geschlossen wird. Solchermaßen erlaubt ein höheres S/N-Verhältnis, dass die Nullen dichter an die interessierenden Signale gesetzt werden, so dass eine höhere Nullauflösung erreicht wird. Es sollte hier angemerkt werden, dass die Tiefe einer gegebenen Null in Übereinstimmung mit einer vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung proportional zur Stärke des Störmittels ist, das gelöscht werden soll. Infolge der vom System bereitgestellten Frequenzunterschiedlichkeit, können zusätzlich Nullen relativ dicht aneinander gesetzt werden, wenn die Steuerung-Vektoren (mit den Code-Wichtungen verknüpft) zweiter störender Fernstellen verschieden genug sind, um die erforderliche Verarbeitungsverstärkung bereitzustellen, um die Nachrichtenverbindung zu schließen.
  • In einer alternativen Ausführungsform schließen die Fernstationen in einer bevorzugten Ausführungsform auch Richtantennen ein, so dass die Fernstationen zur Null-Steuerung in der Lage sind. 16 ist ein Graph, der eine Antennenverstärkung (in Dezibel gemessen)-versus-Richtung(in Graden gemessen) skizziert. Eine Anzahl der Basisstationen wird in 16 mit Kreuzen dargestellt, während andere Fernstellen (die nicht rechtwinklige Codes haben) mit kleinen Kreisen dargestellt werden.
  • Im schlechtest möglichen Szenarium liegt die Fernstelle im gleichen Abstand zu drei Basisstationen (d. h. auf einer Spitze einer sechseckigen räumlichen Zelle). Dieser Fall wird in 16 durch das Vorhandensein von drei Kreuzen dargestellt, die mit allgemein gleicher Signalstärke senden. Diese Basisstationen sind etwa bei 0,90° und –90° zur Nullrichtung der Fernstellen-Antenne gezeigt.
  • Für gewöhnlich würde jede der Basisstationen bei etwa demselben Pegel (d. h. bei –85 dB) empfangen, so dass eine allgemeine Interferenz zwischen den drei Basisstationen hervorginge, wenn sie an der Fernstelle empfangen wird. Infolge der von der Richtantenne der Fernstelle angelegten Strahlbildung-Wichtungen werden jedoch die störenden Basisstationen (d. h. die Stationen bei ±90°) in Bezug auf die vorgesehene Basisstation (d. h. die Basisstation bei 0°) um etwa 50 dB (d. h. 120 dB minus 70 dB) gedämpft. Infolge der Tatsache, dass der Strahl von der empfangenden Fernstellen-Antenne so gebildet wird, dass er an der vorgesehenen Basisstation die maximale Verstärkung und an den stärksten störenden Basisstationen die geringste Verstärkung (Nullen) hat, sind solchermaßen die Fernstationen in der Lage, leichter zwischen dem interessierenden Signal und Störsignalen zu unterscheiden. D. h.: Mithilfe der an den Fernstationen benutzten Strahlbildung und Null-Steuerung kann auf genau dieselbe Weise wie mit den Basisstationen ein viel höherer Signal-zu-Interferenz-plus- Störabstand (SINR) erhalten werden.
  • Es sollte angemerkt werden, dass die Fernstationen ebenfalls das Code-Nullabgleichen benutzen können. In einer alternativen Ausführungsform werden anfängliche Code-Nullabgleichung-Wichtungen innerhalb der Basisstation berechnet und an die Fernstationen übertragen. Die Fernstationen passen danach die übertragenen Wichtungen an, um den SINR zu maximieren, wie er von der besonderen Störumgebung einer jeden Fernstelle erforderlich ist. Durch das Berechnen der anfänglichen Wichtungen und ihr Senden an die Fernstationen muss vieles der intensiven Rechnungen nicht innerhalb der Fernstellen durchgeführt werden. Solchermaßen können die Fernstationen kosteneffektiver hergestellt werden.
  • In einem Aspekt der Erfindung, auf den als "Rück-Richtwirkung" Bezug genommen wird, passen die Basisstationen die Spreizung- und Entspreizung-Wichtungen an, die in den Basisstationen zum Senden und Empfangen der Signale verwendet werden, um den Gesamt-SINR im Nachrichten-Netz 100 zu maximieren. In einer alternativen Ausführungsform kann dies z. B. mittels der Überwachung der mittleren Bitfehlerrate (BER) im Nachrichten-Netz 100 und der Modifizierung der Spreizung-Wichtungen an jeder Basisstation und auch an jeder Fernstation durchgeführt werden, um die BER zu senken.
  • Entspreizung-Wichtung-Anpassungsalgorithmus
  • In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird während der verkehrsaufbauphase eine Reihe an Pilottönen, die Höhen und Phasen haben, über das gesamte Frequenzspektrum übertragen. Die Pilottöne befinden sich an einem bekannten Pegel (z. B. 0 dB) und werden um etwa 30 KHz voneinander beabstandet, um eine genaue Darstellung der Kanalantwort (d. h. der Höhen- und Phasenverschiebung, die von den Nachrichten-Kanal-Merkmalen eingeführt wird) über das gesamte Übertragungsband zur Verfügung zu stellen. Um die Kanalverzerrung zu kompensieren, wird eine komplexe Negative (die eine Amplituden-Komponente und eine Phasen-Komponente hat) der Kanalantwort berechnet und mit den ankommenden Signalen multipliziert. Dies leitet die Wichtungen während der verkehrsaufbausphase ein.
  • In bestimmten Fällen, wo der vom Kanal eingeführte Schwund zu tief ist, um einen angemessenen Rauschabstand zur Verfügung zu stellen, werden die Tongruppen, wo diese tiefen Nullen auftreten, entfernt (d. h. ausrangiert, um während der Entspreizung keinen Faktor im Signal zu bilden).
  • Da die Kanalantwort mit der Zeit variiert, wird die Reihe an komplexen, zusammengesetzten Kompensationswichtungen periodisch neu berechnet, um eine genaue Kanalauswertung zu gewährleisten.
  • Ein anderes Verfahren der Kanalentzerrung beinhaltet das Entzerren der Kanalwirkungen (z. B. infolge von Rauschen und bekannten Störmittel) durch Daten-gerichtete Verfahren. D. h.: Eher als die Übertragung eines bekannten Übungssignals (wie beispielsweise eine Reihe an Pilottönen), werden an das empfangene Signal Wichtungen angelegt, um eine ausgewählte Eigenschaft des Datensignals zu erfassen. Wenn z. B. eine PSK-Modulationstechnik an den Daten verwendet wird, wird im empfangenen Signal ein konstanter Leistungsmodul erwartet. Alternativ können die Daten in einem QAM-Signal in einer Amplituden-Phasen-Signalkonstellationsebene erfasst, um im wesentlichen konzentrische Ringe zu haben. Wenn solchermaßen der Kanal auf diese Weise entzerrt wird, um die gewünschten Signalmerkmale zu erhalten, ist die Wahrscheinlichkeit hoch, Auf diese allgemeinen Techniken wird als Eigenschafts-Wiederherstellungstechnik Bezug genommen. In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Eigenschaft, die wiederhergestellt wird, das endliche Alphabeth des QAM- oder M-PSK-Symbols.
  • Natürlich wird von den Fachleuten gewürdigt sein, dass, obwohl das in Übereinstimmung mit der Erfindung verwendete Kanalentzerrung-Verfahren dem Konzept nach von anderen Wichtungs- und Decodierungsverfahren der vorliegenden Erfindung (unten erörtert) getrennt werden kann, das Kanalentzerrung-Verfahren implizit mehrere Lösch- und Entspreizung-Verfahren einschließen kann. Daher sollte das adaptive Kanalentzerrung-Verfahren der vorliegenden Erfindung, das verwendet wird, um den SINR zu maximieren, nicht als von den unten beschriebenen zusätzlichen Verfahren getrennt betrachtet werden, die sich auf die Interferenzlösch- und Signal-Entspreizung- und -decodierungverfahren beziehen. Eher sollte das adaptive Kanalentzerrung-Verfahren der vorliegenden Erfindung verstanden werden, als schlösse es mehrere der unten beschriebenen Verfahren ein.
  • Reziprozität und Rück-Richtwirkung
  • Das TDD ist in der praktischen Anwendung dieser Erfindung besonders vorteilhaft, da in Zusammenhang mit der Verwendung des TDD die linearen Wichtungskoeffizienten, die verwendet werden, um die Kanalinterferenz während der Übertragung und des Empfangs der codierten Signale zu kompensieren, innerhalb einer Station nicht neu berechnet werden müssen. Die kurze Zeitdauer zwischen der Übertragung und dem Empfang durch die Basisstation, die Tatsache, dass das Übertragen und Empfangen im selben Frequenzband erfolgt und zeitlich nur etwas versetzt sind (TDD), und die Tatsache, dass die entfernten Zugriffsstationen in Bezug auf die Basisstationen ortsfest sind, gewährleistet, dass der Kanal annähernd reziprok ist. Das bedeutet, dass die Eigenschaften des Luftkanals zwischen der Basis- und den Fernstationen (d. h. jene Eigenschaften, die eine Verzerrung in das übertragene Signal einführen) sowohl für den Empfang als auch das Übertragen allgemein dieselben sind. Solchermaßen können an einer Station allgemein dieselben Wichtungen für beides, die Entspreizung eines Signals beim Empfang und die Spreizung eines Signals beim Senden, verwendet werden. In Übereinstimmung mit diesem Rück-Richtwirkungsprinzip kann die Basisstation den größten Teil der Rechnung für die Übertragungs-Spreizung-Wichtungen durchführen, wenn sie die Entspreizung-Wichtungen am Empfang berechnet. Die Übertragungs-Spreizung-Wichtungen sind lediglich skalare Vielfache der Empfangs-Entspreizung-Wichtungen. Ähnlich kann die Fernstelle in Übereinstimmung mit diesem Rück-Richtwirkungsprinzip den größten Teil der Rechnung für ihre Übertragungs-Spreizung-Wichtungen durchführen, wenn sie ihre Entspreizung-Wichtungen am Empfang berechnet.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die Basisstation an die Fernstellen diejenigen Wichtungen übertragen, die im nächsten Empfang an der Fernstelle verwendet werden sollen. Auf diese Weise wird die Verarbeitung innerhalb der Fernstellen reduziert, da ein Großteil der intensiven Berechnungen nur innerhalb der Basisstation durchgeführt wird. Stattdessen übermäßig fein entwickelt zu sein, können die Fernstationen in passender Größe und zu vernünftigen Preisen hergestellt werden.
  • Da sich jede Fernstelle in einem anderen räumlichen Verhältnis zu den anderen Fernstellen und Basisstationen innerhalb des Nachrichten-Netzes befindet, verwendet jede Fernstation vorteilhafterweise Entzerrungswichtungen, die individuell eingestellt werden, um den SINR des Signals zu maximieren, das an die Basisstation übertragen oder davon empfangen wurde, der die Fernstelle zugeordnet ist. Dies kann auf verschiedene Weise erfüllt werden. Zum Beispiel kann die Basisstation die an die Fernstelle gesandten Signale mittels einer berechneten Wichtungsreihe vorab hervorheben. Da die Vor-Heraushebung etwa die Kanalverzerrung ausgleicht, muss die Fernstelle nicht Wichtung-Einstellungsberechnungen durchzuführen, die so intensiv sind wie die von der Basisstation berechneten. Solchermaßen brauchen die Fernstellen keine übermäßig fein entwickelte Verarbeitungsschaltung einzuschließen, um dieses Merkmal der Erfindung zu implementieren.
  • In einem Aspekt der Erfindung werden optimale Sende-Wichtungen auf der Grundlage der an der Basisstation empfangenen Signale berechnet. Dies wird Rück-Richtwirkung genannt. Wenn die adaptive Rück-Richtwirkungsentzerrung verwendet wird, um die Reihe an Wichtungen zu bestimmen, die sowohl beim Empfangen als auch beim Übertragen verwendet werden, wird die Netz-weite adaptive Rück-Richtwirkungsentzerrung erreicht. Solchermaßen werden die Kanaleigenschaften im gesamten System in Übereinstimmung mit diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung erklärt.
  • Natürlich wird wie im Zusammenhang mit anderen Aspekten der Erfindung gewürdigt sein, dass die Reziprozität und die System-weiten Rück-Richtwirkungsaspekte der vorliegenden Erfindung auch in einer mobilen Umgebung angewandt werden kann. Genauer kann der Kanal, wenn die Zeitspanne zwischen der Übertragung und dem Empfang im TDD-System klein genug gehalten wird, auch für mobile Transceiver reziprok sein, dass dieselben oben geschilderten Grundsätze in der mobilen Umgebung angelegt werden.
  • Gebietssteuerung
  • In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung könnte ein Gebietscontroller verwendet werden, um das Risiko einer Interferenz zwischen Fernstationen zu minimieren, die in angrenzenden räumlichen Zellen nahe aneinanderliegen. Nach diesem Aspekt der Erfindung werden dem Gebietscontroller die Standorte der jeweiligen Fernstellen und Basisstationen innerhalb eines zugeordneten Gebiets mitgeteilt. Denjenigen Fernstationen, die wahrscheinlich stören, werden verschiedene Codes und Tönsätze zugeordnet, um das Interferenzrisiko zu minimieren.
  • Bandbreite auf Nachfrage
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird zwischen mehreren Fernstellen-Benutzereinheiten und einem Telefonnetz über die hohe Bandbreiten-Basisstation auf der Benutzer-um-Benutzer-Grundlage eine bidirektionale Kommunikation errichtet. Jede Fernstellen-Benutzereinheit fängt bei Aktivierung die Kommunikation mit der Hochbandbreiten-Basisstation an, indem einer der Fernstationen, die in der Fernstellen-Benutzereinheit eingeschlossen ist, die von der Fernstellen-Benutzereinheit erwünschte Bandbreite angezeigt wird. Die Fernstationen kommunizieren über einen Steuerkanal über Luft (d. h. die Luftverbindung) mit der Basisstation. Die Hochbandbreiten-Basisstation sendet dann die Information, die die angeforderte Bandbreite betrifft, an einen in 17 gezeigten zentralen Bandbreiten-Controller, der bestimmt, ob der anfordernden Fernstellen-Benutzereinheit die verlangte Bandbreite zugeordnet werden kann. Auf diese Weise wird die Bandbreite dynamisch auf der Grundlage der Benutzereinheitart und der zu übertragenden Datenart zugeordnet. Wie oben gezeigt, können variierende Bandbreitengrößen erteilt werden, indem dem anfordernden Benutzer zusätzliche Tönsätze zugeordnet werden.
  • EINE SPEZIFISCHE AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
  • Die anschließende Beschreibung ist eine spezifische Ausführungsform der Erfindung, die viele Aspekte der oben bereitgestellten Beschreibung einschließt. Jedoch sollte sie nicht aufgefasst werden, als schränke sie irgendwie den Schutzumfang der Erfindung ein.
  • Frequenzdefinitionen
  • Die gesamte Bandbreiten-Zuordnung für die Luftverbindung dieser spezifischen Ausführungsform der Erfindung ist im Bereich von 1850 bis 1990 MHz 10 MHz. Die gesamte Bandbreite wird in zwei Bänder von 5 MHz unterteilt, die unteres HF-Band und oberes HF-Band genannt werden. Die Trennung zwischen der tiefsten Frequenz im unteren HF-Band und der tiefsten Frequenz im oberen HF-Band (DF) ist 80 MHz. Die Basisfrequenz (Fbase) für diese Ausführungsform wird als tiefste Frequenz des unteren HF-Bands bestimmt. 18 zeigt die möglichen Betriebsbänder für diese Ausführungsform.
  • Die unteren und oberen HF-Bänder werden, wie in 19 gezeigt, weiterhin in Unter-Bänder unterteilt. Die ersten und letzten 0,5 MHz eines jeden HF-Bands werden als Schutzbänder bestimmt und daher nicht benutzt. Die restlichen 4 MHz in jedem HF-Band werden in vier Unter-Bänder unterteilt, die der Reihe nach von 0 bis 3 beziffert sind. Darüber hinaus deutet das Suffix "A" auf ein Unter-Band innerhalb des unteren HF-Bands und das Suffix "B" auf ein Unter-Band innerhalb des oberen HF-Bands. Die Unter-Bänder werden mit jedem Unter-Bandpaar gepaart, das ein Unter-Band aus dem unteren HF-Band und ein anderes vom oberen HF-Band enthält.
  • Es gibt insgesamt 2560 Töne (Träger), die in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet werden. Es gibt 1280 Töne in jedem Band. Der Abstand zwischen den Tönen (Df) ist solchermaßen MHz geteilt durch 1280, bzw. 3,125 kHz.
  • Das Gesamt-Tonsatz wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus startend, nacheinander von 0 bis 2559 nummeriert. Ti ist die Frequenz des i-sten Tons: Ti = fbase + fguard + Df/2 + (i)(Df)für 0 ≤ i ≤ 1279 Ti = fbase + DF + fguard + Df/2 + (i)(Df)für 1280 ≤ i ≤ 2559 worin fbase die in Tabelle 2 . 3 bestimmte Basisfrequenz, fguard 0, 5 MHz, Df 3,125 kHz und DF 80 MHz sind. Äquivalent kann das Verhältnis ausgedrückt werden als: Ti = fbase + 500 + (i + 1/2)(3.125 kHz)für 0 ≤ i ≤ 1279 Ti = fbase + 80500 + (i + 1/2)(3.125 kHz)für 1280 ≤ i ≤ 2559
  • Jedes Unter-Bandpaar enthält 640 Töne (320 Frequenzen im unteren Band und 320 im oberen Band). Die Umsetzung der Töne für jedes Unter-Band wird in 20 gezeigt. Das Set von 2560 Tönen ist der Tonraum. Die Töne im Tonraum werden verwendet, um zwei Datenarten zu übertragen: Verkehrsdaten und Overhead-Daten. Die für die Übertragung des Verkehrs verwendeten Töne sind die Verkehrstöne und das Übrige die Overhead-Töne.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden die Töne über drei oder vier Unter-Bänder verteilt, die durch große Frequenzlücken getrennt sind, um die Immunität aus der Interferenz oder dem Schwinden zu erhöhen, die in irgendeinem Unter-Band auftreten kann.
  • Verkehrstöne
  • Die Verkehrstöne werden in 32 durch P0 bis P31 bezeichnete Verkehrs-Partitionen aufgeteilt. (In dieser Ausführungsform benötigt ein Verkehrskanal mindestens eines Verkehrs-Partition.) Jede Verkehrs-Partition enthält, wie in 21 gezeigt, 72 Töne. Die Tonumsetzung in der i-sten Verkehrs-Partition (Pi) wird in Tabelle 2.5 gezeigt.
  • Overhead-Töne
  • Die Overhead-Töne werden für die folgenden Kanäle verwendet.
  • Vorwärtskanäle:
  • Der von der Basisstation verwendete gemeinsame Verbindungskanal (CLC) zum Übertragen der Steuerinformation an die Fernstelleneinheiten;
    Der Sendekanal (BRC), der verwendet wird, um eine Breitbandinformation von der Basisstation an alle Fernstelleneinheiten zu senden; und
    Der Fernstelleneinheit-Synchronisationskanal (RSC), der von der Basisstation verwendet wird, um beispielsweise Pilotsignale oder eine Rahmensynchronisationsinformation zu übertragen.
  • Rückwärtskanäle:
  • Die gemeinsamen Zugriffskanäle (CACs) werden verwendet, um Nachrichten von der Fernstelleneinheit an die Basisstation zu senden; und Der Verzögerungs-Ausgleichkanal (DCC) wird verwendet, um eine Fernstelleneinheit-TDD-Taktung einzustellen.
  • Für jedes Unter-Bandpaar gibt eine jedem Kanal zugeordnete Gruppierung an Tönen. Auf diese Tongruppen wird mit dem Namen ihrer Kanäle und ihrem Unter-Bandpaarindex (0, 1, 2 oder 3) Bezug genommen. Zum Beispiel wird der CLC-Kanal im Unter-Bandpaar 2 mit CLC2 gekennzeichnet.
  • Es gibt zwei verschiedene CACs in jedem Unter-Bandpaar: CACi.0 und CACi.1, worin i der Unter-Bandpaarindex ist. Die beiden Kanäle können entweder als aufgefordert (SCAC) oder nicht aufgefordert (UCAC) verwendet werden. Die Zuordnung der Töne an jeden dieser Kanäle für das i-ste Unter-Bandpaar wird in 23 gezeigt. Indices werden für alle Töne innerhalb eines gegebenen Kanals bereitgestellt. Der absolute Tonindex innerhalb des Tonraums können durch die in 23 gezeigten Verhältnisse bestimmt werden. Zum Beispiel:
    Für den Vorwärtskanal wird der 13te Ton im CLC-Kanal im Unter-Bandpaar 2 mit CLC2(13) gekennzeichnet, und sein absoluter Tonindex ist: CLC2(13) = T320,2+1460 = T2100
  • Für den Rückwärtskanal wird der 13te Ton im ersten CAC-Kanal im Unter-Bandpaar 2 mit CAC2,0(13) gekennzeichnet, und sein absoluter Tonindex ist derselbe wie oben. 24 stellt eine bildliche Darstellung der Aufteilung von Tonräumen in verschiedene Tongruppierungen bereit.
  • Zeit-Definitionen
  • Das TDD wird von der Basisstation und der Fernstelleneinheit verwendet, um Daten und eine Steuerinformation über denselben Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu übertragen. Die Übertragung von der Basisstation zur Fernstelleneinheit wird Vorwärts-Übertragung und die von der Fernstelleneinheit zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt.
  • Wie in 25 gezeigt, ist die Dauer einer Vorwärts-Übertragung Tforward und die Dauer einer Rückwärts-Übertragung Treverse. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Basisstation oder der Fernstelleneinheit ist TTD, die TDD-Periode. Ein Schutzzeitspanne Tf-guard wird zwischen die Vorwärts- und Rückwärts-Übertragungen gefügt, und eine Schutzzeitspanne Tr-guard wird zwischen Rückwärts – und Vorwärts-Übertragungen gefügt.
  • Wie in 26 gezeigt, gibt es in jeder TDD-Periode vier aufeinanderfolgende Übertragung-Bursts in jeder Richtung. Daten werden mittels mehrerer Töne in jedem Burst übertragen. Die Burstdauer ist Tburst. Eine Schutzzeitspanne Tb-guard wird zwischen jedes Burst gesetzt. 27 zeigt die Werte der TDD-Parameter.
  • Zusätzlich zur Synchronisierung und Übereinstimmung mit der im letzten Abschnitt definierten TDD-Struktur, müssen sowohl die Basis- als auch die Fernstelleneinheit mit der Rahmen-Struktur synchronisieren. Die Rahmen-Struktur wird in 28 gezeigt. Die in dieser Figur gezeigte kleinste Zeiteinheit ist eine TDD-Periode. Zwei TDD-Perioden machen einen Unter-Rahmen, acht Unter-Rahmen machen einen Rahmen und 32 Rahmen machen einen Über-Rahmen.
  • Die Rahmensynchronisation wird am Über-Rahmen-Niveau durchgeführt. Die Rahmen- und Unter-Rahmen-Grenzbereiche werden vom Über-Rahmen-Grenzbereich bestimmt.
  • In dieser Ausführungsform könnten wir alle verfügbaren Frequenzen in jeder räumlichen Zelle wiederverwenden. Jedoch wird anfangs ein Wiederverwendungsfaktor von 2 verwendet. Jeder Fernstelleneinheit wird abhängig von ihrem Standort innerhalb der räumlichen Zelle und der Verkehrsbelastung des Unter-Band-Paars ein Unter-Band-Paar zugeordnet. Wie in 29 gezeigt, kann können jeder Fernstelleneinheit abhängig von ihrem Standort zwei der vier Unter-Band-Paare zugeordnet werden. Zum Beispiel kann einer Fernstelleneinheit in nordöstlichen Teil der räumlichen Zelle in 29 Unter-Band-Paar 0 oder Unter-Band-Paar 2 zugeordnet werden. Natürlich reduziert diese Wiederverwendungsstrategie die Kapazität auf die Hälfte der maximal möglichen Kapazität. Dieselbe Unter-Band-Paar-Zuordnung wird, wie in 30 gezeigt, in allen räumlichen Zellen verwendet.
  • Vorwärtskanalformat
  • Die physikalische Schicht verfügt auf der Grundlage des gewünschten Bereichs (bzw. der Qualität) der Übertragung über drei mögliche Implementierungen. Die physikalische Schicht verwaltet die Kompromisse zwischen der Bandbreitewirksamkeit (Bits/Symbol) und der Übertragungsabdeckung mittels der Bereitstellung dreier Betriebsarten:
    Hochkapazitäts-Modus (Kurzstrecke): 3 Bits/Symbol
    Mittelkapazitäts-Modus (Mittelstrecke): 2 Bits/Symbol
    Niederkapazitäts-Modus (Langstrecke): 1 Bits/Symbol
  • Jeder Modus benutzt unterschiedliche Details im codierten Modulationsschema und daher etwas andere Formate. Nichtsdestotrotz gibt es für die drei Modi eine reichliche Symmetrie, Redundanz und reichlich gemeinsame Zellen.
  • Hochkapazitäts-Modus
  • Im Hochkapazitäts-Modus wird in einem Verkehrskanal eine Verkehrs-Partition verwendet. Im Mittelband- und Niederkapazitäts-Modus werden jeweils zwei und drei Verkehrs-Partitionen verwendet. Die Basisstation sendet die Information an mehrere Fernstelleneinheiten in ihrer räumlichen Zelle. Dieser Abschnitt beschreibt die Übertragungsformate für einen Verkehrskanal von 64 kbits/sec, zusammen mit einem Verbindung-Steuerkanal (LCC) von 4 kbps von der Basisstation zu einer einzelnen Fernstelleneinheit. Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basisstation-Senders für den Hochkapazitäts-Modus wird in 31 gezeigt, die die Datenverarbeitung für ein Vorwärtskanal-Burst zeigt. (Der Grenzbereich zwischen der oberen und unteren physikalischen Schicht ist da, wo die Basisband-Signale in Frequenz-Töne übersetzt werden. Die untere physikalische Schicht kann dann als die gemeinsame Zelle der verschiedenen Modi und Richtungen der Übertragungen betrachtet werden.) Der große schattierte Bereich zeigt die für einen Verkehrskanal an der Basisstation benötigte Verarbeitung. Der Rest des Diagramms zeigt, wie verschiedene Verkehrskanäle kombiniert werden. Die Details für jeden Block im Diagramm werden in diesem Abschnitt erörtert.
  • Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sec Daten an den Basissender ab. Dies führt zu 48 Bits in einem Vorwärts-Übertragungsburst.
  • Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen Datenveschlüsselungsstandard(DES)-Algorithmus verschlüsselt.
  • Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Der Bit-zu-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. (In dieser Beschreibung betrifft der Begriff Vektor allgemein eine Spaltenmatrix.) Ein Vektor ist, sofern nicht anders angegeben, allgemein komplex. Im allgemeinen werden Spaltenmatrizen mit fettgedruckten tiefgestellten Buchstaben gekennzeichnet, während Zeilenvektoren mit denselben Zeichen mit einem Umsetzungsbetrieb gekennzeichnet werden, der mit einem oberen Index T gekennzeichnet ist. Ein weiterer hierin verwendete weit verwendete Vektor-Form ist ein konjugierter Umstell-Vektor, auf den hier als Hermetian Bezug genommen wird.) Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM(oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM (oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein Verbindungserhaltung-Pilotsignal (LMP) wird zugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als erste Elemente des Vektors. Der entstehende (18 × 1) Vektor dfwd wird mit einer Vorwärts-Unschärfe-Matrix Cfwd-smear vormultipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben.
  • Vektor b wird je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektor Gfwd(p) multipliziert, um einen weiteren (18 × 1) Vektor c zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet und eine Ganzzahl im Bereich (0, Mbase) ist, worin Mbase die Höchstzahl an Verkehrskanälen ist, die gleichzeitig in eine Verkehrs-Partition übersetzt wird. Vektor c wird mit einem (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor gH fwd(p) nach-multipliziert, um eine (18 × 32) Matrix R(p) zu liefern. Die Zahl 32 resultiert aus dem Multiplizieren des spektralen Spreizung-Faktors 4 und des räumlichen Spreizung-Faktors 8. Die 18 × 32 Matrizen, die allen (auf derselben Verkehrs-Partition) getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden dann kombiniert (addiert), um die daraus hervorgehende 18 × 32 Matrix Sfwd zu erzeugen.
  • Die Matrix Sfwd wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. (Die Indizes 0 bis 7 entsprechen den Antennenelementen, über die diese Symbole schließlich übertragen werden.) Jede Unter-Matrix wird gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition umgesetzt (in 31 mit Partition A gekennzeichnet) und dann an die untere physikalische Schicht übertragen.
  • Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten Fourier-Überführungs-(DFT)-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihre entsprechenden Antennenelemente (0 bis 7) übertragen werden. Die Details der unteren physikalischen Schicht werden unten erörtert.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 32 gezeigt. Um das Diagramm einfach zu halten, werden die Spreizung- und Verkehrskanalkombinatorfunktionen in einem Schritt gezeigt.
  • Mittelkapazitäts-Modus
  • Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basissenders für den Mittelkapazitäts-Modus wird in 33 gezeigt. Der Hauptunterschied zwischen den Übertragungsformat-Modi für die Hoch- und Mittelkapazitäts-Modi liegt in der Verwendung verschiedener Trellis-Codierung-Schemata. Im Mittelkapazitäts-Modus verwendet ein 8QAM(oder 8PSK)-Raten-2/3 Trellis-Codierer (verglichen mit 16QAM oder 16PSK)-Raten-3/4 in einem Vorwärts-Übertragungsburst), zwei Verkehrs-Partitionen (A und B).
  • Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sec Binärdaten an den Basissender ab. Für ein Vorwärtskanal-Burst übersetzt sich dies in 48 bits. Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen DES-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Der Bit-zu-di-Bit-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 2-Bit Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 24 Symbol-Vektoren konvertiert. Beide Symbole aus dem LCC werden hinzugefügt, und acht am Ende der Sequenz hinzugefügt, um einen Vektor von 34 Symbolen zu bilden. (Die beiden Symbole für den LCC führen nur eine Information von drei Bits mit sich.) Das unwichtigste Bit (LSB) des zweiten LCC-Symbols wird immer auf 1 gesetzt.
  • Der 34-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 3) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 7) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 8QAM(oder 8PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 34 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 8QAM(oder 8PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist.
  • Der 34-Element-Vektor wird in zwei 17-Element-Vektoren aufgeteilt. Eine LMP wird zu jedem der beiden Vektoren hinzugefügt, um zwei 18-Element-Vektoren dfwd und d'fwd zu bilden, worin die LMP das erste Element dieser Vektoren ist. Jeder entstehende Vektor dfwd wird mit einer (18 × 18) Vorwärts-Nachzieh-Matrix Cfwd-smear vor-multipliziert, um weitere zwei (18 × 1) Vektoren b und b' zu liefern. Die Vektoren b und b' werden je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektoren Gfwd(p) und G'fwd(p) multipliziert, um zwei (18 × 1) Vektoren c und c' zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet. Jeder Vektor c wird mit einem entsprechenden (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor gH fwd(p) oder g'H fwd(p) nach-multipliziert, um zwei (18 × 32) Matrizen R(p) und R'(p) zu liefern.
  • Die 18 × 32 Matrizen, die allen auf der Verkehrs-Partition A getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden kombiniert, um die 18 × 32 Matrix Sfwd zu erzeugen. Auf ähnliche Weise werden die Matrizen von den auf der Verkehrs-Partition B getragenen Verkehrskanälen kombiniert, um 18 × 32 Matrix S'fwd zu erzeugen.
  • Die Matrix Sfwd wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. Jede Unter-Matrix wird gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb einer Partition A umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen. Auf ähnliche Weise wird die Matrix S'fwd in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A'0 bis A'7) unterteilt. Jede Unter-Matrix wird gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb einer Partition B umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen.
  • Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten DFT-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihr entsprechendes Antennenelement (0 bis 7) gesandt werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 34 gezeigt. Um das Diagramm einfach zu halten, werden die Spreizung- und Verkehrskanalkombinatorfunktionen in einem Schritt gezeigt. Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Basissenders für den Niederkapazitäts-Modus wird in 35 gezeigt.
  • Niederkapazitäts-Modus
  • Der primäre Unterschied zwischen Übertragungsformaten für Hoch- und Niederkapazitäts-Modi ist die Verwendung von unterschiedlichen Trellis-Codierung-Schemata. Im Niederkapazitäts-Modus wird ein Raten-1/2-Trellis-Codierer (verglichen mit einem Raten-3/4-Codierer für den Hochkapazitäts-Modus) benutzt. Um 48 Bits in einem Vorwärts-Übertragungsburst zu senden, werden drei Verkehrs-Partitionen (A, B und C) verwendet.
  • Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sec Binärdaten an den Basissender ab. Für ein Vorwärtskanal-Burst übersetzt sich dies in 48 bits. Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen DES-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Die 48 Bits werden in einem Vektor gebildet. Drei Symbole aus dem LCC werden hinzugefügt, um einen Vektor von 51 Symbolen zu bilden. Der 51-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das dritte LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das binäre Eingabe-Symbol (0 oder 1) zu einem anderen Symbol (0, 1, 2 oder 3) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden QPSK-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 51 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an QPSK-Konstellationssignalen ein Signal ist.
  • Der 51-Element-Vektor wird in drei 17-Element-Vektoren aufgeteilt. Eine LMP wird zu jedem der drei Vektoren hinzugefügt, um drei 18-Element-Vektoren dfwd, d'fwd und d''fwd zu bilden, worin die LMP das erste Element dieser Vektoren ist. Jeder entstehende Vektor dfwd wird mit einer (18 × 18) Vorwärts-Unschärfe-Matrix Cfwd-smear vor-multipliziert, um weitere drei (18 × 1) Vektoren b, b' und b'' zu liefern. Die Vektoren b, b' und b'' werden je Element mit den (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektoren Gfwd(p), G'fwd(p) und G''fwd(p) multipliziert, um drei (18 × 1) Vektoren c, c' und c'' zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet. Jeder Vektor c wird mit seinem entsprechenden (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor gH fwd(p), g'H fwd(p) oder g''H fwd(p) nach-multipliziert, um drei (18 × 32) Matrizen R(p) , R'(p) und R''(p) zu liefern.
  • Die verschiedenen 18 × 32 Matrizen, die den auf der Verkehrs-Partition A getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden kombiniert, um die 18 × 32 Matrix Sfwd zu erzeugen. Auf ähnliche Weise werden die Matrizen von den auf den Verkehrs-Partitionen B und C getragenen Verkehrskanälen kombiniert, um jeweils zwei 18 × 32 Matrizen S'fwd und S''fwd zu erzeugen. Die Matrix Sfwd wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. Jede Unter-Matrix wird gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb der Partition A umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen. Die Matrix S'fwd wird in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A'0 bis A'7) unterteilt. Jede Unter-Matrix wird gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb der Partition B umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen. Auf ähnliche Weise wird die Matrix S''fwd in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A''0 bis A''7) unterteilt. Jede Unter-Matrix wird innerhalb der Partition C in Tönen abgebildet und an die untere physikalische Schicht gesandt. Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die DFT-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihr entsprechendes Antennenelement (0 bis 7) übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 34 gezeigt. Um das Diagramm einfach zu halten, werden die Spreizung- und Verkehrskanalkombinatorfunktionen in einem Schritt gezeigt. Auf ähnliche Weise werden die Verschlüsselungs- und Randomisierung-Funktionen ebenfalls in einem Schritt gezeigt.
  • Verschlüsselung/Entschlüsselung
  • Die 64 kbps Binärquelle gibt zu einem Zeitpunkt Bits an den Verschlüsselungsmodul 48 aus. Die Verschlüsselungsfunktion ist, wie in 37 gezeigt, eine Dreistufen-Kaskade des DES-Algorithmus.
  • Trellis-Codierung/Decodierung
  • Die Trellis-Codierung-Technik setzt sich aus einer Faltung-Codierung, gefolgt von einer Signalumsetzung, zusammen. Die drei Modi der physikalischen Schicht verwenden verschiedene Trellis-Codes. Für den Hochkapazitäts-Modus gibt es zwei mögliche Signalkonstellationen: 16PSK und 16QAM.
  • Der Raten-3/4-Faltung-Codierer für die 16PSK-Konstellation wird in 38 gezeigt. Der Faltung-Codierer benutzt einen 8-Status (K = 4)14-Raten-Haupt-Codierer, der aus einem 3-Bit-Eingabe-Symbol ein Bit heraus codiert und die übrigen Bits uncodiert weiterreicht.
  • Der Raten-1/2-Faltung-Codierer für die 16PSK-Konstellation kann in der oktalen Darstellung durch Generator-Polynome (G0 = 04, G1 = 13) beschrieben werden. Entsprechend ist die polynome Darstellung: G0 = D G1 = D3 + D2 + 1
  • Der Raten-3/4-Faltung-Codierer für die 16QAM-Konstellation wird in 39 gezeigt. Der Faltung-Codierer benutzt einen 8-Status (K = 4)-Raten-1/2-Haupt-Codierer, der aus einem 3-Bit Eingabe-Symbol ein Bit heraus codiert und die übrigen Bits uncodiert weiterreicht.
  • Der Raten-1/2-Faltung-Codierer für die 16QAM-Konstellation kann in der oktalen Darstellung durch die Generator-Polynome (G0 = 17, G1 = 13) beschrieben werden. Entsprechend ist die polynome Darstellung: G0 = D3 + D2 + D + 1 G1 = D3 + D2 + 1
  • Die beiden höchstwertigen Bits des Eingabe-Symbols (x2, x1) werden uncodiert durchgereicht, um die beiden höchstwertigen Bits des Ausgabe-Symbols (y1, y2) zu bilden. Die niederwertigsten Bits des Eingabe-Symbols (x0) treten in den Raten-1/2-Haupt-Codierer (als schattiertes Kästchen gezeigt), um zwei niederwertigste Bits des Ausgabe-Symbols (y1, y0) zu erzeugen.
  • Der nächste Schritt im Trellis-Codierung-Verfahren ist die Umsetzung des Ausgabesignals in ein Signal in der 16QAM (bzw. 16PSK)-Konstellation. Die speziellen Umsetzungen für die 16QAM- und 16PSK-Konstellationen werden in 40 gezeigt.
  • Die entstehende Trellis-Codierer-Ausgabe ist eine von 16 möglichen komplexen Zahlen innerhalb der in 40 gezeigten 16QAM-(bzw. 16PSK)Konstellation. Der eigentliche Wert für jeden Konstellationspunkt (Signal) wird in 41 gezeigt. Die Punkte auf der Konstellation wurde so gewählt, dass die mittlere Energie des Signals 1 ist.
  • Im Mittelkapazitäts-Modus wird ein Raten-2/3-Trellis-Code mit entweder einer 8QAM- oder 8PSK-Signalumsetzung benutzt. Der Faltung-Codierer für die 8PSK-Konstellation wird in 42 gezeigt. Er benutzt einen 32-Status(K = 6)-Raten-1/2-Haupt-Codierer, der aus einem 2-Bit-Eingabe-Symbol ein Bit heraus codiert und die übrigen Bits uncodiert weiterreicht. Der Raten-1/2-Faltung-Codierer kann in der oktalen Darstellung durch Generator-Polynome (G0 = 10, G1 = 45) beschrieben werden. Entsprechend ist die polynome Darstellung: G0 = D2 G1 = D5 + D3 + D2 + 1
  • Der Faltung-Codierer für die 8QAM-Konstellation wird in 43 gezeigt. Er benutzt einen 32-Status(K = 6)-Raten-1/2-Haupt-Codierer, der aus einem 2-Bit Eingabe-Symbol ein Bit heraus codiert und die übrigen Bits uncodiert weiterreicht. Der Raten-1/2-Faltung-Codierer kann in der oktalen Darstellung durch die Generator-Polynome (G0 = 53, G1 = 75) beschrieben werden. Entsprechend ist die polynome Darstellung: G0 = D5 + D4 + D2 + 1 G1 = D5 + D3 + D2 + 1
  • Das höchstwertige Bits des Eingabe-Symbols (x1) wird uncodiert durchgereicht, um das höchstwertige Bits des Ausgabe-Symbols (y2) zu bilden. Das niederwertigste Bit des Eingabe-Symbols (x0) tritt in den Raten-1/2-Haupt-Codierer, um die zwei niederwertigsten Bits des Ausgabe-Symbols (y1, y0) zu erzeugen.
  • Der nächste Schritt im Trellis-Codierung-Verfahren ist die Umsetzung des Ausgabesignals in ein Signal in der 8QAM(bzw. 8PSK)-Konstellation. Die speziellen Umsetzungen für die 18QAM- und 8PSK-Konstellationen werden in 44 gezeigt. Die entstehende Trellis-Codierer-Ausgabe ist eine von acht möglichen komplexen Zahlen innerhalb der in 44 gezeigten 8QAM(bzw. 8PSK)-Konstellation. Der eigentliche Wert eines jeden Konstellationspunktes (Signal) wird in 45 gezeigt. Die Punkte der Konstellation wurden so ausgesucht, dass die mittlere Energie des Signals 1 ist.
  • Im Niederkapazitäts-Modus wird der in 46 gezeigte defacto-Standard-Raten-1/2-Codierer zusammen mit der QPSK-Umsetzung benutzt. Nur das Bit des Eingabe-Symbols (x0) dringt in den Raten-1/2-Haupt-Codierer, um die beiden Bits des Ausgabe-Symbols (y1, y0) zu erzeugen.
  • Der nächste Schritt im Trellis-Codierung-Verfahren ist die Umsetzung des Ausgabe-Symbols in ein Signal in der QPSK-Konstellation. Die spezielle Umsetzung für die QPSK-Konstellation wird in 46 gezeigt, auf die mittels einer nichtlogarithmischen Umsetzung Bezug genommen wird. Die entstehende Trellis-Codierer-Ausgabe ist eine von vier möglichen komplexen Zahlen innerhalb der in 47 gezeigten QPSK-Konstellation. Der eigentliche Wert eines jeden Konstellationspunktes (Signal) wird in 48 gezeigt. Die Punkte auf der Konstellation wurden so gewählt, dass die mittlere Energie des Signals 1 ist.
  • Gruppierungs-Nachziehen/Nachzieh-Entfernung
  • Dieser Abschnitt bestimmt die Nachzieh-Matrix Cfwd-smear. Die Eingabe an den Nachzieh-Block ist der (18 × 1) Vektor dfwd. Die Ausgabe des Nachzieh-Betriebs (Vektor b) kann dann durch die Matrixmultiplikation von dfwd und die (18 × 18) Nachzieh-Matrix Cfwd-smear beschrieben werden. D. h.: b = Cfwd-smeardfwd Cfwd-smear ist die unten gezeigte konstant ausgewertete Matrix:
    Figure 00710001
    worin a = (rLMP/(1 + rLMP))1/2 b = (1/(1 + rLMP))1/2 und rLMP das Verhältnis der Führungs-zu-Datenleistung ist, die einen von der physikalischen Schicht bereitstellbarer Parameter darstellt, dessen Wert nominell auf 1 gesetzt wird.
  • Verstärkung-Vorverzerrung
  • Dieser Abschnitt erörtert die in 31 gezeigte Verstärkung-Vorverzerrung-Matrix gfwd(p). Die Eingabe an den Verstärkung-Vorverzerrung-Block ist der (18 × 1) Vektor b. Die Ausgabe des Verstärkung-Vorverzerrung-Betriebs (Vektor c) ist die Multiplikation des Vektors b und des Verstärkung-Vorverzerrung-Vektors gfwd(p) je Element: c = b × gfwd(p)worin x die Vektormultiplikation je Element darstellt. Die Elemente von gfwd(p) werden mittels der an der Basisstation empfangenen Information abgeleitet. Die Ableitung dieser Wichtungen sind von der Implementierung abhängig.
  • Spektrale und räumliche Spreizung
  • Dieser Abschnitt bestimmt den in 31 gezeigten (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor gH fwd(p). Die Eingabe an den spektralen und räumlichen Spreizung-Block ist der 18-Element-Vektor c. Die Ausgabe des spektralen und räumlichen Spreizung-Betriebs, (18 × 32) Matrix R(p), ist die Matrixmultiplikation von c und vom (1 × 32) spektralen und räumlichen Spreizung-Vektor gH fwd(p): R(p) = cgH fwd(p)worin gH fwd(p) = g0 g1 g2 ... g30 g31
  • Die Elemente vom Vektor gH fwd(p) sind gesandte Spreizung-Wichtungen, die in der Übertragung berechnet wurden. Der Algorithmus für die Herleitung dieser Wichtungen ist von der Implementierung abhängig. Um das Verfahren zu verdeutlichen, wird jedoch ein spezifischer Algorithmus für die Ableitung dieser Wichtungen unten beschrieben.
  • Die Basisstation leitet ihre neuen Wichtungen auf der Grundlage der auf dem Rückwärtskanal empfangenen jüngsten Daten ab. Die Sende-Wichtungen sind eine skalierte Version der empfangenen Wichtungen, die acht Antenneneingaben mit vier Empfangsfrequenzen je Antenne verwenden. Der Empfangs-Wichtungsvektor wH rev(p) hat 32 Elemente (w0-w31), die, wie in 49 gezeigt, auf räumliche und spektrale Komponenten abgebildet werden.
  • Für das Basisverkehrserrichtungsverfahren werden die Sende-Wichtungen (g0-g31) gemäß der folgenden Gleichung berechnet: gH fwd(p) = αfwd(n)h(kfwdwIIrev(p))worin kfwd die Basis-Sende-Konstante, αfwd(n) Der Basis-Verstärkung-Stufenanstiegsfaktor für das n-ste Paket und h() eine Funktion ist, die die Norm ihres Arguments auf 23 dBm einschränkt h(v) = v für ∥v∥2 < 23 dBm h(v) = 23 dBm(Skalierungsfaktor)(v/∥v∥2)anderenfalls.
  • Für das Basis-Gleichgewichts-Verfahren werden Empfang-Wichtungen adaptiv mittels Verwendung der folgenden Gleichung berechnet: wrev(p) = R–1 xxrxy worin
    • wrev(p)
    der (32 × 1) Wichtungsvektor ist;
    rxy
    ein Schätzwert des (32 × 1) Kreuzkorrelationsvektor des empfangenen (32 × 1) Vektors x und der Entspreizungdaten y, multipliziert mit einem Schätzwert der Kanalentzerrung-Wichtungen, ist; und
    R–1xx
    ein Schätzwert der (32 × 32) invertierten Autokorrelation-Matrix des empfangenen Vektors ist. (R–1xx kann mittels Verwendung eines rekursiven modifizierten Gramm-Schmidt (RMGS)-Algorithmus berechnet werden.)
    rxy
    wird nach einem erneuten Nachzieh-Schritt und einem Verstärkung-Vorverzerrungs-Wiederapplikationsschritt gegen die Entspreizungdaten kreuzkorreliert.
  • Die Empfang-Wichtungen (w0-w31) werden gemäß der in 49 gezeigten Umsetzung in räumliche und spektrale Komponenten umgesetzt. Die Sende-Wichtungen (g0-g31) sind eine skalierte Version der Empfang-Wichtungen. Die Skalierung wird gemäß der folgenden Gleichung vorgenommen. gH fwd(p) = KfwdwH rev(p)worin kfwd die Basis-Gleichgewichts-Übertragungskonstante ist.
  • Die Korrelationsschätzwerte werden über acht Rückwärtskanal-Bursts berechnet. Die neuen Entspreizung-Wichtungen werden mit keiner Verzögerung an acht Rückwärtskanal-Bursts angelegt. Die Spreizung-Wichtungen werden nach einer 4-Burst-Verzögerung an acht Vorwärtskanal-Bursts angelegt. Die Korrelationsschätzwerte werden mittels Verwendung einer exponentiell gemittelten Block-Addition vorgenommen. Die exponentiellen Abdämpfkonstante kann mit einem Nennwert von 0,7 bereitgestellt werden.
  • Ein illustratives Flussdiagramm einer Ausführungsform der adaptiven Lösung der spektralen und räumlichen Wichtungen wird in 85 gezeigt.
  • Vorwärtssteuerungskanal-Übertragungsformat
  • Das Blockdiagramm für die physikalische Schicht der gemeinsamen Verbindungskanal-(CLC)-Kanalübertragungen wird in 50 gezeigt. Eine CLC-Nachricht ist eine 64-Bit Binär-Sequenz. Der Bit-zu-di-Bit-Konvertierung-Block konvertiert die Binär-Sequenz in eine Sequenz von 2-Bit-Symbolen der Länge 32. Der Vektorbildungsblock konvertiert die Symbol-Sequenz in einen (32 × 1) Vektor. Jedes Element aus dem entstandenen Vektor wird in seinem entsprechenden Signal in der QPSK-Signalkonstellation abgebildet, um einen anderen (32 × 1) Vektor s zu bilden. Die Umsetzung für das QPSK-Signal wird in 51 gezeigt.
  • Der entstandene Vektor wird durch zwei parallele Wege geführt. Im ersten Weg wird der Vektor s direkt für die spektrale und räumliche Spreizung gesendet, die sein Nach- Multiplizieren mit dem (1 × 32) Spreizung-Vektor gclc H beinhaltet. gclc H = [g0 g1 g2 ... g30 g31](gclc H wird weiter unten erörtert.) Die entstandene (32 × 32) Matrix ist Dclc. Die Matrix Dclc wird dann an den Antennen-Demultiplexer gesandt, wo sie (durch Gruppen von 4 Spalten) in acht (32 × 4) Unter-Matrizen A0 bis A7 aufgeteilt wird. Die Elemente dieser Matrizen werden schließlich jeweils auf Antennen 0 bis 7 übertragen.
  • Im zweiten Weg wird der Vektor s Code-durchgeschaltet. Der Code-Durchschaltungsbetrieb wird mittels der Multiplikation des (32 × 1) Vektors s mit einem (32 × 1) Code-Durchschaltungsvektor Yclc je Element beschrieben. Der entstandene (32 × 1) Vektor ist S': s' = s × iclc
  • Der Vektor iclc wird unten beschrieben.
  • Der entstandene (32 × 1) Vektor s' wird für die spektrale und räumliche Spreizung gesendet, die sein Nach-Multiplizieren mit dem (1 × 32) spektralen und räumlichen Spreizung-Vektor gclc H beinhaltet. Die entstandene (32 × 32) Matrix ist D'clc. Die Matrix D'clc wird dann an den Antennen-Demultiplexer gesendet, wo sie (durch Gruppen von 4 Spalten) in acht (32 × 4) Unter-Matrizen A'0 bis A'7 aufgeteilt wird. Jede dieser Matrizen (A0 bis A7) und (A'0 bis A'7) wird dann an einen Zeitdemultiplexer gesendet, wo sie weiter (durch Gruppen von 4 Reihen) in acht (4 × 4) Unter-Matrizen aufgeteilt werden. Dies ergibt 128 (4 × 4) Matrizen (D0 bis D63) und (D'0 bis D'63).
  • Die Übertragung einer 64 Bit CLC-Nachricht erfordert 16 Vorwärtskanal-Bursts oder 4 TDD-Perioden. In jedem dieser Bursts werden acht (eine für jede Antenne) der (4 × 4) Matrizen auf Tönen abgebildet und für die Übertragung über Luft an die untere physikalische Schicht gesendet. Die Verschachtelungs- und Tonumsetzungsfunktionen werden hierin beschrieben.
  • Der Vektor gclc wird als Kronecker-Produkt eines (8 × 1) räumlichen Spreizung-Vektors d und eines (4 × 1) spektralen Spreizung-Vektors f definiert. Gclc = kron(d, f)worin d angegeben ist mit
    Figure 00760001
    und f angegeben ist mit
  • Figure 00760002
  • Der entstandene Vektor gclc ist angegeben mit:
    Figure 00760003
    gclc H ist die konjugierte Transponierte von gclc.
  • Der Spreizung-Vektor f ist eine Spalte der (4 × 4) Hadamard-Matrix H4, die zufällig von der Basisstation ausgewählt werden kann.
  • Der Spreizung-Vektor d ist die k-ste Spalte der (8 × 72) räumlichen Spreizung-Wichtungen-Tabelle. Der Spaltenindex k wird mittels des Parameter-CLC-Strahls von der MAC-Schicht zur Verfügung gestellt.
  • Eine mit HN gekennzeichnete (N × N)-Matrix von Hadamard erhält man durch die folgende Rekursion: H2n gleich
    Figure 00760004
    worin H0 bei 1 initialisiert wird. Zum Beispiel ist die 4 × 4 Hadamard-Matrix (H4):
    Figure 00770001
  • Der Code-Durchschaltungsvektor iclc ist: iclc = bclc × hclc worin der Vektor hclc die 0-ste Spalte der (32 × 32) Hadamard-Matrix (H32) ist; d. h. dass der Vektor von allen und das i-ste Element des (32 × 1) Vektors bclc angegeben wird mit: bclc = ej2pikoffset/32
  • Das koffset (eine Ganzzahl zwischen 0 und 31) ist der Basisstation-Offsetcode (BSOC) für die übertragende Basis.
  • Verschachtelung
  • Es gibt 16 Bursts in jeder CLC-Übertragung (Burst 0 bis Burst 15). Für jede Antenne gibt das Verschachtelungsgerät eine von 16 möglichen (4 × 4) Matrizen in jedem Burst aus. 52 zeigt die vom Verschachtelungsgerät verwendete Übertragungsreihenfolge.
  • Tonumsetzung
  • Es gibt 128 (4 × 4) Matrizen, die für die Übertragung über Luft auf Töne abzubilden sind. 53 zeigt die Umsetzung einer (4 × 4) Matrix in Töne an der Ausgabe des Verschachtelungsgeräts. Die absoluten Ton-Indices können mittels Verwendung der 23 erhalten werden.
  • Der Sendekanal
  • Das Blockdiagramm für die physikalische Schicht der BRC-Kanalübertragungen wird in 54 gezeigt. Das Blockdiagramm ähnelt stark demjenigen, der in 50 für den CLC gezeigt wird. Jedoch sind um der Vollständigkeit willen und zum Aufzeigen kleiner Unterschiede die Details des BRC-Übertragungsformats in diesem Abschnitt eingeschlossen.
  • Die Hauptunterschiede zwischen den CLC- und BRC-Übertragungen am Vorwärtskanal sind:
    Die Basis verwendet all unsere BRC-Kanäle (in den vier Unter-Band-Paaren), während die Auswahl für den CLC-Kanal auf seinem arbeitenden Unter-Band-Paar basiert.
  • Die Basis bildet 10 räumliche Strahlen (sequentiell aktiviert), um alls RUs in einer Hemisphäre abzudecken; das bedeutet, dass die Zeit zum Verbreiten einer BRC-Nachricht zehnmal so lang ist wie die Übertragung einer CLC-Nachricht.
  • Eine BRC-Nachricht ist eine 64-bit Binär-Sequenz. Der bit-auf-di-bit-Konvertierung-Block konvertiert die Binär-Sequenz in eine Sequenz von 2-bit Symbolen der Länge 32. Der Vektorbildungsblock konvertiert die Symbol-Sequenz in einen (32 × 1) Vektor. Jedes Element des entstandenen Vektors wird in sein entsprechendes Signal in der QPSK-Signalkonstellation abgebildet, um einen weiteren (32 × 1) Vektor s zu bilden. Die umsetzung für das QPSK-Signal ist mit der für den in 51 gezeigten CLC identisch.
  • Der entstandene Vektor wird durch zwei parallele Wege geführt. Im ersten Weg wird der Vektor s direkt für die spektrale und die räumliche Spreizung gesendet, die sein Nach-Multiplizieren mit einem (1 × 32) spektralen und räumlichen Spreizung-Vektor gbrc H beinhaltet. gbrc H = [g0 g1 g2... g30 g31]gbrc H wird unten erörtert.
  • Die entstandene (32 × 32) Matrix ist Dbrc. Die Matrix Dbrc wird dann an den Antennen-Demultiplexer gesandt, wo sie (durch Gruppen von 4 Spalten) in acht (32 × 4) Unter-Matrizen A0 bis A7 aufgeteilt wird. Die Elemente dieser Matrizen werden schließlich jeweils auf Antennen 0 bis 7 übertragen.
  • Im zweiten Weg wird der Vektor s Code-durchgeschaltet. Der Code-Durchschaltungsbetrieb wird mittels der Multiplikation des (32 × 1) Vektors s mit einem (32 × 1) Code-Durchschaltungsvektor Yclc je Element beschrieben. Der entstandene (32 × 1) Vektor ist s': s' = s × ibrc
  • Der Vektor ibrc wird unten beschrieben.
  • Der entstandene (32 × 1) Vektor s' wird für die spektrale und räumliche Spreizung gesendet, die sein Nach-Multiplizieren mit dem (1 × 32) spektralen und räumlichen Spreizung-Vektor gbrc H beinhaltet. Die entstandene (32 × 32) Matrix ist D'brc. Die Matrix D'brc wird dann an den Antennen-Demultiplexer gesendet, wo sie (durch Gruppen von 4 Spalten) in acht (32 × 4) Unter-Matrizen A'0 bis A'7 aufgeteilt wird. Jede dieser Matrizen (A0 bis A7) und (A'0 bis A'7) wird dann an einen Zeitdemultiplexer gesendet, wo sie weiter (durch Gruppen von 4 Reihen) in acht (4 × 4) Unter-Matrizen aufgeteilt werden. Dies ergibt 128 (4 × 4) Matrizen (D0 bis D63) und (D'0 bis D'63).
  • Für einen räumlichen Strahl die Übertragung eines 64-Bit BRC Kanal-Burts oder 4 TD Perioden. In jedem dieser Bursts acht (4 × 4) Matrizen wergen abgebildet in Töne und an die untere Pysik die Luft. Die Verschachteltelung- und Tonabbildung-Funktionen werden beschrieben.
  • Dieses Verfahren wird 10 mal wiederholt, um 10 räumliche dass alle der RUs in der Raum-Zelle die Sende-Nachricht erfassen können Wobbeln werden unter beschrieben. Die Dauer einer BRC-Übertragung ist daher 160 TDD Perioden.
  • Der Vektor gbrc wird als Kronecker-Produkt eines (8 × 1) räumlichen Spreizung-Vektors d und eines (4 × 1) spektralen Spreizung-Vektors f definiert: gbrc = kron(d, f), worin d gegeben ist durch
    Figure 00790001
    und f gegeben ist durch
    Figure 00790002
  • Der resultierende Vektor gbrc ist gegeben durch
    Figure 00800001
    gbrc H ist die konjugierte Transponierte von gbrc. Der Spreizung-Vektor f ist eine Spalte der (4 × 4) Hadamard-Matrix H4, die zufällig von der Basisstation ausgewählt werden kann. Der Spreizung-Vektor d ist eine Spalte der räumlichen BRC-Spreizung-Wichtungen-Tabelle, die in der nächsten Ausgabe dieser Schrift beschrieben wird. Die Basis sendet gleichzeitig auf allen Unter-Band-Paaren; für jedes Unter-Band-Paar werden sequentiell 10 verschiedene räumliche Strahlen gebildet und aktiviert, um alle RUs in der räumlichen Zelle abzudecken.
  • Der Code-Durchschaltungsvektor ibrc ist: ibrc = bbrchbrc worin der Vektor hbrc die 0-ste Spalte der (32 × 32) Hadamard-Matrix (H32) ist; d. h. der von allen gemeinsame Vektor und das i-ste Element vom (32 × 1) Vektor bclc wird angegeben mit: bbrc = ej2pikoffset/32 Koffset (eine Ganzzahl zwischen 0 und 31) ist der BSOC für die sendende Basis.
  • Für jeden räumlichen Strahl gibt es in jeder BRC-Übertragung 16 Bursts (Burst 0 bis Burst 15). Für jede Antenne gibt das Verschachtelungsgerät eine von 16 mögichen (4 × 4) Matrizen in jedem Burst aus. Die Verschachtelungsregel ist mit der in 52 gezeigten CLC-Verschachtelungsregel identisch. Es gibt insgesamt 10 räumliche Strahlen. Dieses Verfahren wird daher sequentiell zehnmal, einmal für jeden räumlichen Strahl, wiederholt.
  • Für jeden räumlichen Strahl gibt es 128 (4 × 4) Matrizen, die für die Übertragung über Luft auf Töne abgebildet werden müssen. 55 zeigt die Umsetzung einer (4 × 4) Matrix an der Ausgabe des Verschachtelungsgeräts in Töne. Die absoluten Ton-Indices können mittels Verwendung der 23 erhalten werden.
  • Sendekanal-Signale werden räumlich Strahl-gebildet und sequentiell über zehn vorbestimmte Strahlmuster je Unter-Band-Paar übertragen. Dies führt zu vier Sendekanal-Signalen (eines je Unter-Band-Paar), die gleichzeitig durch jede räumliche Zelle abgelenkt werden. Dies wird in 56 gezeigt.
  • Jede BRC-Nachricht benötigt 40 TDD-Intervalle oder 120 ms, um zu senden. Eine neue BRC-Nachricht kann nur auf ebenen Rahmengrenzbereichen begonnen werden. Jedes der vier Unter-Band-Paare sendet gleichzeitig dieselbe BRC-Nachricht, und die BRC-Strahlablenkungen sind innerhalb einer räumlichen Zelle und aller Basisstationen innerhalb des Systems dieser Ausführungsform synchron. BRC-Strahlen werden in einem Muster im Uhrzeigersinn abgelenkt.
  • Rückwärtskanal-Format
  • Wie für die Vorwärtskanal-Übertragungen gibt es drei mögliche unterschiedliche Implementierungen der physikalischen Schicht. Wir nehmen auf diese Modi Bezug als:
    Hochkapazitäts-Modus (Kurzstrecke): 3 Bits/Symbol
    Mittelkapazitäts-Modus (Mittelstrecke): 2 Bits/Symbol
    Niederkapazitäts-Modus (Langstrecke): 1 Bits/Symbol
  • Hochkapazitäts-Modus
  • Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Ferneinheitsenders für den Hochkapazitäts-Modus wird in 57 gezeigt.
  • Die Binärquelle gibt Binärdaten bei 64 kbits/sec an den Ferneinheitsender aus. Für ein Rückwärtskanal-Burst übersetzt sich dies in 48 Bits. Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen DES-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert.
  • Der Bit-auf-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen.
  • Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM(oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM (oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein LMP-Signal wird hinzugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als erstes Element des Vektors. Der entstehende Vektor drev wird mit einer (18 × 18) Rückwärts -Nachzieh-Matrix Crev-smear vor-multipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben. Vektor b wird je Element mit einem (1 × 4) Rückwärts-Spreizung-Vektor gH rev nach-multipliziert, um eine (18 × 4) Matrix Srev abzugeben. Elemente der Matrix Srev werden gemäß der in 22 erörterten Umsetzung innerhalb der Verkehrs-Partition A in Töne umgesetzt und an die untere physikalische Schicht gesendet. Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in ihre entsprechenden DFT-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Rückwärtskanal-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 58 gezeigt.
  • Mittelkapazitäts-Modus
  • Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Ferneinheitsenders für den Mittelkapazitäts-Modus wird in 59 gezeigt.
  • Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sec Binärdaten an den Ferneinheitsender ab. Für ein Rückwärtskanal-Burst übersetzt sich dies in 48 Bits. Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen DES-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Der Bit-zu-di-Bit-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 2-Bit Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 24 Symbol-Vektoren konvertiert. Zwei Symbole aus dem LCC werden hinzugefügt, und acht am Ende der Sequenz hinzugefügt, um einen Vektor von 34 Symbolen zu bilden.
  • Der 34-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das zweite LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 3) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 7) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 8QAM(oder 8PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 34 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 8QAM(oder 8PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist.
  • Der 34-Element-Vektor wird in zwei 17-Element-Vektoren aufgeteilt. Eine LMP wird zu jedem der beiden Vektoren hinzugefügt, um zwei 18-Element-Vektoren Drev und d'rev zu bilden, wobei die LMP das erste Element dieser Vektoren ist. Jeder entstehende Vektor wird mit einer (18 × 18) Rückwärts -Nachzieh-Matrix Crev-smear vor-multipliziert, um weitere zwei (18 × 1) Vektoren b und b' zu liefern. Jeder Vektor wird mit seinem entsprechenden (1 × 4) Rückwärts -Spreizung-Vektor (gH rev oder g'H rev) nach-multipliziert, um zwei (18 × 4) Matrizen Srev und S'rev zu liefern. Elemente der Matrix Srev werden gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition A umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen. Auf ähnliche Weise werden Elemente der Matrix S'rev gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb einer Partition B umgesetzt und dann an die untere physikalische Schicht übertragen. Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die DFT-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird für die nächsten 48 Bits der im nächsten Rückwärtskanal-Übertragung-Burst zu übertragenden Binärdaten von Beginn an wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 60 gezeigt.
  • Niederkapazitäts-Modus
  • Das Blockdiagramm für die obere physikalische Schicht des Ferneinheitsenders für den Niederkapazitäts-Modus wird in 61 gezeigt. Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sec Binärdaten an den Ferneinheitsender ab. Für ein Rückwärtskanal-Burst übersetzt sich dies in 48 bits. Die Informationsbits werden gemäß dem dreifachen DES-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Die 48 Bits werden in einem Vektor gebildet und drei Symbole aus dem LCC hinzugefügt, um einen Vektor von 51 Symbolen zu bilden.
  • Der 51-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das dritte LCC-Bit) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das binäre Eingabe-Symbol (0 oder 1) zu einem anderen Symbol (0, 1, 2 oder 3) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden QPSK-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 51 Elementen, worin jedes Element innerhalb einer Gruppe an QPSK-Konstellationssignalen ein Signal ist. Der 51-Element-Vektor wird in drei 17-Element-Vektoren aufgeteilt. Eine LMP wird zu jedem der Vektoren hinzugefügt, um drei (18 × 1) Vektoren drev, d'rev und d''rev zu bilden, wobei die LMP das erste Element dieser Vektoren ist. Jeder entstehende Vektor wird mit einer (18 × 18) Rückwärts -Nachzieh-Matrix Crev-smear vor-multipliziert, um weitere drei (18 × 1) Vektoren b, b' und b'' zu liefern. Jeder Vektor wird mit seinem entsprechenden (1 × 4) Rückwärts -Spreizung-Vektor (gH rev, g'H rev oder g''H rev) nach-multipliziert, um drei (18 × 4) Matrizen Srev, S'rev und S''rev zu liefern. Elemente der Matrix Srev werden gemäß der in 22 erörterten Umsetzung in Töne innerhalb der Partition A umgesetzt und an die untere physikalische Schicht übertragen. Ähnlich werden Elemente der Matrizen S'rev und S''rev jeweils innerhalb der Partitionen B und C auf Töne abgebildet und an die untere physikalische Schicht gesandt. Die untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in ihre entsprechenden DFT-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird vom Start für die nächsten 48 Bits an im nächsten Rückwärtskanal-Übertragung-Burst zu übertragenden Binärdaten wiederholt. Die verschiedenen Schritte in der Transformation der Binärdaten werden in 62 gezeigt.
  • Die Verschlüsselungsfunktion ist mit der für den hierin beschriebenen Vorwärtskanal identisch.
  • Die Trellis-Codierung-Schemata für alle drei Leistungsmodi sind mit denen für den hierin beschriebenen Vorwärtskanal identisch.
  • Dieser Abschnitt bestimmt die Nachzieh-Matrix Crev-smear. Die Eingabe an den Nachzieh-Block ist der (18 × 1) Vektor Drev. Die Ausgabe des Nachzieh-Betriebs (Vektor b) kann dann mittels der Matrixmultiplikation von drev und der (18 × 18) Nachzieh-Matrix Crev-smear beschrieben werden. D. h.: b = Crev=smeardrev Cfwd-smear ist die unten gezeigte konstant ausgewertete Matrix.
    Figure 00860001
    worin a = (rLMP/(1 + rLMP))1/2 b = (1/(1 + rLMP))1/2 rLMP ist das Verhältnis des Pilots zur Datenleistung, was ein von der physikalischen Schicht bereitstellbarer Parameter ist, dessen Wert nominell auf 1 gesetzt wird.
  • Die dis sind Elemente des Gruppierungsverwürfelungsvektors dsmear, der für die Ferneinheit eindeutig ist. dsmear ist ein 17-Element-Vektor, der verwendet wird, um sicherzustellen, dass die verunschärften Daten von einem Benutzer, die in einer speziellen Verkehrs-Partition empfangen werden, an der Basis nicht mit anderen Benutzern innerhalb derselben Verkehrs-Partition in der lokalen räumlichen Zelle und in den angrenzenden räumlichen Zellen in Wechselbeziehung stehen. dsmear ist angegeben mit:
    Figure 00860002
    Figure 00870001
  • Das i-ste Element von dsmear hat die Form ejfsmear(i), worin fsmear (i) eine reele Zahl zwischen 0 und 2p ist, die von einem Pseudo-Zufallszahl-Generator erzeugt wird, der eindeutige Sequenzen für jede Ferneinheit erzeugt. Die Details des Pseudo-Zufallszahl-Generators sind von der Implementierung abhängig und brauchen an der Basis nicht bekannt zu sein.
  • Spektrale Spreizung
  • Dieser Abschnitt bestimmt den in 57 gezeigten (1 × 4) spektralen Rückwärts -Spreizung-Vektor gH rev. Die Eingabe an den spektralen Spreizung-Block ist der (18 × 1) Vektor b. Die Ausgabe des spektralen und räumlichen Betriebs, die (18 × 4) Matrix Srev, ist die Matrixmultiplikation von b und vom (1 × 4) spektralen Spreizung-Vektor gHrev: Srev = bgH rev worin gH rev = g0 g1 g2 ... g30 g31
  • Die Elemente vom Vektor gH rev sind gesandte Spreizung-Wichtungen, die in der Übertragung berechnet wurden. Der Algorithmus für die Herleitung dieser Wichtungen ist von der Implementierung abhängig. Um das Verfahren zu verdeutlichen, wird jedoch ein spezifischer Algorithmus für die Herleitung dieser Wichtungen unten beschrieben.
  • Die Fernstelleneinheit leitet ihre neuen Sende-Wichtungen auf der Grundlage der auf dem Vorwärtskanal empfangenen jüngsten Daten ab. Die Sende-Wichiungen sind eine skalierte Version der empfangenen Wichtungen, die vier Empfangsfrequenzen für eine einzelne Antenne verwenden.
  • Der Empfangs-Wichtungsvektor wH fwd hat vier Elemente (w0-w3), die, wie in 63 gezeigt, auf spektrale Komponenten abgebildet werden.
  • Für das Fernstelleneinheit-verkehrsaufbausverfahren werden die Sende-Wichtungen (g0-g3) gemäß der folgenden Gleichung berechnet: gHrev(p) = αrev(n)πrevwH fwd worin
    • αrev(n)
    der Basis-Verstärkung-Stufenanstiegsfaktor für das n-ste Paket und worin πrev der von der Gleichung unten bestimmte Fernstelleneinheit-Leistungsverwaltungsfaktor ist: worin
    λp
    der nominell auf 0,97 gesetzte exponentielle Zerfall bzw. "Vergiß-Faktor" ist;
    Ploss
    die Reziproke der Basis-Fernstelleneinheit-Kanal-Verstärkung ist, die mittels Verwendung der Fernstelleneinheit-Synchronisations-Pilot(RSP)töne gemessen wird;
    Krev
    die Ziel-Basisempfangsleistung (nominell – 103 dBm) ist;
    n
    der Burstindex ist;
    p
    der Verbindungsindex ist.
  • Für das Fernstelleneinheit-verkehrsaufbausverfahren werden die Empfang-Wichtungen adaptiv mittels Verwendung der folgenden Gleichung berechnet: wfwd = R–1 xxrxy worin
    • wfwd
    der (4 × 1) Empfang-Wichtungsvektor ist;
    rxd
    ein Schätzwert des (4 × 1) Kreuzkorrelationsvektors des empfangenen (4 × 1) Vektors x und der LMP (bzw. der gewünschten Daten) d ist
    R–1 xx
    ein Schätzwert der (4 × 4) invertierten Autokorrelation-Matrix des empfangenen Vektors x ist.
  • Für das Fernstelleneinheit-Dauerverfahren werden die Empfang-Wichtungen adaptiv mittels Verwendung der folgenden Gleichung berechnet: wrev = R–1 xxrxy worin
    • wrev
    der (4 × 1) Wichtungsvektor ist;
    rxy
    ein Schätzwert des (4 × 1) Kreuzkorrelationsvektors des empfangenen (4 × 1) Vektors x und der Entspreizungdaten y ist
    R–1 xx
    ein Schätzwert der (4 × 4) invertierten Autokorrelation-Matrix des empfangenen Vektors x ist.
  • Die Empfang-Wichtungen (w0-w3) werden gemäß der in 63 gezeigten Umsetzung in spektrale Komponenten umgesetzt. Die Sende-Wichtungen (g0-g3) sind eine skalierte Version der Empfang-Wichtungen. Die Skalierung wird gemäß der folgenden Gleichung gemacht: gH rev(p) = πrevwH fwd worin πrev der früher bestimmte Fernstelleneinheit-Leistungsverwaltungsfaktor ist.
  • Korrelationsschätzwerte werden über vier Vorwärtskanal-Bursts berechnet. Die neuen Entspreizung-Wichtungen werden ohne Verzögerung an vier Vorwärtskanal-Bursts angelegt. Die Spreizung-Wichtungen werden nach einer 8-Burst Verzögerung an acht Rückwärtskanal-Bursts angelegt. Korrelationsschätzwerte werden mittels Verwendung einer exponentiellen Durchschnitts-Block-Addition hergestellt. Die exponentielle Zerfallskonstante ist vorläufig mit einem Nennwert von 0,7.
  • Rückwärtssteuerungskanal-Übertragungsformat
  • Das Blockdiagramm für die physikalische Schicht der aufgeforderten und nicht aufgeforderten gemeinsamen Zugriffskanal-(CAC)-Kanalübertragungen wird in 64 gezeigt.
  • Eine CAC-Nachricht ist eine 56-Bit Binär-Sequenz, die sich aus einer Übungssequenz, Informationsbits und CRC-Paritätbits zusammensetzt. Der Vektorbildungsblock konvertiert die Binär-Sequenz in einen (56 × 1) Vektor. Jedes Element des entstandenen Vektors wird in seinem entsprechenden Signal in der BPSK-Signal-Konstellation abgebildet, um einen weiteren (56 × 1) Vektor s zu bilden. Die Umsetzung für das BPSK-Signal wird in 65 gezeigt.
  • Der entstandene Vektor wird durch zwei parallele Wege geführt. Im ersten Weg wird der Vektor s direkt für die spektrale Spreizung übertragen, die sein Nach-Multiplizieren mit dem (1 × 2) spektralen Spreizung-Vektor gH cac beinhaltet: gH cac = [11]
  • Die entstandene (56 × 2) Matrix ist Dcac, angegeben mit:
    Figure 00900001
    worin s(k) das k-ste Element des Vektors s ist. Die Matrix Dcac wird dann an den Demultiplexer gesendet, wo sie (durch Gruppen von acht Reihen) in sieben (8 × 2) Unter-Matrizen D0 bis D6 aufgeteilt wird.
  • Im zweiten Weg wird der Vektor s code-durchgeschaltet. Der Code-Durchschaltungsbetrieb wird mittels der Multiplikation des (56 × 1) Vektors s mit einem (56 × 1) Code-Durchschaltungsvektor Ycac je Element beschrieben. Der entstandene (56 × 1) Vektor ist s'. s' = s × icac
  • Der Vektor icac wird unten beschrieben.
  • Der entstandene (56 × 1) Vektor s' wird für die spektrale Spreizung übertragen, die sein Nach-Multiplizieren mit dem (1 × 2) spektralen Spreizung-Vektor gcac H beinhaltet. Die entstandene ( 56 × 2) Matrix ist D'cac:
    Figure 00900002
    worin s'(k) das k-ste Element des Vektors s' ist. Matrix D'cac wird dann an den Demultiplexer gesendet, wo sie (durch Gruppen von acht Reihen) in sieben (8 × 2) Unter-Matrizen D'0 bis D'6 aufgeteilt wird.
  • Die Übertragung einer 56 Bit CAC-Nachricht benötigt 14 Rückwärtskanal-Bursts. In jedem dieser Bursts wird eine der 14 (8 × 2) Matrizen auf Töne abgebildet und für die Übertragung über Luft an die untere physikalische Schicht übertragen. Die Verschachtelungs- und Tonumsetzungsfunktionen werden unten beschrieben.
  • Der Code-Durchschaltungsvektor icac ist: icac = bcac × hcac und bcac(i) = ej2pikoffset/56 worin bcac(i) das i-ste Element vom (56 × 1) Vektor bcac ist. koffset ist der BSOC für die empfangende Basisstation, der im Bereich zwischen 0 und 31 liegt. Jeder Fernstelleneinheit wird ein Paar an Code-Schlüsseln zugeordnet: der aufgeforderte CAC-Code-Schlüssel und der unaufgeforderte CAC-Code-Schlüssel. Die Code-Schlüssel sind Ganzzahlen zwischen 0 und 63.
  • Die 56 Elemente des Vektors hcac sind die ersten 56 Elemente der k-sten Spalte der (64 × 64) Hadamard-Matrix (H64), worin k, abhängig von der Art der CAC-Übertragung der Wert der aufgeforderten oder der unaufgeforderten Code-Schlüssel für die sendende Fernstelleneinheit ist. Wenn der aufgeforderte Code-Schlüssel für eine gegebene Fernstelleneinheit z. B. die Zahl 14 und der unaufgeforderte Code-Schlüssel die Zahl 15 ist:
    In SCAC-Übertragungen sind Elemente des Vektors hcac die ersten 56 Elemente der 13ten Spalte der (64 × 64) Hadamard-Matrix.
  • Es gibt 14 Bursts in jeder CAC-Übertragung (Burst 0 bis Burst 13). Das Verschachtelungsgerät gibt eine von 14 möglichen (8 × 2) Matrizen (D0 bis D6) bzw. (D'0 bis D'6) in jedem Burst aus. 66 zeigt die vom Verschachtelungsgerät verwendete Reihenfolge der Übertragung. In jedem Unter-Band-Paar gibt es zwei CACs. Die Fernstelleneinheit wird einen dieser Kanäle abhängig vom CAC-ID-Parameter verwenden, der von seiner MAC-Schicht empfangen wird. Wenn die CAC-ID 0 ist, wird die CACi.0 ausgewählt; wenn die CAC-ID 1 ist, wird die CACi,1 ausgewählt. 67 zeigt die Umsetzung der (8 × 2) Matrix an der Ausgabe des Verschachtelungsgerät in Töne.
  • Format der unteren physikalischen Schicht
  • Die Funktion des Senders für die untere physikalische Schicht dieser Ausführungsform wird vom Blockdiagramm in 68 beschrieben. Die untere physikalische Schichtfunktion ist in den Vorwärts- und Rückwärtskanälen identisch.
  • Im Vorwärtskanal für Verkehrskanalübertragungen wird der in 68 gezeigte Ablauf für acht verschiedene Antennenelemente achtmal parallel durchgeführt. Darüber hinaus kann die Basisstation Daten, die für verschiedene Benutzer gedacht sind, im selben DFT-Bin vereinigen, um die Verarbeitungserfordernisse zu reduzieren. Es ist möglich, die Verarbeitung weiterhin zu reduzieren, indem die Verkehrs- und Steuerinformation (an der Basis- oder Fernstelleneinheit) gleichzeitig zu übertragen, wenn sie auf sich nicht-überlagernden Frequenz-Tönen getragen werden. Diese Techniken sind jedoch von der Implementierung abhängig und ändern nicht die Funktionsmerkmale des DFT-Betriebs. Wie in 68 gezeigt, treten komplexe Basisband-Signale in den Tonumsetzungsblock, wo sie in Tönen gemäß einer eindeutigen Umsetzung entweder einem Verkehrs- oder einem Steuerkanal zugeordnet werden.
  • Die Ton-umgesetzten komplexen Signale werden in untere Unterband- und obere Unterbandtöne demultiplext und in ihre entsprechenden DFT-Kriterien gesetzt. Die übrigen DFT-Kriterien werden mit Nullen gefüllt, und der invertierte DFT-Betrieb wird durchgeführt, wodurch die Daten in eine Zeitdomäne transformiert werden. Die diskreten Zeitdomäne-Abtastwerte werden in ein Analogsignal konvertiert, auf die richtige HF-Frequenz konvertiert, und über die Antenne übertragen.
  • Da es vier Unter-Band-Paare gibt, gibt es vier Paare des DFT-Blocks, worin sich jeder DFT-Block über ein MHz an verwendbarer Bandbreite erstreckt. Der Abstand zwischen angrenzenden Kriterien in einem DFT-Block ist 3,125 kHz. Jeder DFT-Block hat 512 Kriterien, von denen nur 320 Kriterien verwendet werden. Die Tonumsetzung in entsprechende DFT-Kriterien in jedem DFT-Block wird in 69 gezeigt. 70 zeigt im Bild die Tonumsetzung. Wie gezeigt, ist die Frequenz-Erstreckung eines DFT-Blocks 1,6 MHz, worin nur 1 MHz für die Datenübertragung verwendet wird. Das Verhältnis zwischen Tönen und der eigentlichen Frequenz für jeden Bin wird hierin erläutert.
  • Der invertierte DFT-Betrieb wird durchgeführt, um die Basisband-Signale in eine Zeitdomäne zu konvertieren. Die mathematische Darstellung des Betriebs ist: x(n) = SX(k)cj2pnk/512 worin X(k) die komplexen Basisband-Signale in der Frequenzdomäne (die Inhalte der k-sten Kriterien eines DFT-Blocks) und x(n) die n-ste ausgewertete Realteil-Komponente des Zeitdomäne-Abtastwerts ist. Der invertierte DFT-Betrieb kann mittels Verwendung invertierter schneller Fourier-Transformierten (IFFT)-Techniken durchgeführt werden.
  • Die nach dem IDFT-Betrieb erhaltenen Basisband-Sendesignale müssen real sein. Die ausgewerteten Realteil-Zeitdomäne-Abtastwert-Ausgaben werden dann für die Übertragung in die richtige HF-Frequenz und in die richtige analoge Wellenform konvertiert.
  • Luftverbindung-Ausgabemerkmale der physikalischen Schicht
  • Die Leistungsausgabemerkmale der Basisübertragungen auf dem Vorwärtskanal unterscheiden sich von denen der Fernstelleneinheitübertragungen auf dem Rückwärtskanal.
  • Die Vorwärtskanal-Übertragung von einer Basis an eine gegebene Fernstelleneinheit wird während der Dauer einer Verbindung mit einer festgelegten Leistungsstufe beibehalten. Die Leistungsstufe wird von der Basisfunkverwaltungseinrichtung (RME) vor dem Start der Verbindung mittels Verwendung eines Leistungsverwaltungsalgorithmus bestimmt.
  • Eine Vorwärts-HF-Kanalübertragung wird während der verkehrsaufbausdauer von einer Stufenanstiegsdauer von 180 ms (240 Vorwärtskanal-Bursts) eingeleitet. Der Stufenanstieg beginnt, nachdem zwischen der Basisstation und einer gegebenen Fernstelleneinheit eine Verbindung aufgestellt ist. Die in dieser Zeitspanne übertragenen Daten sind bekannte Verbindungserhaltungspiloten. Die höchste Leistung (im Beharrungszustand) wird nach 240 Kanalbursts (180 msek) erreicht und während der Verbindung aufrechterhalten.
  • Die anschließende Gleichung zeigt die tabellarische Vorwärtskanal-Stufenanstiegsauflistung in Bezug auf die Leistung im Beharrungszustand: αfwd(n) = (1 – e–5(8[n/8])/1 – e–5))2 für n < 240 αfwd(n) = 1andernfalls,
    worin n die Vorwärtskanal-Burst-Anzahl in Bezug auf den Übertragungsbeginn ist.
  • Die Rückwärtskanal-Übertragungen von einer Fernstelleneinheit an seine Basisstation sind adaptiv veränderlich, um sicherzustellen, dass die von allen RUs an ihrer Basisstation empfangene Leistung bei einer relativ konstanten Stufe gehalten wird. Der Fernstelleneinheit-Leistungsverwaltungsalgorithmus ist von der Implementierung abhängig. Ein Beispiel für den Algorithmus wird im Abschnitt zum Rückwärtskanal-Format erörtert.
  • Eine Rückwärts-HF-Kanalübertragung wird während der verkehrsaufbausdauer mit einer Stufenanstiegsdauer von 180 ms (240 Rückwärtskanal-Bursts) eingeleitet. Der Stufenanstieg beginnt, nachdem zwischen der Fernstelleneinheit und ihrer Basisstation eine Verbindung aufgestellt ist. Die in dieser Zeitspanne übertragenen Daten sind bekannte LMPs. Die höchste Leistung (im Beharrungszustand) wird nach 240 Rückwärtskanal-Bursts (180 msek) erreicht.
  • Die anschließende Gleichung zeigt die tabellarische Rückwärtskanal-Stufenanstiegsauflistung in Bezug auf die Leistung im Beharrungszustand: αrev(n) = (1 – e–5(8[n/8])/1 – e–5))2 für n < 240 αrev(n) = 1anderenfalls,
    worin n die Rückwärtskanal-Burst-Anzahl in Bezug auf den Übertragungsbeginn ist.
  • EINE DAS KONZEPT-BELEGENDE AUSFÜHRUNGSFORM
  • Das allgemein oben beschriebene Signalverarbeitung-Verfahren kann in einer Konzept-belegenden Ausführungsform mittels der Schaltung innerhalb der Breitband-Basisstation 110 und den Funkzugriffsstellen 187, 192 implementiert werden. Zusätzlich wird das dynamische Bandbreiten-Zuordnungsverfahren der vorliegenden Erfindung in einer "Konzept-belegenden" Ausführungsform innerhalb des Stromkreises des unten geschilderten Nachrichten-Netzes 100 implementiert.
  • 71 ist ein schematisches Blockdiagramm, das die Hauptstrukturelemente einer Implementierung des Breitband-effizienten Bandbreiten-auf-Anfrage-Nachrichten-Netzes 100 zeigt. Genauer wird gezeigt, wie das Nachrichten-Netz 100 mehrere Voll-Raten-Breitband-Funkzugriffsstellen 192 und auch eine Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 187 einschließt. Für gewöhnlich ist eine Voll-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 192 in der Lage, eine Kommunikation zwischen einer Basisstation 110 und einer großen Anzahl an Teilnehmern 130 bereitzustellen, während die Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 187 in der Lage ist, zu einem Zeitpunkt nur für einen oder ein paar Teilnehmer eine Kommunikation mit der Basisstation zur Verfügung zu stellen.
  • Die Teilnehmer 130 kommunizieren über ein Kabel oder eine andere Nachrichtenverbindung mit den Voll-Raten- oder Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstellen 192, 187. Die Breitband-Funkzugriffsstellen 192, 187 kommunizieren wiederum bidirektional über die drahtlosen Nachrichten-Kanäle mit der Basisstation 110, um eine Luftverbindung zu bilden. Aufbau und Betrieb der Basisstation 110 sowie Aufbau und Betrieb der Ganz- und Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstellen 192, 187 werden unten mit Bezug auf die 72 und 73 detaillierter erörtert.
  • Die Basisstation 110 zusammen mit den Ganz- und Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstellen 192, 187 umfassen ein Untersystem 150. Das Untersystem 150 kommuniziert bidirektional über eine Landleitung 170, die bzw. ein Kupferkabel oder eine Lichtleiterverbindung umfassen kann, mit einem Fernmeldenetz 160. Alternativ kann die Verbindung 170 eine Mikrowellen-Verbindung umfassen. Das Fernmeldenetz 160 kann, wie im Stand der Technik bekannt, z. B. das öffentliche Telefonnetz, eine Mobilfunkvermittlungsstelle (MTSO), ein privates Datennetz, einem Modembank oder eine Nebenstellenanlage einschließen.
  • 74 ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm, das detaillierter die Hauptfunktions- und -aufbauelemente des Bandbreiten-auf-Anfrage-Nachrichten-Netzes 100 zeigt. In 74 wird das Nachrichten-Netz 100 gezeigt, das mehrere Teilnehmer-Einheiten (z. B. den Rechner 131, das Telefon 132, mehrere Telefone 140 in Verbindung mit einem öffentlichen Telefonnetz oder mehrere Computeranschlüsse 145 innerhalb eines Ortsnetzes) mit öffentlichen oder privaten Daten- bzw. Telefonnetzen 150-156 verbindet. Das öffentliche Datennetz 150, das private Datennetz 152, das private Telefonnetz 154 und das öffentliche Telefonnetz 156 stehen jeweils über Leitungen 163, 164, 165 und 166 mithilfe mehrerer Netzschnittstellen, die allgemein durch einen Block 160 gekennzeichnet sind, mit einem asynchronen Übertragungsmuliplexgerät (ATM) 162 in Verbindung. Das asynchrone Übertragungsmuliplexgerät 162 wirkt als ein Multiplex-Schalter und verbindet über die Nachrichtenverbindung 170, die vorteilhafterweise eine Lichtleiterverbindung, einen Kupferdraht oder eine Mikrowellenübertragungsverbindung umfasst, mit der Breitband-Basisstation 192. Die Breitband-Basisstation 110 stellt den Empfangsstellen über die Antenne 120 Funkfrequenz-Ausgabesignale bereit.
  • Ein Bandbreitenaufforderung-Controller 175 steht jeweils über die Leitungen 176, 177 und 178 mit der Breitband-Basisstation 110, der asynchronen Übertragungsverwaltungsschaltung 162 und den Netzschnittstellen 160 in Verbindung. Der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 steht über eine Leitung 179 auch mit einem programmierbaren Dienstknoten 180 in Verbindung. Der programmierbare Dienstknoten 180 kommuniziert über eine Leitung 182 mit der ATM-Schaltung 162. Die oben beschriebenen Elemente des Bandbreiten-auf-Anfrage-Nachrichten-Netzes 100 umfasst die Fernmeldenetzseite 183 des Bandbreiten-auf-Anfrage-Nachrichten-Netzes 100. Die Fernmeldenetzseite 183 steht über eine Antenne 185 mit der Niedrig-Raten-Breitbandzugriffsstelle 187 bzw. über eine Antenne 190 mit der Voll-Raten-Breitbandzugriffsstelle 192 in Verbindung. Die Funkzugriffsstelle 187 verbindet mit mehreren Teilnehmer- Einheiten einschließlich dem Telefon 132 und dem Computer 131. Die Funkzugriffsstelle 192 ist aufgebaut, um über ein öffentliches Vermittlungsnetz 195, das über eine Nachrichtenverbindung 194 mit der Funkzugriffsstelle 192 verbindet, mit mehreren Teilnehmern 140 zu kommunizieren. Weiterhin verbindet die Voll-Raten-Funkzugriffsstelle 192 über ein Ortsnetz 197, das über eine Nachrichtenverbindung 196 mit der Funkzugriffsstelle 192 verbindet, mit den Computeranschlüssen 145. Jede Teilnehmer-Einheit 131, 132, 140 und 145 umfasst zusammen mit den Elementen 185-197 des Kommunikationssystems 100 eine Teilnehmernetzseite 199 des Bandbreiten-auf-Anfrage-Kommunikationssystems 100.
  • Die Breitband-Basisstation 110 in Verbindung mit dem Bandbreitenaufforderung-Controller 175 und den Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192, die über eine Luftverbindung mit der Breitband-Basisstation 110 in Verbindung stehen, stellen das Herz des Bandbreiten-auf-Anfrage-Kommunikationssystems dar. Obwohl in 74 nur eine einzige Breitband-Basisstation 100 gezeigt ist, wird verständlich sein, dass mehrere Breitband-Basisstationen vorteilhafterweise in dem Breitband-Kommunikationssystem 100 eingeschlossen sind. Jede Breitband-Basisstation 110 ist in der Lage, einen bis hundert gleichzeitige bidirektionale Benutzer zu unterstützen. Jeder Benutzer kann im Verlauf der Kommunikation vorab oder wahlweise je Sekunde eine Bandbreitengröße von 8 Kilobits bis 1,544 Megabits anfordern. Darüber hinaus kann jede Breitband-Basisstation 110 eine oder mehrere Sende- und Empfangsantennen 120 haben. Die Breitband-Basisstationen 110 sind Breitband-Funktransceiver, die sich mit ihren dazugehörigen Antennen 120 auf Türmen, oben auf Gebäuden, innerhalb von Gebäuden oder an irgendeiner anderen vorteilhaften Stelle befinden.
  • Ein Bandbreiten-Controller 175 ist mit den Breitband-Basisstationen 110 verknüpft. Der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 stellt eine Programmierbarkeit bereit, um die von den Funkzugriffsstellen 187, 192 an die Basisstationen 110 übertragene Information zu überwachen. Genauer wird die von den Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192 übertragene Information in eine Programmierbarkeit innerhalb des Bandbreitenauf forderung-Controllers 175 umgesetzt, um die Basisstationen 110 anzuweisen, wieviel Bandbreite einer gegebenen Funkzugriffsstelle 187, 192 bereitzustellen ist. Obwohl in 74 als von der Breitband-Basisstation unabhängiges Element gezeigt, kann der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 integral mit einer Basisstation 110, lokal an einer Basisstation 110 angebracht oder entfernt von einer Basisstation 110 und über die Nachrichtenverbindung 176 damit verbunden sein. Der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 wirkt weiterhin als zentraler Bandbreiten-Controller, der sicherstellt, dass die an jeder Nachrichtenverbindung im Nachrichten-Netz 183 zugeteilte Bandbreite mit der Bandbreite übereinstimmt, die einem besonderen Kanal an der Breitband-Basisstation 110 zugeordnet erteilt ist. Solchermaßen steuert der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 die innerhalb der asynchronen Fernmelde-Multiplexgerät-Schaltung 162 und der Netzschnittstellen 160 zugeordneten Bandbreite. Zusätzlich teilt der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 dem programmierbaren Dienstknoten 180 eine Bandbreiteninformation mit, die verwendet wird, um die Abgabe der Benutzerdaten an das richtige Netz 150-156 zu verwalten. Der programmierbare Dienstknoten 180 kann die ATM-Schaltung 162 steuern, um die Bandbreitenänderungen und die Netzschnittstellen 160 zu verwalten.
  • Die Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192, wie in 74 gezeigt, sind für mehrere Breitband-Funkzugriffsstellen beispielhaft, die im Bandbreiten-auf-Anfrage-Kommunikationssystem 100 eingeschlossen sind. Eine oder mehrere Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192 sind in der Lage, mittels Verwendung der Luftschnittstelle mit einer oder mehreren Breitband-Basisstationen 110 zu kommunizieren. Zusätzlich ist jede Funkzugriffsstelle 187, 192 in der Lage, eine oder mehrere Schnittstellen wie beispielsweise die Verbindungen zwischen dem Telefon 132 und dem Standardcomputer 131, als auch die Telefonnetzschnittstelle (PBX) 195 und das Computernetz, das die Anschlüsse 145 und das LAN 197 umfasst, zu unterstützen. Die Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192 sind fähig, die Bandbreiten-Erfordernisse der mit den Funkzugriffsstellen 187, 192 verbundenen Vorrichtungen zu interpretieren und diese Bandbreiten-Erfordernisse über die Luftschnittstelle und die Basisstation 110 an den Bandbreitenaufforderung-Controller 175 zu übertragen. Vorteilhafterweise kann der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 diese Bandbreitenanfragen der ATM-Schaltung 162 oder dem programmierbaren Dienstknoten 180 und den Netzschnittstellen 160 mitteilen.
  • Während des Betriebs verlangt eine der angeschlossenen Teilnehmer-Einheiten (z. B. der Computer 131, das Telefon 132, die PBX 195 oder das LAN 197) Bandbreiten über eine Verbindung mit einer der Breitband-Funkzugriffsstellen 187, 192. Die Funkzugriffsstelle 187, 192 überträgt eine Anfrage für den Zugriff und die Bandbreite über die Antenne 185, 190, die Luftschnittstelle und die Antenne 120 an die Breitband-Basisstation 110. Die Zugriffsanfrage wird über einen Nachrichtensteuerkanal gemacht, der allen Teilnehmern innerhalb des Verwendungsbereichs zur Verfügung steht. Wenn zwei Teilnehmer gleichzeitig eine Verbindung verlangen, dann wird ein Direktzugriffsprotokoll benutzt, um zu bestimmen, welcher Einheit als erstes die Steuerung des Nachrichtensteuerkanals erteilt ist.
  • Die Breitband-Basisstation 110 teilt dem Bandbreitenaufforderung-Controller 175 alle Bandbreitenanfragen mit. Der Bandbreitenaufforderung-Controller führt eine Zuordnung der verlangten Bandbreite durch und ordnet auf vorteilhafte Weise die Systemresourcen innerhalb der Fernmeldenetzseite 183 an (einschließlich dem programmierbaren Dienstknoten 180, der ATM-Schaltung 162 und der Netzschnittstelle 160). Hat der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 einmal die für die Zuordnung verfügbare Bandbreitengröße bestimmt und diese mit den verlangten Bandbreiten verglichen, ordnet der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 entweder sofort eine angeforderte Bandbreite zu oder beginnt mit einem Verhandlungsprozeß, indem er die verfügbare Bandbreitengröße verwendet. Diese Bandbreiten-Verhandlung erfolgt mittels der Basisstation 110 und der Luftschnittstelle zwischen dem Bandbreitenaufforderung-Controller und der Funkzugriffsstelle 187, 192.
  • Solchermaßen empfängt die Funkzugriffsstelle 187, 192 entweder eine Bestätigung, dass die angeforderte Bandbreite verfügbar ist, und beginnt danach mit dem Senden von Daten, oder empfängt ein Angebot einer kleineren Bandbreite vom Bandbreitenaufforderung-Controller 175. Wenn ein Angebot einer kleineren Bandbreite an die Breitband-Funkzugriffsstelle 187, 192 gesendet wird, bestimmt die Funkzugriffsstelle 187, 192, ob die angeschlossene Vorrichtung bzw. das Netz wirkungsvoll mit der angebotenen Bandbreite arbeiten kann. Wenn die angeschlossene Vorrichtung bzw. das Netz wirkungsvoll mit der angebotenen Bandbreite arbeiten kann, beginnt die Funkzugriffsstelle 187, 192 mit dem Senden der Daten bei der angebotenen Bandbreite. Wenn jedoch die Funkzugriffsstelle 187, 192 bestimmt, dass die angebotene Bandbreite für den Betrieb der/s angeschlossenen Vorrichtung oder Netzes nicht angemessen ist, meldet die Funkzugriffsstelle 187, 192 der/m angeschlossenen Vorrichtung bzw. Netz, dass der Zugriff nicht verfügbar ist, und meldet weiterhin dem Bandbreitenaufforderung-Controller 175 (über die Basisstation 110 und die Luftschnittstelle), dass die angebotene Bandbreite nicht von der Funkzugriffsstelle 187, 192 verwendet werden wird.
  • Wenn eine geeignete Bandbreite zur Verfügung steht, teilt der Bandbreiten-Controller diese Bandbreite zu, um einen Nachrichten-Kanal mit dem anfordernden Teilnehmer zu errichten. Solchermaßen kann z. B. die Telefonteilnehmereinheit 132 anzeigen, dass eine Datenrate von 8 Kb pro Sekunde benötigt wird (die einer speziellen Bandbreite entspricht), während die Computerteilnehmereinheit 131 anzeigen kann, dass eine Gesamtübertragungsrate von 128 Kb pro Sekunde (einer anderen gegebenen Bandbreite entsprechend) nötig ist, um eine wirsame Kommunikation mit der Breitband-Basisstation 110 zu errichten. Wenn das Nachrichten-Netz 100 nicht in der Lage ist, die erforderliche Bandbreitengröße bereitzustellen, beginnt ein Verhandlungsprozeß, worin die Breitband-Basisstation 110 der verlangenden Teilnehmer-Einheit über die Funkzugriffsstelle 187 eine andere Bandbreite sendet, die kleiner ist als die verlangte Bandbreite. Die anfordernde Teilnehmer-Einheit zeigt dann der Breitband-Basisstation 110 an, ob die zugeteilte Bandbreite für die Kommunikationserfordernisse der Teilnehmer-Einheit geeignet ist oder nicht.
  • Wie unten detaillierter beschrieben, teilt der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 die Bandbreite zu, indem er der Teilnehmer-Einheit in Übereinstimmung mit einem vorab bestimmten Bandbreiten-Zuordnungsverfahren eine oder mehrere Frequenz-Tonreihen und eine oder mehrere Spreizung-Codes zuordnet. Jede Tonreihe und jeder Spreizung-Code erhöht die Bandbreite um einen zusätzlichen Faktor. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann die Bandbreite in Größen zugeordnet werden, die so klein wie 8 Kbits/sek bis so groß wie 1,544 Mbits/sek sind, um den Nachrichten-Kanal zu bestimmen.
  • Wenn für den anfordernden Teilnehmer 130 einmal ein Nachrichten-Kanal errichtet ist, werden Daten, die sowohl Sprachnachrichten als auch Computer-zu-Computernachrichten darstellen, in Digitalform zwischen der Breitband-Basisstation 110 und der Breitband-Funkzugriffsstelle 187, 192 übertragen. Wie detaillierter unten beschrieben, enthält das digital codierte Signal die Vorwärtsfehlerkorrektur zusammen mit der Signalausbreitung und anderen Modulationstechniken.
  • Alle von der Breitband-Basisstation 110 empfangenen Daten von allen kommunizierenden Funkzugriffsstellen 187, 192 werden in einem asynchronen Fernmelde-multiplexten Datenstrom gemultiplext und über die Nachrichtenverbindung 170 an die ATM-Schaltung 162 übertragen. An der ATM-Schaltung 162 wird der Datenstrom mit der Wahl-Unterstützung des programmierbaren Dienstknotens 180 auf die richtigen Netzschnittstellen 160 und von dort auf das richtige Netz geschaltet (d. h. demultiplext)
  • Wie im weiteren Detail unten erörtert, steuert der Bandbreitenaufforderung-Controller 175 auch die Bandbreiten-Zuordnung für die Netzschnittstellen 160 und die ATM-Schaltung 162. Auf diese Weise kann die überall in einer gesamten Nachrichtenverbindung (d. h. von einem Teilnehmer zu einem Daten- oder Telefonnetz) zugeteilte Bandbreite gemäß den Bedürfnissen einer jeden Teilnehmer-Einheit flexibel zugeordnet werden. Darüber hinaus gewährleistet die bevorzugte Ausführungs form, dass die Bandbreite mittels der Luftschnittstelle und die Bandbreite mittels der Landleitungsverbindungen richtig zusammenpassen.
  • Wenn eine Vorrichtung bzw. ein Netz, die mit einer Breitband-Funkzugriffsstelle 187, 192 verbunden sind, keine Bandbreite mehr benötigt, stellt die Funkzugriffsstelle 187, 192 die Übertragung an die Basisstation 110 ein und meldet dem Bandbreitenaufforderung-Controller, dass jetzt die Bandbreite für die Wiederzuordnung freigegeben ist.
  • Die "Konzeptbeleg-Ausführungsform" – Fernstellen-Hardware
  • 72 ist ein Funktionsblockdiagramm, dass die Hauptfunktionselemente der Voll-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 192 zeigt. Es sollte für die Zwecke der vorliegenden Beschreibung verständlich sein, dass die hierin beschriebene Voll-Raten-Breitband-Zugriffsstelle 192 im wesentlichen im Aufbau und Betrieb mit der Niedrig-Raten-Breitband-Zugriffsstelle 187 identisch ist, wenn man davon absieht, dass die Niedrig-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 187 nur für einen einzelnen Teilnehmer 130 einen Nachrichtenzugriff breitstellt. Wie in 72 gezeigt, umfasst die Voll-Raten-Breitband-Funkzugriffsstelle 192 eine Sendeempfangsschaltung 300, die bidirektional an die Antenne anschließt 120. Aufbau und Betrieb der Antenne 120 werden detaillierter unten mit Bezug auf die 6 und 7 beschrieben. Die Sende- und Empfangsschaltung 300 verbindet mit einem Abwärtswandler 305, wenn im Empfangsmodus, und mit einem Aufwärtswandler 307, wenn in einem Sendemodus. Die Sende/Empfangsschaltung 300 empfangt weiterhin die Synchronisation und Paket-Taktungsdaten von einer Synchronisationsschaltung 312.
  • Der Abwärtswandler 305 empfängt die Funksignale über die Schaltung 300 von der Antenne 120. Zusätzlich empfängt der Abwärtswandler 305 einen lokalen Oszillatorbezug sowie einen Analog/Digitalwandlertakt von der Synchronisationsschaltung 312. Der Abwärtswandler 305 kommuniziert mit einem Demodulator 310, der wiederum eine Rückkopplung des automatischen Verstärkungssteuergrads an den Abwärtswandler 305 bereitstellt.
  • Der Demodulator 310 kommuniziert in zwei Richtungen mit der Synchronisationsschaltung 312 und sorgt auch für eine Ausgabe an eine Code-Nullabgleich-Schaltung 315. Die Code-Nullabgleich-Schaltung 315 stellt der Synchronisationsschaltung 312 ein Frequenzfehlersignal bereit und kommuniziert auch mit einem mehrdimensionalen Trellis-Decoder 320. Der mehrdimensionale Trellis-Decoder 320 verbindet mit einer Digitaldaten-Schnittstelle 325. Die Digitaldaten-Schnittstelle 325 kommuniziert bidirektional mit einer Fern-Steuerschaltung 330. Die Fern-Steuerschaltung 330 empfängt Eingaben von der Demodulator-Schaltung 310, der Code-Nullabgleich-Schaltung 315 und vom mehrdimensionalen Trellis-Decoder 320. Die Steuerschaltung 330 sendet weiterhin Statussignale und empfängt Befehlssignale von der Basisstation 110 (s. 74). Schließlich gibt die Fern-Steuerschaltung 330 Achsenparameter an einen mehrdimensionalen Trellis-Codierer 335 aus, der ebenfalls mit der digitalen Schnittstelle 325 in Verbindung steht. Der mehrdimensionale Trellis-Codierer 335 steht mit einer SCMA-Codierungsschaltung 340 in Verbindung. Die SCMA-Codierungsschaltung 340 empfängt weiterhin eine Eingabe von der Code-Nullabgleich-Schaltung 315. Die SCMA-Codierungsschaltung 340 gibt Signale an eine Modulatorschaltung 345 aus, die ebenfalls eine Eingabe von der Synchronisationsschaltung 312 empfängt. Schließlich stellen die Modulationsschaltung 345 zusammen mit der Synchronisationsschaltung 312 dem Aufwärtswandler 307 Eingaben zur Verfügung. Der Aufwärtswandler 307 gibt das Datensignal an die Sende/Empfangsschaltung 300 aus, während die Sende/Empfangsschaltung sich im Sendemodus befindet. Dieses Signal wird über eine Fehlerschnittstelle über die Antenne 120 an mehrere Teilnehmer 130 ausgegeben.
  • Wenn während des Betriebs der geeignete Zeitpunkt eintrifft, ein Datenpaket zu empfangen, schaltet die Sende/Empfangsschaltung 300 die Antenne 190 in den Abwärtswandler 305. Der Abwärtswandler 305 nimmt das Signal an der Übertragungsfrequenz (s. z. B. etwa 2 gigahertz) und übersetzt sie in die richtige Frequenz zum Digitalisieren. Der DMT-SC-Demodulator führt dann eine schnelle Fourier-Transformierte (FFT) durch und legt dem Code-Nullabgleich-Netz 315 einzelne Frequenz-Kriterien vor. Wie kurz oben erörtert, legt das Code-Nullabgleich-Netz 315 Code-Nullabgleich-Wichtungen an die Entspreizung-Codes an, um eine Interferenz als Folge von Übertragungen, die nicht-rechtwinklige Spreizung-Codes haben, zu löschen. Das Code-Nullabgleich-Netz 315 entspreizt auch das vom DMT-SC-Demodulator 310 bereitgestellte demodulierte Signal und erzeugt Ausgabe-demodulierte Symbole.
  • Die demodulierten Symbole werden als eine Eingabe dem mehrdimensionalen Trellis-Decoder 320 bereitgestellt, um die Symbole in Übereinstimmung mit pragmatischen Viterbi-Decodierungsverfahren zu decodieren. Empfangsbits werden an der Ausgabe des mehrdimensionalen Trellis-Decoders 320 zur Verfügung gestellt. Die Empfangsbits dringen durch eine Digitaldaten-Schnittstelle 325, die in einer Ausführungsform als Datenschnittstelle für eine T1-Verbindung dient.
  • Auf der Sendeseite dringen zu sendende Daten über die T1-Verbindung in die Digitaldaten-Schnittstelle 325 und dringen für die Trellis-Codierung in den mehrdimensionalen Trellis-Codierer 335. Es wird natürlich klar sein, dass innerhalb des Codierers 335 andere Arten einer Fehler-Codierung und Symbol-Codierung wie beispielsweise die Reed-Solomon-Fehler-Codierung und die QAM- oder BPSK-Symbol-Codierung durchgeführt werden. Die codierten Symbole dringen in die Spreizung-Schaltung 340, in der der Spreizung-Code zusammen mit den passenden Code-Wichtungen an die Eingabe-Symbole angelegt wird. Die Spreizung-Symbole sind, wie im Block 345 dargestellt, DMT-SC-moduliert, und das daraus hervorgehende Signal wird über den Aufwärtswandler 307 in das Hochfrequenzband übersetzt. Die Sende/Empfangsschaltung 300 wird dann geschaltet, um die Aufwärtswandler 307 mit der Antenne 190 zu verbinden, so dass das modulierte und codierte Datensignal über die Antenne 190 übertragen wird.
  • Unmittelbar nachdem eine der Funkzugriffsstationen 187, 192 installiert wurde und gerade das erste Mal On-line ist, hat die Funkzugriffsstelle 187, 192 keine Information, den Standort der zugeordneten Basisstation 110 betreffend. Darüber hinaus hat die Fernzugriffsstelle 187, 192 keine Information, die die Interferenz betrifft, die aus den Sendern und Reflektoren innerhalb der Umgebung der Fernstelle 187, 192 hervorgeht. Solchermaßen muss jede Fernstelle bei der Initialisierung sowohl den Standort der Basisstation als auch den Standort der verschiedenen Interferenz-erzeugenden Mittel und Reflektoren innerhalb der unmittelbaren Umgebung der Fernstelle "erlernen". Da sich der Ferninstallateur auf die entfernte Antennenanordnung in Richtung der nächsten Basisstation 110 richtet, kommt das von der Fernstelle empfangene stärkste Signal im allgemeinen von um die 0° Richtung herum her. Die Fernstelle feinabstimmt bzw. regelt adaptiv die Strahlbildung, um für das von der nächsten Basisstation 110 empfangene Signale den maximalen SINR zu erhalten.
  • Wenn die Fernzugriffsstelle 192 an die Basis 110 sendet, erwartet die Basisstation 110, das jeweilige von den Fernstellen übertragene Signal auf demselben Übertragungspegel zu empfangen. Solchermaßen wird der Fernsteuerung 330 innerhalb der Funkzugriffsstelle 192 vom DMT-SC-Demodulator 310 ein Verstärkungssteuergrad gemeldet. Dieser automatische Verstärkungssteuergrad (AGCL) wird auch vom DMT-SC-Modulator 310 an den Aufwärtswandler 307 übertragen, so dass die Verstärkung des Leistungsverstärkers (innerhalb des Aufwärtswandlers 307 nicht gezeigt) eingestellt werden kann. Auf diese Weise können die Basisstationen 110 sicherstellen, dass das von den Fernzugriffsstellen 187, 192 übertragene Signal in einem richtigen Pegel an der Basisstation 110 ankommt.
  • Die Funkzugriffsstellen 187, 192 müssen auch die Synchronisation durchführen. D. h.: obwohl die Fernzugriffsstellen 187, 192 vorprogrammiert werden, um innerhalb eines TDD-Systems zu arbeiten, muss die spezifische Information, die die Unterscheidung zwischen den Sende- und Empfangspackungen sowie die genaue Taktung der Paketüberführung betrifft, denn von den Funkzugriffsstellen 187, 192 bestimmt werden, wenn eine Funkzugriffsstelle als erstes On-Line ist. Danach müssen die Fernstationen 187, 192 die Frequenz-Synchronisation für die DMT-SC-Signale erwerben, so dass die Fernstellen mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation 110 arbeiten. Aus diesem Grund erzeugt der DMT-SC-Demodulator 310 einen Paketbezug, der von der Synchronisationsschaltung 312 verwendet wird, um die zugrundeliegende Sende/Empfangstaktung (d. h. die Paket-Taktung für die T/R-Schaltung 300) zu errichten. Zusätzlich wird die Paket-Taktung als ein Empfangstor für den Demodulator 310 und als Sendetor für den Modulator 345 bereitgestellt, so dass die Fernzugriffsstellen 187, 192 in passenden Intervallen senden und empfangen.
  • Innerhalb des Code-Nullabgleich-Netzes 315 werden Messungen an der Wellenform gemacht, um den Frequenzfehler zu bestimmen. Der gemessene Frequenzfehler wird der Synchronisationsschaltung 312 bereitgestellt, so dass die Funkzugriffsstelle 187, 192 in eine Frequenz- und Phasenrastung mit der Basisstation 110 kommen kann. Die Synchronisationsinformation wird von der Synchronisationsschaltung 312 als ein lokaler Oszillatorbezug und auch als Digital/Analag-Umsetzertakt (bzw. umgekehrt Analog/Digitalumsetzertakt) an den Aufwärtswandler 307 und den Abwärtswandler 305 übertragen.
  • Das Code-Nullabgleich-Netz 315 wertet auch die Merkmale des Mehraufgabenkanals (d. h. die Frequenzantwort des Mehrwegkanals) aus. Die Kanalschätzwerte werden am Spreizung-Stromkreis 340 bereitgestellt, so dass die Vorverzerrungsfunktion durchgeführt werden kann, um den Mehrwegkanal adaptiv zu entzerren. Darüber hinaus stellt das Code-Nullabgleich-Netz 315 dem Fernsteuerstromkreis einen Schätzwert der empfangenen Leistung und des SINR bereit. Zusätzlich wird vom mehrdimensionalen Trellis-Decoder 320 dem Fernsteuerstromkreis 330 ein Schätzwert der Bitfehlerrate (BER) bereitgestellt. Diese Parameter werden vom Fernsteuerstromkreis 330 verwendet, um den Datenstrom über die Digitaldaten-Schnittstelle 325 mit dem Teilnehmer (z. B. ein PBX oder LAN) den Datenstrom zu steuern. Darüber hinaus werden Statussignale auf der Grundlage dieser Eingabeparameter an den Fernsteuerstromkreis 330 ebenfalls an die Teilnehmer überführt. Die Statussignale zeigen den Teilnehmern an, ob die Funkzugriffsstelle richtig arbeitet oder nicht.
  • Wenn sich die Funkzugriffsstelle 187, 192 als erstes auf das Netz 100 schaltet (d. h. die Fernstelle versucht, eine Verbindung mit der Basis zu errichten), stellt die Basis der Fernstelle 187, 192 eine Reihe an Zugriffsparametern bereit, die z. B. die zu verwendenden richtigen Startcodes, die zu empfangenden und zu sendenden Tönsätze, usw. einschließen, so dass zwischen der Basisstation 110 und der Fernstelle 187, 192 ein Nachrichten-Kanal errichtet wird.
  • Die 21a und 21b zeigen die digitale Architektur innerhalb der Fernzugriffsstationen 187, 192. Die digitale Fernarchitektur schließt eine Schnittstellen-Karte 2100 ein, die bidirektional mit einer Schichtverarbeitungsbeschleuniger(LPA)-Karte 2110 als auch einer sendenden LPA-Karte 2120 kommuniziert.
  • Die Schnittstellen-Karte 2100 (in 76 unten detaillierter gezeigt) schließt eine Ethernet-Schnittstellen-Karte, eine globale Positionierungssystem(GPS)Schnittstelle und andere Steuer-Schnittstellen ein. Die Ethernet-Schnittstelle steht bidirektional mit einem Überwachungscomputer wie beispielsweise einem Apple Macintosh in Verbindung, während die GPS-Schnittstelle Taktungsdaten für Synchronisationszwecke von der Basisstationübertragung herleitet, während die Steuer-Schnittstelle Druckersteuerbits zum Steuern des Tuners ausgibt. Die Schnittstellen-Karte 2100 schließt weiterhin drei Digitalsignal-Verarbeitungschips ein, die vorteilhafterweise PMS320C40-Digitalsignal-Verarbeitungschips ("C40s") umfassen, die von Texas Instruments erhältlich sind. Zusätzlich sind auf der Schnittstellen-Karte 2100 ein Viterbi-Decoder sowie ein T1 und eine dienstintegrierte Digitalnetz(ISDN)-Schnittstelle eingeschlossen, um zwischen der T1-Nachrichtenverbindung sowie der ISDN-Nachrichtenverbindung eine Schnittstelle mit den Teilnehmern bereitzustellen.
  • Wie in 75a gezeigt, schließt die Schnittstellen-Karte 2100 weiterhin einen zusätzlichen PMS320C40-Digitalsignal-Verarbeitungschip als auch ein zusätzliche Viterbi-T1-ISDN-Schnittstelle ein, die annulliert werden. Dies geschieht, um anzuzeigen, dass diese Chips, obwohl sie physisch auf der Schnittstellen-Karte 2100 vorliegen, innerhalb des digitalen Fern-Untersystems nicht verwendet werden, obwohl dieselbe Schnittstellen-Karte für gewöhnlich in der Basisstation 110 verwendet wird. Dies wird gemacht, da es billiger ist, eine einzelne Schnittstellen-Karte sowohl für die Basisstation 110 als auch die Fernstellen 187, 192 herzustellen, anstatt eine spezifische Karte für die Fernstellen und für die Basisstationen bereitzustellen.
  • Schließlich schließt die Schnittstellen-Karte 2100 einen G-Verbindungsempfänger, der Abtast-Daten vom Digital/Analog-Umsetzer des Empfängers empfängt, und einen G-Verbindungssender ein, der Abtast-Daten an den Analog/Digitalumsetzer des Senders sendet.
  • Die vom Digital/Analog-Umsetzer empfangenen Abtast-Daten gehen durch den G-Verbindungsempfänger innerhalb der Schnittstellen-Karte 2100. Der G-Verbindungsempfänger stellt die empfangenen Wellenformdaten einer empfangenden LPA-Karte 2110 bereit (75b). Die LPA-Karte 2110 wird unten mit Bezug auf die 77a-77d detaillierter beschrieben. Kurz zusammengefasst, schließt die empfangende LPA-Karte 2110 ein Paar an Sharp LH9124("9124s")-Digitalsignal-Verarbeitungschips 2112, 2114 und auch ein Paar an Texas Instruments TMS320C40-Digitalsignal-Verarbeitungschips 2116, 2118 ein.
  • Die empfangende LPA-Karte 2110 demoduliert die empfangenen Daten und stellt einem der TMS320C40-DSP-Chips innerhalb der Schnittstellen-Karte 2100 demodulierte Daten bereit. Nach einer weiteren Digitalsignalverarbeitung werden die Daten decodiert und danach über die T1-Schnittstelle an den Teilnehmer übertragen. Natürlich wird verständlich sein, dass, wenn die Funkzugriffsstation eine der Niedrig-Raten-Funkzugriffsstationen 187 umfasst, eine andere geeignete Nachrichtenverbindung als eine T1-Verbindung mit der Schnittstellen-Karte 2100 verbinden wird.
  • Wenn Daten übertragen werden sollen, geht die von der T1-Schnittstelle oder der anderen Nachrichtenverbindung mitgeführte Information, wie in 75a gezeigt, auf die Schnittstellen-Karte 2100 und geht durch eine Reihe an Digitalsignal-Verarbeitungschips innerhalb der Schnittstellen-Karte 2100. Die Sendedatenausgabe von der Schnittstellen-Karte 2100 gehen in eine LPA-Karte 2120, die allgemein eine ähnliche Architektur wie die empfangene LPA-Karte 2110 hat. Die Sende-LPA-Karte 2120 konvertiert die Sendedaten in Sendewellenformdaten, die geeignet sind, um über den G-Verbindungssender innerhalb der Schnittstellen-Karte 2100 an den Analog/Digitalumsetzer des Senders gesendet zu werden.
  • 76 ist ein Software-Blockdiagramm, das die allgemeinen Verarbeitungsschritte zeigt, die von jedem Digitalsignal-Verarbeitungschip innerhalb der Digitalsignal-Verarbeitungsarchitektur der Funkzugriffsstationen 2102, 2106 durchgeführt werden. Genauer werden Steuersignale von den TMS320C40-Digitalsignal-Verarbeitungschips 2102, 2106 erzeugt, während die Signalmodulation (z. B. Trellis-codiert, Reed-Solomon und QAM-, BPSK- oder M-äre-Modulation eingeschlossen) von den Digitalsignal-Verarbeitungschips 2104, 2106 durchgeführt wird.
  • Innerhalb der empfangenden LPA führen der 9124-Digitalsignal-Prozessor 2112 in Verbindung mit dem C40-Digitalsignal-Prozessor 2116 die Betriebe durch, die die schnelle Fourier-Transformierte betreffen. Der 9124-Digitalsignal-Prozessor 2114 in Verbindung mit dem C40-Digitalsignal-Prozessorchip 2119 führen die Verarbeitungsschritte durch, die das Code-Nullabgleichen und die adaptiven Entzerrungsaspekte der vorliegenden Erfindung betreffen. Auf ähnliche Weise führen innerhalb der Sende-LPA 2120 der C40-Digitalsignal-Verarbeitungschip 2124 zusammen mit dem 9124-Digitalsignal-Verarbeitungschip 2128 die Digitalsignal-Verarbeitungsschritte durch, die die invertierte schnelle Fourier-Transformierte (IFFT) betreffen, während die DSP-Chips 2122 und 2126 die Signalausbreitungsbetriebe durchführen, die verwendet werden, um in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung eine Modulation bereitzustellen.
  • Die 78a-78c sind detailliertere Blockdiagramme, die die Digitalarchitektur zeigen, die verwendet wird, um die Haupt-Digitalsignal-Verarbeitungs-C40-Chips auf der Schnittstellen-Karte 2100 der Fernstellen 187, 192 zu unterstützen. Mehrere Schnittstellen-Unterstützungsschaltungen werden benutzt, um die vom Digitalsignal-Verarbeitungschips 2102 empfangenen Daten vorzubreiten. Speziell dienen eine Empfange/Sende-Steuer- Schnittstellen-Schaltung, eine Ethernet-Schnittstellenschaltung, eine löschbare programmierbare Logikvorrichtung(EPLD)-Synchronisationsschaltung und ein universeller asynchroner Empfänger/Sender (UART) als Schnittstelle zwischen dem DSP-Chip 2102 und dem außerhalb von der Schnittstellen-Karte 2100 befindlichen Stromkreis. Zusätzlich kommunizieren ein programmierbarer Festwertspeicher(PROM)/Direktzugriffsspeicher (RAM), ein elektrisch löschbarer PROM, eine empfangene Signalstärkenzeiger (RSSI)-Eingangsschaltung und mehrere Lichtemissionsdioden(LEd)-Schaltungstreiber sämtlich über einen gemeinsamen Bus mit dem DSP-Chip 2102.
  • Der C40 DSP-Chip 2104 wird auch vonm Schnittstellen-Schaltung unterstützt. Genauer stellen eine dienstintegrierte Digitalnetz(ISDN)-Schnittstelle und eine T1-Schnittstelle eine Verbindung mit der ISDN- und T1-Ausstattung bereit, während ein unterstützender Viterbi-Codierer/Deccoder und auch ein PROM/RAM über einen gemeinsamen bidirektionalen Bus eine Digitalsignal-Verarbeitungsunterstützung für den DSP-Chip 2104 bereitstellen.
  • Zusätzlich zum Empfang von Signalen vom DSP-Chip 2104 und Dienstleistungs-FFT-Daten, kommuniziert der C40 DSP-Chip 2106 über einen bidirektionalen gemeinsamen Bus bidirektional mit einem PROM/RAM und einem Codec. Der Codec in Verbindung mit dem DSP 2106 steht direkt mit einem Dienstleistungs-Kopfsprechhörer in Verbindung.
  • Der G-Verbindungsempfänger stellt dem G-Verbindungssender sowie einer EPLD ein Taktsynchronisationssignal bereit. Zusätzlich überträgt die empfangende G-Verbindung RSSI-Daten an den RSSI-Eingang in Kommunikation mit dem C40 DSP-Chip 2102. Die EPLD, die das Synchronisationssignal von der empfangenden G-Verbindungsschaltung empfängt, stellt eine Empfangsadresse, ein Rahmensynchronisationssignal und eine Sendeadresse als Steuerausgaben bereit.
  • Während des Betriebs verwendet jeder DSP-Chip 2102, 2104, 2106 den lokalen PROM/RAM für das Speichern und Wiedergewinnen von Daten und für die Verwendung als eine Tabelle. Der C40 DSP-Chip 2102 empfängt die RSSI-Eingabedaten, um die automatische Verstärkungssteuerung (AGC) zu implementieren. D. h.: eine Anzeige der Signalintensität wird dem DSP-Chip 2102 über den RSSI-Eingang bereitgestellt, so dass die Fernstelle 187, 192 automatisch die Empfangsverstärkung so einstellen kann, dass das Signal mit dem passenden Pegel empfangen wird. Die Ethernet-Schnittstelle erlaubt der Fernstelle 187, 192, Daten aus einem lokalen Computer bzw. Operator herauszusenden. Die Empfange/Sende-Steuer-Schnittstellen-schaltung sendet Steuerbits an die Funkfrequenzelektronik der Fernstelle 187, 192, um die HF-Elektronik zu steuern. Die EPLD-Synchronisationsschaltung empfängt eine fehlergeschützte Bitgruppendetektorausgabe von der HF-Schaltung innerhalb des Empfängers der Fernstelle 187, 192, um die TDD-Synchronisation zu erreichen. Die UART-Schaltung sorgt für die Eingabe eines universellen globalen Positionierungssystems(GPS)-Zeittakts zur Verwendung durch die Fernstellen 187, 192. Schließlich erlaubt der elektrisch löschbare PROM den Funkzugriffsstationen 187, 192, die Information von Test zu Test als eine Art statistische Aufzeichnung zu speichern.
  • Die Betriebe des in den 78a-78c gezeigten anderen Unterstützungsstromkreises sind den Fachleuten auf dem Gebiet gut bekannt und brauchen für ein volles Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht detailliert beschrieben zu werden.
  • Die 77a-77d sind ein detaillierteres Blockdiagramm der LPA-Karten 2110, 2120 der Fernstationen 187, 192, das den Unterstützungsstromkreis zeigt, der verwendet wird, um den Betrieb der SHARP LH9124 DSP-Chips als auch der TMS320C40 DSP-Chips von Texas Instruments zu unterstützen. Es sollte verständlich sein, dass, obwohl die 77a-77d nur die empfangende LPA-Karte 2110 zeigen, die Architektur der LPA-Karte 2110 allgemein derjenigen der sendenden LPA-Karte 2120 gleicht, so dass sich im wesentlichen dieselbe Beschreibung für beide LPA-Karten anlegen läßt. Eingabedaten in Quadratform (z. B. 24 gleichphasige Bits und 24 Quadraturbits) werden über einen 48-Bit Eingabepuffer als Eingabe für einen Doppel-Puffer 2402 bereitgestellt. Ein erster Abschnitt des Doppel-Puffers 2402 wird über die Eingabeadresse und Steuerbits gesteuert, während ein zweiter Abschnitt des Doppel-Puffers 2402 über einen Adress- Generator 2404 gesteuert wird. Der Adress-Generator 2404 steht über einen Bus 2406 mit dem TMS320C40 DSP-Chip 2116 in Verbindung.
  • Der Doppel-Puffer 2402 steht über einen bidirektionalen Bus mit dem Sharp LH9124 Digitalsignal-Verarbeitungschip 2112 in Verbindung und führt die Daten als eine Eingabe einem FIFO-Puffer 2408 zu. Ein einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der FIFO einen 5K × 48-Bit Puffer. Der FIFO 2408 kommuniziert mit dem DSP-Chip 2112 und auch mit einem Doppel-Puffer 2410. Wie der Doppel-Puffer 2402 umfasst der Doppel-Puffer 2410 vorteilhafterweise ein Paar 32K × 48-Bit RAMs. Darüber hinaus steht der Doppel-Puffer 2410 unter der Steuerung des Adress-Generators 2412, der mit dem Puffer 2406 in Verbindung steht. Der Doppel-Puffer 2410 steht bidirektional über den Bus 2406 mit dem DSP-Chip 2116 in Verbindung.
  • Der Sharp DSP-Chip 2112 empfängt weiterhin eine Eingabe von einer Sinus/Kosinus-Tabelle 2914. Die Sinus/Kosinus-Tabelle 2414 empfängt eine Eingabe von einem Rechteck-zu-Polarwandler 2416, der in einer Ausführungsform einen Signalverarbeitungschip umfasst, der mit der Modellnummer PDSP16330 verkauft und von GEC Plessey erhältlich ist. Schließlich empfängt der DSP-Chip 2112 Folgedaten von einer Ablaufsteuerung 2418, die auch mit dem Bus 2406 in Verbindung steht. Die Ausgabe des Digitalsignal-Prozessorchip 2112 wird als Eingabe an einen Doppel-Puffer 2420 bereitgestellt, der dem Aufbau nach allgemein den Doppel-Puffern 2402 und 2410 gleicht. Ein erster Abschnitt des Doppel-Puffers 2420 steht unter der Steuerung eines Adress-Generators 2422, der über den Bus 2406 Signale vom DSP-Chip 2116 empfängt.
  • Die zweite Hälfte der LPA-Karte 2110 ähnelt in der Architektur allgemein der oben beschriebenen ersten Hälfte. Genauer werden Eingabedaten in Rechteckform (z. B. 24 gleichphasige Bits und 24 Quadraturbits) aus der ersten Hälfte des Puffers 2420 als Eingabe an eine zweite Hälfte des Doppel-Puffers 2420 eingegeben. Die zweite Hälfte des Doppel-Puffers 2420 wird über einen Adress-Generator 2424 gesteuert. Der Adress-Generator 2404 steht über einen Bus 2426 mit dem TMS 320C40 DSP-Chip 2118 in Verbindung.
  • Der Doppel-Puffer 2420 steht über einen bidirektionalen Bus mit dem Sharp LH9124 Digitalsignal-Verarbeitungschip 2114 in Verbindung und führt auch Daten als Eingabe an einen FIFO-Puffer 2428. In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der FIFO 2428 einen 5K × 48-Bit Puffer. Der FIFO 2428 steht mit dem DSP-Chip 2112 und auch mit einem Doppel-Puffer 2430 in Verbindung. Wie der Doppel-Puffer 2420 umfasst der Doppel-Puffer 2430 vorteilhafterweise ein Paar 32K × 48-Bit RAMs. Darüber hinaus steht der Doppel-Puffer 2430 unter der Steuerung des Adress-Generators 2432, der mit dem Puffer 2426 in Verbindung steht. Der Doppel-Puffer 2430 steht bidirektional über den Bus 2426 mit dem DSP-Chip 2118 in Verbindung.
  • Der Sharp DSP-Chip 2114 empfängt weiterhin eine Eingabe von einer Sinus/Kosinus-Tabelle 2434. Die Sinus/Kosinus-Tabelle 2434 empfängt eine Eingabe von einem Rechteck-zu-Polarwandler 2436, der in einer Ausführungsform einen Signalverarbeitungschip umfasst, der mit der Modellnummer PDSP16330 verkauft und von GEC Plessey erhältlich ist. Schließlich empfängt der DSP-Chip 2114 Folgedaten von einer Ablaufsteuerung 2438, die auch mit dem Bus 2426 in Verbindung steht. Die Ausgabe des Digitalsignal-Prozessorchips 2114 wird als Eingabe an einen Doppel-Puffer 2440 bereitgestellt, der vorteilhafterweise einen 32K × 48 RAM umfasst. Der Puffer 2440 steht unter der Steuerung eines Adress-Generators 2442, der über den Bus 2426 Signale vom DSP-Chip 2118 empfängt.
  • Die C40 DSP-Chips 2116 und 2118 empfangen jeweils über die UART-Schaltungen 2450, 2452 eine GPS-Taktung. Darüber hinaus steht jeder der DSP-Chips 2116, 2118 mit jeweiligen RAM-Chips 2454, 2456 in Verbindung, die vorteilhafterweise 128K × 32-Direktzugriffsspeicher umfassen.
  • Die DSP-Chips 2116, 2118 stehen jeweils über lokale Busse 2464, 2474 weiterhin jeweils mit RPROMs 2460, 2470 und jeweils RAMs 2462, 2472 in Verbindung. In einer vorteilhaften Ausführungsform umfassen die EPROMs 2460, 2470 einen 512K × 8 Speicher, während die RAMs 2462, 2472 einen 128K × 32 RAM umfassen. Ein Paar an internen Nachrichtentoren sorgen für eine Kommunikation zwischen den DSP-Schaltungen 2116, 2118, während zwei Paar an externen Eingabe/Ausgabe-Nachrichtentoren mit jedem DSP-Chips 2116, 2118 verbinden.
  • Während des Betriebs benutzen die DSP-Chips 2116, 2118 die jeweiligen Speicher 2460, 2462, 2470, 2472, um die Verarbeitung durchzuführen, die mit der schnellen Fourier-Transformierten und den Code-Spreizung- oder Code-Nullabgleich-Verarbeitungsbetrieben verknüpft sind. In der Zwischenzeit sammelt der Doppel-Puffer 2402 Eingabe-Symbole im Rechteck. Der Doppel-Puffer 2402 wird so bereitgestellt, dass die Daten aus dem vorherigen Paket verarbeitet werden können, während die Daten aus einem Paket gesammelt werden.
  • Wie aus den 77a-77d ersichtlich, werden zwei allgemein identische Verarbeitungsmotoren bereitgestellt, die vom Doppel-Puffer 2420 getrennt sind. In einer vorteilhaften Ausführungsform arbeitet jeder der 9124 Chips 2112, 2114 bei einer 40 MHz Probenrate und schließt sechs Vervielfacher ein, so dass die Daten allgemein in Echtzeit durchgeströmt werden.
  • Die "Konzeptbeleg-Ausführungsform" – Basisstation-Hardware
  • 73 ist ein Funktionsblockdiagramm, das die Hauptfunktionselemente der in 74 gezeigten Basisstation 110 zeigt. Wie in 73 gezeigt, schließt die Basisstation 110 eine Sende/Empfangsschaltung 400 ein, die bidirektional mit mehreren Antennen 120 in Verbindung steht. Befindet sich die Schaltung im Empfangsmodus, kommuniziert sie mit einem Abwärtswandler 405, während die Sende/Empfangsschaltung 400 im Sendemodus mit einem Aufwärtswandler 407 kommuniziert. Der Abwärtswandler 405 empfängt auch Eingaben aus einer Frequenzbezugsschaltung 409 und steltl einem Demodulator 410 Ausgaben zur Verfügung. Der Demodulator 410 führt einen automatischen Verstärkungssteuergrad zurück an den Abwärtswandler 405 und empfängt auch Eingaben aus einem Paket-Taktung-Generator 412. Der Paket-Taktung-Generator 412 empfängt Analog/Digitalumsetzer-Takteingaben aus der Frequenzbezugsschaltung 409.
  • Der Demodulator 410 stellt Eingaben an eine Strahlbildungs- und Code-Nullabgleich-Schaltung 412 bereit. Die Strahlbildungs- und Code-Nullabgleich-Schaltung 415 stehen mit einem mehrdimensionalen Trellis-Decoder 420 in Verbindung, die wiederum bidirektional mit einer Netz/Datenschnittstellen-Schaltung 425 in Verbindung steht.
  • Die Netz/Datenschnittstellen-Schaltung 425 stellt Ausgaben an das Nachrichten-Netz 160 und Eingaben davon bereit (s. 74). Darüber hinaus stellt die Netz/Datenschnittstellen-Schaltung 425 ein Ausgabesignal an den Paket-Taktung-Generator 412 bereit und steht auch bidirektional mit einer Basissteuerschaltung 430 in Verbindung. Die Basissteuerschaltung 430 empfängt Eingaben vom Demodulator 410, von der Strahlbildungs/Code-Nullabgleichsschaltung 415 und vom mehrdimensionalen Trellis-Decoder 420. Die Basissteuerschaltung 430 steht auch bidirektional mit einer Operatorstation (nicht gezeigt) innerhalb des Fernmeldenetzes 160 in Verbindung.
  • Die Netz/Datenschnittstellen-Schaltung 425 steht mit einem mehrdimensionalen Trellis-Codierer 435 in Verbindung. Der mehrdimensionale Trellis-Codierer 435 stellt eine Ausgabe an ein rückwirkendes Strahlbildungsnetz und eine SCMA-Schaltung 440 bereit. Das Netz 440 empfängt auch Eingaben aus der Strahlbildungs/Code-Nullabgleich-Schaltung 415 sowie der Basissteuerschaltung 430. Das rückwirkende Strahlbildungs- und SCMA-Netz 440 stellt eine Ausgabe an einen Modulator 445 bereit, der auch Eingaben aus dem Paket-Taktung-Generator 412 empfängt. Schließlich stellen der Modulator 445 zusammen mit der Frequenzbezugsschaltung 409 Eingaben an den Aufwärtswandler 407 bereit, der wiederum eine Ausgabe an die Sende/Empfangsschaltung 400 bereistellt, während er sich im Sendemodus befindet. Vom Aufwärtswandler bereitgestellte Signale werden mithilfe der Antennen 120 an die verschiedenen Breitband-Funkzugriffsstellen 192, 187 übertragen.
  • Der Betrieb einer Basisstation ähnelt allgemein dem Betrieb der Funkzugriffsstelle 187, 192. Genauer schaltet die Sende/Empfangsschaltung 400 die Antennenanordnung 120 in den Abwärtswandler 405. Der Abwärtswandler 405 nimmt das Signal an der Übertragungsfrequenz (s. z. B. etwa 2 Gigahertz) und übersetzt diese auf die passende Frequenz, um zu digitalisieren.
  • Der Multi-Sensor-DMT-SC-Demodulator 410 führt dann eine schnelle Fourier-Transformierte (FFT) durch und legt dem Strahlbildungs/Code-Nullabgleich-Netz 415 die einzelnen Frequenz-Kriterien vor. Wie kurz oben erörtert, legt das Code-Nullabgleich-Netz 415 Code-Nullabgleich- und Strahlbildung-Wichtungen an die Entspreizung-Codes an, um eine Interferenz infolge von Übertragungen, die nicht-rechtwinklige Spreizung-Codes habe, zu löschen. Das Code-Nullabgleich-Netz 415 nimmt auch das vom Multi-Sensor-DMT-SC-Demodulator 410 bereitgestellte demodulierte Signal von der Spreizung zurück und erzeugt Ausgabe-demodulierte Symbole.
  • Die demodulierten Symbole werden als eine Eingabe an den mehrdimensionalen Trellis-Decoder 420 bereitgestellt, um die Symbole in Übereinstimmung mit pragmatischen Viterbi-Decodierungsverfahren zu decodieren. Empfangsbits werden an der Ausgabe des mehrdimensionalen Trellis-Decoders 420 zur Verfügung gestellt. Die Empfangsbits gehen durch eine Digitaldaten-Schnittstelle 425, die in einer Ausführungsform als Datenschnittstelle für eine T3/SONET-Schnittstellenverbindung dient.
  • Auf der Sendeseite gehen zu übertragende Daten über die T3/SONET-Verbindung in die Digitaldaten-Schnittstelle 425 und gegen in den mehrdimensionalen Trellis-Codierer 435, um Trelliscodiert zu werden. Es wird natürlich klar sein, dass innerhalb des Codierers 435 andere Arten der Fehler-Codierung und Symbol-Codierung wie beispielsweise die Reed-Solomon-Fehler-Codierung und QAM- oder BPSK-Symbol-Codierung durchgeführt werden. Die codierten Symbole dringen in die Strahlbildungs/Code-Spreizung-Schaltung 440, worin der Spreizung-Code zusammen mit den passenden Strahlbildungs- und Null-Steuerungscodewichtungen an die Eingabe-Symbole angelegt wird. Die Spreizung-Symbole werden, wie innerhalb des Blocks 445 dargestellt, DMT-SC-moduliert, und das entstandene Signal über den Aufwärtswandler 407 in das Hochfrequenzband übersetzt. Die Sende/Empfangsschaltung 400 wird dann geschaltet, um den Aufwärtswandler 407 mit der Antennenanordnung 120 zu verbinden, so dass das modulierte und codierte Datensignal über die Antenne 120 übertragen wird.
  • Für die Synchronisation der Basisstationen 110 werden alle Basisstationen 110 auf die GPS-Zeit aufsynchronisiert. Auf diese Weise haben alle Basisstationen 110, ganz gleich, wie groß das Nachrichten-Netz 100 wird, immer die richtige TDD-Synchronisation. Solchermaßen beginnen die Basisstationen 110 immer zum selben Zeitpunkt mit der Übertragung und Empfangen zum selben Zeitpunkt. Am Paket-Taktung-Generator 409 wird der Frequenzbezug GPS-hergeleitet, und dieser wird verwendet, um die T/R-Schaltung zu steuern. Dies ist besonders vorteilhaft, da die Taktung nicht von den Wellenformen hergeleitet werden muss, die von mehreren Fernstellen übertragen werden. Da die Fernstellen 187, 192 ihre Synchronisationstaktung von den Basisstationen 110 herleiten, werden die Fernstellen auf die GPS-Zeit synchronisiert.
  • Der Paket-Taktung-Generator 412 empfängt ein Taktsignal vom Taktungsgenerator 409, so dass der Paket-Taktung-Generator 412 torgesteuerte Sende- und Empfangssignale jeweils an den Modulator 445 und Demodulator 410 überführen können.
  • In einer alternativen Ausführungsform wäre es möglich, einen über die Netzschnittstelle 425 vom Netz bereitgestellten universellen Taktungsmechanismus für alle Basisstationen 110 und Fernstationen 187, 192 zu errichten. In einer solchen Ausführungsform könnte eine besonders definierte ATM-Adaptionsschicht verwendet werden, um der Schnittstelle 425 einen Takt bereitzustellen. Eine Verwaltungsinformation und Verbindungsleistung-Steuerinformation könnten ebenfalls über die T3- oder SONET-Verbindung zugeführt werden. Diese Information könnte dem Basisstation-Controller 430 zur Verfügung gestellt werden, der die richtigen Signale mittels des drahtlosen Signalisierungsnetz für die Verbindungs-Errichtung und die Durchführung weiterer Verwaltungsfunktionen aus den Fernstellen 187, 192 heraussenden wird.
  • Es sollte angemerkt werden, dass der Abwärtswandler 405 und der Aufwärtswandler 407 eine eigene HF-Elektronik enthalten, die leichte Mängel einschließen, so dass sie nicht perfekt übereinstimmen können. Aus diesem Grund wird mittels Verwendung zusätzlicher Kompensationswichtungen eine Sende/Empfangskompen sation durchgeführt. Der Zweck dieser Kompensation ist es, Unterschiede in der von der Sende- und Empfangs-HF-Elektronik in die Signale eingeführten Phase und Amplitude zu kompensieren. Durch die Anlegung der Kompensationswichtungen wird auf der Sendeseite dasselbe Strahlmuster angelegt wie auf der Empfangsseite.
  • Die 79a-79d sind ein schematisches Blockdiagramm, das den Gesamt-Digitalsignal-Verarbeitungsarchitekturumriß innerhalb der Basisstationen 110 zeigt. Die Basisstation 110 ist in einem Funkfrequenz-Gehäuseabschnitt 2500 und einem digitalen Gehäuseabschnitt 2510 verteilt. Die Mehrelement-Antennenanordnung 120, die um der Darstellung willen in den 79a-79d als vier Antennen umfassend gezeigt wird, verbindet mit entsprechenden Sende/Empfangsmoduln 2512. Jeder Sende/Empfangsmodul 2512 schließt die Sende/Empfangsschaltung 400, sowie einen Empfänger, einen Sender und einen Verstärker ein. Es sollte angemerkt werden, dass in Übereinstimmung mit einem vorteilhaften Aspekt der vorliegenden Erfindung jedes Antennenelement mit einem eigenen Verstärker bereitgestellt wird. Durch die Verwendung dieser verteilten Verstärkeranordnung anstelle eines großen Verstärkers zum Betreiben der gesamten Antennenanordnung wird Energie gespart. Zusätzlich fällt im Falle des Verstärkerausfalls nur eines der mehreren Antennenelemente und nicht die gesamte Antennenanordnung aus. Solchermaßen sorgt die vorliegende Erfindung im Falle eines Verstärkerausfalls für eine elegante Verschlechterung.
  • Ein Analog/Digital-Umzetzer/Digital/Analog-Umsetzer-Paar 2515 stellt eine Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzung der empfangenen und gesendeten Signale bereit. Die digitalisierten empfangenen Signale treten in das digitale Gehäuse 2510, während die digitalen Sendesignale als eine Ausgabe des digitalen Gehäuses 2510 bereitgestellt werden.
  • Das digitale Gehäuse 2510 schließt eine G-Verbindung-Schnittstellen-Schaltung ein, die über mehrere 32-Bit Busse Ausgaben an mehrere Empfänger-LPAs 2520 bereitstellt. Die LPAs 2520 führen parallel die FFTs und Kanalauswertungen durch (z. B. eine der LPAs führt die Signalverarbeitung an jedem der geraden Symbole durch, während die andere äquivalente Signalverarbeitung-Schritte an den ungeraden Empfangssymbolen durchführt). Die LPAs 2520 stellen die verarbeiteten Signale den LPAs 2530 zur Verfügung, die im Aufbau allgemein den LPAs 2520 und den LPAs 2110 und 2120 gleichen. Die LPAs 2530 führen die QR-Zersetzung durch und geben die zersetzten Signale an die LPA-Karten 2540 aus.
  • Die LPA-Karten 2540 führen Matrixbetriebe durch, die in den Null-Steuerungs- und Code-Nullabgleich-Verfahren enthalten sind. Die rückwirkenden Wichtungen, die innerhalb der LPA-Karten 2540 berechnet werden, werden als Eingaben an die LPA-Karten 2550 zur Verwendung während der Datenausbreitung, Strahlbildung und der Erzeugung der IFFTs im Senderweg bereitgestellt.
  • Eine zusätzliche LPA-Karte 2560 wird als Digitalsignal-Verarbeitungsmotor für die Sender/Empfängerkalibrierung (d. h. T/R-Kompensation) bereitgestellt. Die T/R-Kalibrations-LPA-Karte 2560 steht über eine G-Verbindungsschnittstelle, einen Analog/Digital/Digital/Analog-Umsetzer und einen Sende/Empfangskalibrationsmodul 2570 mit einer Sondenantenne 2565 in Verbindung. Der Sende/Empfangskalibrationsmodul 2570 schließt einen Empfänger, einen Sender, einen sendenen Verstärker und eine Sende/Empfangsschaltung ein. Wie kurz oben beschrieben, liegt der Zweck der Sondenantenne im Verzerrungsausgleich infolge der Sender- und Empfängerwege durch die Basisstation 110. Das bedeutet, dass die Sende/Empfangsmoduln 2512 eine gewisse Verzerrungsgröße und Phasenverzögerung in das übertragene und empfangene Signal einführen, so dass es nötig wird, diese Verzerrungen zu kompensieren, damit eine genaue Erzeugung der Sende- und Empfangssignale bereitgestellt wird. Der Sondenantennenweg wirkt wie eine Fernstelle, so dass, wenn die Basisstation 110 von der Antennenanordnung 120 sendet, diese Information an der Sonde 2565 empfangen wird. Wenn umgekehrt die Sondenantenne 2565 sendet, empfängt die Antennenanordnung 120 der Basisstation 110 das von der Sondenantenne 2565 übertragene bekannte Signal. Durch die innerhalb der Sende/Empfangskalibrations-LPA-Karte 2560 durchgeführte Signalverarbeitung kann die Differentialamplitude und -phase quer durch die Phasensender- und Phasenempfängerwege bestimmt werden. Solchermaßen kann die Basisstation 110 diese Verzerrungen mithilfe der von der Sondenantenne 2565 übertragenen und empfangenen Signale ausgleichen.
  • Eine Antenne eines globalen Positionierungssysts 2580 empfängt die GPS-Taktung, um für jeden lokalen Oszillator innerhalb der Basisstation 110 einen Bezugstakt bereitzustellen. Dies gewährleistet, dass im gesamten drahtlosen Nachrichtensystem 100 die genaue Synchronisation erhalten werden kann.
  • Die 6 und 7 zeigen alternative Ausführungsformen der Richtantennenreihen 120, die im System der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Eine erste Ausführungsform der Basisstation-Antennenimplementierung ist allgemein als 120a gekennzeichnet. Die Antenne 120a ist ein kreisförmiger Richtkorrektur-Schlitzstrahler, der eine Schutz-RADOME 505, die von RADIX Technologies, Inc. of Mountain View, Kalifornien, erhältlich ist, ein allgemein zylindrisches Gehäuse 507 und einen Stützmast 510 einschließt. Mehrere senkrechte Mehrelement-Richtkorrekturreihen 515 werden in 6 im Schnitt gezeigt. Jede Richtkorrekturreihe 515 ist in der Lage, Funkfrequenzsignale direktional auszusenden, um Strahlbildungsfähigkeiten bereitzustellen, die für die richtige Implementierung der vorliegenden Erfindung erforderlich sind. In einer Ausführungsform ist die Höhe des zylindrischen Abschnitts 507 etwa 18'', während der Durchmesser des RADOME 505 etwa 5-16'' ist.
  • In einer vorteilhaften Ausführungsform schließt die Antenne 120a einen senkrechten Stapel von 4 Mikrostrip-Richtkorrekturantennen ein. Vier dieser Stapel werden jeweils ausgerichtet, um vier Quadranten von 90° abzudecken. Solchermaßen werden insgesamt 16 übereinandergelagerte Stapel an konisch erweiterten Mikrostrip-Nutantennen (worin jeder senkrechte Stapel acht Nuten umfasst) an der Basisantenne 120a eingeschlossen. Sowohl für die Fernstellen- als auch Basisantennen ist der bevorzugte Sensorelementabstand eine halbe Wellenlänge.
  • 7 zeigt eine zweite Implementierung der Basisstation- Antenne der vorliegenden Erfindung, die allgemein als 120b gekennzeichnet ist. Die Antenne 120b schließt einen RADOME 520, einen allgemein zylindrischen Abschnitt 525 und einen Stützmast 530 ein. Der Radome 520 hat einen Durchmesser von eta 18-24'', während der zylindrische Abschnitt 525 etwa 14'' hoch ist. Wie im Schnitt gezeigt, schließt die Antenne 120b einen konisch erweiterten kreisförmigen Hornaufbau 535 und auch mehrere Monopol-Übertragungselemente 540 ein. Die Monopolelemente 540 können für Strahlbildungszwecke wie beispielsweise denen, die für den optimalen Betrieb der vorliegenden Erfindung nötig sind, verwendet werden.
  • 80 ist ein Transceiver-Blockdiagramm, das die Hauptstrukturelemente des in 72 gezeigten Abwärtswandlers 305 zeigt. Wie in 80 gezeigt, verbinden die Antenne 190 und die Sende/Empfangsschaltung 300 mit Bandpassfiltern 702, 704, die wiederum jeweils mit einem Verstärker 706, 708 verbinden. Der Weg durch den Filter 702 und den Verstärker 706 bildet den Empfangsweg, der Teil des Abwärtswandlers 305 ist, während der Weg, der durch den Verstärker 708 und den Bandpassfilter 704 geht, den Teil des Übertragungswegs bildet, der ein Teil der Aufwärtswandlerschaltung 307 ist. Die Ausgabe des Verstärkers 706 und des Verstärkers 708 verbindet mit einer Schaltung 710. Die Schaltung 710 wird verwendet, um jeweils zwischen den mit dem Abwärts- und Aufwärtswandler 305, 307 verknüpften Sende- und Empfangswegen zu schalten.
  • Obwohl der Aufwärtswandler 307 und der Abwärtswandler 305 in 72 als der Funktion nach verschiedene Blöcke dargestellt werden, wird der gewöhnliche Fachmann auf dem Gebiet würdigen, dass dieselben Strukturelemente verwendet werden können, um sowohl die Funktionen des Aufwärtswandlers als auch Abwärtswandlers in einer Architektur durchzuführen, die innerhalb des Sender- und Empfängerwegs Verstärker und Oberflächenwellenfilter verwendet. Die Schaltung 710 verbindet mit einem Bandpassfilter 712. In einer vorteilhaften Ausführungsform hat der Bandpassfilter 712 eine Bandpassfrequenz zwischen 1.865 MHz und 1.950 MHz. Der Bandpassfilter 712 verbindet mit einem Vervielfacher 715, der eine Eingabe aus einem ersten lokalen Oszillator empfängt, der eine Schwingung-Frequenz von 1667,5 MHz hat. Der Vervielfacher 715 verbindet mit einer digitalen Abschwächer-Schaltung 720, die eine Verstärkungssteuereingabe vom Demodulator 310 empfängt (s. 72). Die digitale Abschwächer-Schaltung 720 verbindet, über eine Schaltschaltung 722 mit einem Verstärker 724. Die Schaltschaltung 722 erlaubt, dass der Verstärker 724 sowohl im Sender- als auch Empfängerweg bidirektional verwendet wird. D. h.: wenn in einer Richtung geschaltet, verbindet der Ausgang des Verstärkers 724 mit der digitalen Abschwächer-Schaltung 720, während der Eingang des Verstärkers 724 mit der digitalen Abschwächer-Schaltung 720 verbindet, wenn in einem zweiten Modus geschaltet wird. Durch die Verwendung desselben Verstärkers (d. h. Verstärker 724) in beiden Wegen – Sender und Empfänger – werden in beiden Wegen dieselben Verstärkermerkmale beobachtet, so dass die Übertragungs- und Empfangskompensation stark vereinfacht wird. Das Schaltnetz 722 verbindet weiterhin mit einer Summierschaltung 725.
  • Wenn in einem Empfangsmodus arbeitend, wirkt die Summierschaltung 725 als Signal-Splitter, wenn im Sendemodus, wirkt die Summierschaltung 725, um linear ein Paar an Eingabesignalen hinzuzufügen. Die Summierschaltung 725 verbindet mit parallelen Verstärkungs- und Filterungswegen, die entsprechende Elemente haben. Genauer umfasst eine Eingabe an die Summierschaltung 725 einen Oberflächenwellen-Bandpassfilter 730, der eine Mittelfrequenz von 270 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz hat. Ein entsprechender Oberflächenwellen-Bandpassfilter 732 hat eine Mittelfrequenz von 200 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz. Die Bandpassfilter 730, 732 verbinden jeweils über Schaltnetze 734, 736 mit Verstärkern 738, 740. Wiederum gewährleisten die Schaltnetze 734, 736, dass die identischen Verstärkermerkmale sowohl im Sende- als auch Empfangsweg beobachtet werden. Die Verstärker 738, 740 stellen vorteilhafterweise einen Verstärkungsfaktor bereit. Die Schaltschaltungen 734, 736 verbinden mit entsprechenden Oberflächenwellen-Bandpassfiltern 742, 744. Der Bandpassfilter 742 hat eine Mittelfrequenz von etwa 280 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz, während der Bandpassfilter 744 eine Mittelfrequenz von 200 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz hat. Die Bandpassfilter 742, 744 verbinden jeweils über Schaltnetze 746, 748 mit entsprechenden Verstärkern 750, 752. Die Verstärker 750, 752 stellen vorteilhafterweise einen Verstärkungsfaktor bereit. Die Schaltnetze 746, 748 verbinden mit jeweiligen Vervielfachern 754, 756. Der Vervielfacher 754 empfängt ein lokales Oszillator-Eingabesignal, das bei 281,25 MHz schwingt, während der Vervielfacher 756 ein lokales Oszillatoreingabesignal empfängt, das bei etwa 201,25 MHz schwingt.
  • Die Vervielfacher 754, 756 verbinden mit entsprechenden Tiefpassfiltern 758, 760, die wiederum jeweils mit Schaltungen 762, 764 verbinden. Die Schaltung 762 empfängt ein Eingabesignal von einem Verstärker 766 und stellt einem Verstärker 768 ein Ausgabesignal bereit, während die Schaltung 764 ein Eingabesignal von einem Verstärker 770 empfängt und ein Ausgabesignal für einen Verstärker 772 bereitstellt. Die Verstärker 766 bis 772 haben vorteilhafterweise einen Verstärkungsfaktor. Die Verstärker 766, 770 bilden einen Teil des Übertragungswegs und gehören daher richtig zum Aufwärtswandler 307, während die Verstärker 768, 772 zum Empfangsweg gehören und daher richtig zum Abwärtswandler 305 aus 72 gehören. Die Verstärker 766, 770 verbinden jeweils mit Digital/Analog-Umsetzern 774, 778. Die Digital/Analog-Umsetzer 774, 778 umfassen auch einen Abschnitt des Aufwärtswandlers 307 und empfangen einen Digital/Analog-Taktpuls von der Synchronisationsschaltung 312. Die Verstärker 768, 772 verbinden mit den Analog/Digitalumsetzern 776, 780 und umfassen ebenfalls einen Abschnitt des Abwärtswandlers 305, der Analog/Digitalumsetzer-Takteingaben umfasst, und empfangen Analog/Digitalumsetzer-Takteingaben von der Synchronisationsschaltung 312 (s. 72).
  • Die Eingaben an die Digital/Analog-Umsetzer 774, 778 werden von der Modulationsschaltung 345 empfangen, während die Ausgaben der Analog/Digitalwandler 776, 780 als Eingaben an die Demodulationsschaltung 310 bereitgestellt werden.
  • Der Betrieb der in 80 gezeigten Auf/Abwärtswandler-Schaltung wird zuerst mit Bezug auf den empfangenden Weg beschrieben und als nächstes mit Bezug auf den Übertragungsweg beschrieben. Innerhalb des empfangenden Modus werden von der Antenne 120 aufgefangene Signale an die Schaltung 300 übertragen und durch den Bandpassfilter 702 geführt, um irgendwelche Signale zu abzuschwächen, die nicht innerhalb des interessierenden Frequenzbands liegen (d. h. Frequenzen zwischen 1.865 MHz und 1.950 MHz). Die gefilterten Signale werden von einem Verstärkungsfaktor innerhalb des Verstärkers 706 verstärkt. Die Ausgabe des Verstärkers 706 wird als Eingabe der Schaltung 710 bereitgestellt, die erlaubt, dass das verstärkte Signal durch den Bandpassfilter 712 geführt wird, der weiterhin irgendwelche unerwünschten Signale außerhalb vom bestimmten Bandpassbereich herausfiltert.
  • Signale, die durch den Filter 712 dringen dürfen, werden mit der lokalen Oszillatorfrequenz bei 1.667,5 MHz im Vervielfacher 715 multipliziert. Solchermaßen wirkt der Vervielfacher 715 als synchroner Detektor, der verwendet werden kann, um eine erste Abwärtsumwandlung des Signals vom etwa 2 GHz Bereich herunter auf den 200 bis 300 MHz Bereich zu bewirken. Dieses heruntergewandelte Signal wird mithilfe der digitalen Abschwächer-Schaltung 720 abgeschwächt und mithilfe des Verstärkers 724 mit einem Verstärkungsfaktor verstärkt. Das heruntergewandelte Signal wird dann innerhalb des Signal-Splitters 725 aufgeteilt, so dass ein Abschnitt des Signals in den Oberflächenwellen-Bandpassfilter 730 geht, während ein identischer Abschnitt des Signals in den Oberflächenwellen-Bandpassfilter 732 dringt.
  • Der Abschnitt des Signals, der in den Bandpassfilter 730 dringt, wird gefiltert, um Signale außerhalb des Frequenzbereichs von 279,25 MHz und 280,75 MHz abzuschwächen. Dieses gefilterte Signal wird dann über den Verstärker 738 um einen Faktor verstärkt und dann wiederum durch den Filter 742 gefiltert, der allgemein dieselben Merkmale hat wie der Filter 730. Wieder einmal wird das gefilterte Signal mittels des Verstärkers 750 um einen Verstärkungsfaktor verstärkt und dieses Signal an den Vervielfacher 754 eingegeben. Der Vervielfacher 754 wirkt als synchroner Detektor, der die Signalausgabe durch den Verstärker 750 allgemein auf ein Basisband-Signal umwandelt, indem das Oszillatorsignal bei. 281,25 MHz multipliziert wird. Das Basisband-Signal wird dann durch den Tiefpassfilter 758 geführt und von dort über die Schaltung 762 als Eingabe an den Verstärker 768 geführt. Der Verstärker 768 verstärkt das Basisband-Signal um einen Faktor, und dieses Signal wird dann mithilfe des Analog/Digitalumsetzers 776 in Digitaldaten umgewandelt.
  • Der zweite Abschnitt der Signalausgabe durch den Splitter 725 folgt einem allgemein ähnlichen Weg wie dem vom ersten Abschnitt der Signalausgabe durch den Splitter 725, wenn man davon absieht, dass der zweite Abschnitt des Signals gefiltert wird, um Bandbreiten zwischen 199,25 MHz und 200,75 MHz zu durchlaufen. Darüber hinaus wird dieser Abschnitt des Signals mithilfe eines lokalen Oszillatorsignals bei 201,25 MHz synchron innerhalb des Vervielfachers 756 erfasst. Auf diese Weise werden von der Antenne 120 empfangene Signale asynchron erfasst, auf das Basisbandniveau heruntergewandelt und digitalisiert, um eine Digitalinformation bereitzustellen, die vom Demodulator 310 demoduliert wird.
  • Der Übertragungsweg für die Signale, die von der Breitband-Basisstation 110 übertragen werden, ist allgemein derselbe durch den Aufwärtswandler wie durch den Abwärtswandler, wenn man davon absieht, dass die Reihenfolge der Signalverarbeitung-Schritte umgekehrt wird. Spezifisch dienen Digitalsignale als Eingaben an den Digital/Analog-Umsetzer 774, 778, um Analogsignale zu erzeugen, die jeweils von den Verstärkern 766 und 770 verstärkt werden. Die verstärkten Analogsignale gehen durch die Schaltschaltungen 762, 764 und werden von jeweiligen Tiefpassfiltern 758, 760 gefiltert. Am ersten Weg wird das Analogsignal mit dem lokalen Oszillatorsignal bei 281,25 MHz durch die Modulation (d. h. Multiplikation) aufwärtsgewandelt, während das zweite Signal mit einem Oszillator bei 201,25 MHz durch die Modulation aufwärtsgewandelt wird. Das erste modulierte Signal wird dann mithilfe der Verstärker 750, 738 verstärkt und mithilfe der Filter 744, 732 gefiltert, um ein gut bestimmtes Signal innerhalb des Frequenzbereichs von 199,25 MHz und 200,75 MHz bereitzustellen. Die beiden Signale, die von den Bandpassfiltern 730 und 732 ausgegeben werden, werden als Eingaben an die Summierschaltung 725 bereitgestellt. Die Summierschaltung 725 fügt linear zwei Eingabesignale hinzu, und diese Signale werden durch den Verstärker 724 verstärkt. Die digitale Abschwächer-Schaltung 720 schwächt dann das verstärkte Ausgabesignal ab, und der Vervielfacher 715 aufwärts-konvertiert dieses Signal durch die Multiplikation mit der Oszillatorfrequenz bei 1.667,5 MHz. Auf diese Weise werden die ursprünglichen Eingabesignale, die die Kommunikationsinformation enthalten, auf den Übertragungsfrequenzbereich aufwärts gewandelt. Das zu übertragende Signal wird dann innerhalb des Filters 712 zwischen 1.865 und 1.950 MHz gefiltert, und die Signale im Verstärker 708 verstärkt, nachdem sie durch die Schaltung 710 gehen. Das verstärkte Übertragungssignal wird weiterhin innerhalb des Bandpassfilters 704 gefiltert, und dieses gefilterte und verstärkte Signal wird über die Sende/Empfangsschaltung 300 als Ausgabe für die Antenne 120 bereitgestellt.
  • 80a ist ein schematisches Blockdiagramm, das die internen Hauptfunktionselemente der Synchronisationsschaltung 312 zeigt. Wie in 80a gezeigt, schließt die Synchronisationsschaltung 312 einen Frequenzcontroller 785 ein, der mit einem 40 MHz Bezugsoszillator 787 verbindet, der eine 2-Bit Eingabe von einem Datentakt hat (nicht gezeigt). Der 40 MHz Bezugsoszillator 787 gibt ein Signal an einen Teile-um-acht-Binärzähler 789 aus, der wiederum die Ausgabesignalbezüge für die lokalen Oszillatoren 791, 793 und 795 zuführt. Der lokale Oszillator 791 stellt die Schwingung-Frequenz bei 1.667,5 MHz bereit, während die Oszillatoren 793, 795 die Schwingung-Frequenzen jeweils bei 281,25 MHz und 201,25 MHz bereitstellen. Schließlich stellt der Teile-um-acht-Binärzähler 789 weiterhin einen Takteingabepuls für jeden der Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzer 774 bis 780 bereit.
  • 81 zeigt ein schematisches Blockdiagramm der Hauptelemente des Abwärtswandlers 405 innerhalb der in 73 dargestellten Basisstation 110. Genauer verbindet die Antenne 120 über die Sende/Empfangsschaltung 400 mit einem Bandpassfilter 802, während sich die Schaltung 400 im Empfangsmodus befindet. Der Filter 802 führt Frequenzen über 1.865 MHz und unter 1.950 MHz. Der Filter 802 verbindet mit dem Eingang eines Verstärkers 804, der wiederum mit einem zweiten Bandpassfilter 806 verbindet, der allgemein dieselben Merkmale wie der Filter 802 hat. Der Filter 806 stellt einem Vervielfacher 809 eine Eingabe bereit, der bei einer Schwingung-Frequenz von 1.667,5 MHz auch Eingaben von einem lokalen Oszillator empfängt (in 81 nicht gezeigt). Die Ausgabe des Vervielfachers 809 verbindet mit einem digitalen Abschwächer 811, der eine Verstärkungssteuereingabegebühr als Demodulator-Schaltung 410 empfängt (s. 73). Die Ausgabe des digitalen Abschwächers 811 dient als Eingabe an einen Verstärker 813, der einen Verstärkungsfaktor hat.
  • Die verstärkte Signalausgabe vom Verstärker 813 dringt in einen Signal-Splitter 815, der das Signal beispielsweise in sechs allgemein identische Abschnitte teilt. Jede der sechs Signalausgaben vom Splitter 815 wird allgemein auf dieselbe Weise gefiltert, verstärkt, heruntergewandelt und digitalisiert.
  • Das erste Signal geht in einen Bandpassfilter 817, der eine Mittelfrequenz von 281,5 MHz mit einer Bandbreite von 1,5 MHz hat. Die Ausgabe des Bandpassfilters 817 dient als Eingabe an einen Verstärker 819, der einen Verstärkungsfaktor hat. Die Ausgabe des Verstärkers 819 dient als Eingabe an einen Bandpassfilter 821, der allgemein dieselben Merkmale wie ein Bandpassfilter 817 hat. Die Ausgabe des Bandpassfilters 821 verbindet mit einem Verstärker 823, der einen Verstärkungsfaktor hat, während die Ausgabe des Verstärkers 823 als Eingabe an einen Vervielfacher 825 dient. Der Vervielfacher 825 empfängt bei 282,5 MHz auch eine lokale Oszillatoreingabe, um als eine synchrone Erfassungsschaltung zu wirken, deren Ausgang mit einem Tiefpassfilter 827 verbunden ist. Die Ausgabe des Tiefpassfilters 827 dient als Eingabe an einen Verstärker 829, während die Ausgabe des Verstärkers 829 als Eingabe an einen Analog/Digitalumsetzer 831 dient. Der Analog/Digitalumsetzer 831 empfängt weiterhin eine Takteingabe von 10 MHz von der Frequenzbezugsschaltung 409 (s. 73). Die Ausgabe des Analog/Digitalumsetzers 831 dient als Eingabe an die Demodulator-Schaltung 410 in 73.
  • Der zweite Abschnitt der Signalausgabe aus dem Signal-Splitter 815 wird an einen Oberflächenwellen-Bandpassfilter 833 eingegeben, der eine Mittelpassfrequenz von 280 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz aufweist. Der Bandpassfilter 833 verbindet mit dem Eingang eines Verstärkers 835, der wiederum ein Signal an einen Bandpassfilter 837 ausgibt, der im wesentlichen dieselben Merkmale wie der Bandpassfilter 833 hat. Die Ausgabe des Filters 837 dient als Eingabe an einen Verstärker 839, der einen Verstärkungsfaktor 833 hat. Die Ausgang des Verstärkers 839 verbindet als eine Eingabe mit einer Vervielfacher-Schaltung 841, die bei 282,5 MHz auch ein lokales Oszillatorsignal empfängt. Die Ausgabe der Vervielfacher-Schaltung 841 dient als Eingabe an einen Tiefpassfilter 843, der wiederum mit dem Eingang eines Verstärkers 845 verbindet, der einen Verstärkungsfaktor hat. Die Ausgabe des Verstärkers 845 verbindet mit einem Analog/Digitalumsetzer 847, der einen Analog/Digitaltakt von 10 MHz betreibt. Der 10 MHz Takt wird von der Frequenzbezugsschaltung 409 der 73 empfangen. Die Ausgabe des Analog/Digitalumsetzers 847 dient als Eingabe an die Demodulationsschaltung 410 (s. 73).
  • Der dritte Abschnitt der Signalausgabe durch den Signal-Splitter 815 dringt in einen Bandpassfilter 849, der eine Mittelpassfrequenz von 278,5 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz hat. Die Ausgabe des Bandpassfilters 849 tritt in die Eingabe eines Verstärkers 851, der einen Verstärkungsfaktor hat, während der Ausgang des Verstärkers 851 mit dem Eingang eines Bandpassfilters 853 verbindet, der allgemein dieselben Bandpassmerkmale wie der Filter 849 hat. Der Ausgang des Filters 853 verbindet mit dem Eingang eines Verstärkers 855, der wiederum mit einem Vervielfacher 857 verbindet, der über einen Tiefpassfilter 859 und einen Verstärker 861 mit einem Analog/Digitalumsetzer verbindet. Der Verstärker 855, der Vervielfacher 857, der Tiefpassfilter 859, der Verstärker 861 und der Analog/Digitalumsetzer 863 sind allgemein identisch mit den entsprechenden Elementen 823, 825, 827, 829 und 831 und funktionieren allgemein auf dieselbe Weise.
  • Der vierte Abschnitt der Signalausgabe vom Signal-Splitter 815 tritt in einen Bandpassfilter 865, der eine Mittelbandpassfrequenz von 201,5 MHz und eine Bandbreite von 1,5 MHz hat. Die Ausgabe des Bandpassfilters 865 dient als Eingabe an einen Verstärker 866, der eine Ausgabe hat, die mit einem Bandpassfilter 867 verbunden ist, die allgemein identische Filterungsmerkmale wie der Bandpassfilter 865 hat. Der Ausgang des Bandpassfilters 867 verbindet mit dem Eingang eines Verstärkers 868, der einen Verstärkungsfaktor hat. Der Ausgang des Verstärkers 868 verbindet mit einem Vervielfacher 869, der ebenfalls eine lokale Oszillatorfrequenz von 202,5 MHz empfängt. Solchermaßen wirkt der Vervielfacher 869 als ein synchroner Detektor, der ein abwärtsgewandeltes Basisband-Signal an einen Tiefpassfilter 870 ausgibt. Der Tiefpassfilter 870 stellte einem Verstärker 871 eine Eingabe bereit, der einen Verstärkungsfaktor hat, und die Ausgabe des Verstärkers dient als Eingabe an einen Analog/Digitalumsetzer 872, der einen 10 MHz Analog/Digitalumsetzertakt von der Frequenzbezugsschaltung 409 empfängt. Die Ausgabe des Analog/Digitalumsetzers 872 dient als Eingabe an die Demodulationsschaltung 410 (S. 73).
  • Der fünfte und der sechste Abschnitt der vom Signal-Splitter 815 ausgegebenen Signale werden jeweils über Bandpassfilter 873, 881, Verstärker 874, 882, Bandpassfilter 875, 883, Verstärker 876, 884, Vervielfacher 877, 885, Tiefpassfilter 878, 886 und Verstärker 879, 887 als Eingaben für die Analog/Digitalumsetzer 880, 888 bereitgestellt. Jedes der Schaltelemente zwischen dem Splitter 815 und den Analog/Digitalumsetzern 880, 888 ist allgemein mit seinem entsprechenden Element zwischen dem Signal-Splitter 815 und dem Analog/Digitalumsetzer 872 identisch, wenn man davon absieht, dass die Bandpassfilter 873 und 875, die eine Mittelfrequenz von 200 MHz und die Bandpassfilter 881, 883, die eine Mittelpassfrequenz von 198,5 MHz haben.
  • Der Betrieb des Abwärtswandlerabschnitts der Basisstation gleicht allgemein dem des Abwärtswandlerabschnitts der Breitband-Basisstation 110. Genauer werden Signale, die von der Antenne 120 empfangen und von der Schaltung 400 auf den empfangenden Weg geschaltet werden, mithilfe der Filter 802, 806 gefiltert und mithilfe des Verstärkers 804 verstärkt. Danach wird das Signal durch die synchrone Erfassung innerhalb des Vervielfachers 809 auf ein tieferes Frequenzband herunter gewandelt. Nach dem ersten Abwärtswandlungsschritt wird das Signal mithilfe des Abschwächers 811 abgeschwächt und dann mithilfe des Verstärkers 813 verstärkt. Das Signal wird dann in mehrere identische Signale aufgeteilt, die jeweils einem anderen Erfassungsweg folgen. Jeder Erfassungsweg ist allgemein identisch, wenn man davon absieht, dass jeder Weg das erfasste Signal in einen anderen Basisband-Frequenzbereich herunter wandelt. Solchermaßen wird z. B. der erste Abschnitt des aufgeteilten Signals durch die Bandpassfilter 817, 821 um eine Mittelfrequenz von 281,5 MHz herum gefiltert und durch die Verstärker 819, 823 verstärkt. Das gefilterte Signal wird dann vom Vervielfacher 825 synchron erfasst und auf das Basisband konvertiert. Das Basisband-Signal wird danach innerhalb des Tiefpassfilters 827, Verstärkers 829 und Analog/Digitalumsetzers 831 verstärkt und digitalisiert. Diese Erfassungssequenz ist allgemein dieselbe wie für jeweils für die vom Signal-Splitter 815 ausgegebenen sechs Signalabschnitte, wenn man davon absieht, dass die Bandpassfilter bei anderen Zentrierfrequenzen arbeiten, und sich die lokalen Oszillatorsignale, die als Eingaben für die verschiedenen Vervielfacher dienen, für die unteren drei Signalabschnitte anders sind als für die oberen drei Signalabschnitte.
  • 81a ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm, das die internen Hauptkomponenten der Frequenzbezugsschaltung 409 zeigt. Wie in 81a gezeigt, schließt die Frequenzbezugsschaltung 409 eine Frequenzsteuerschaltung 890, einen 40 MHz Bezugsoszillator 891 und eine Teile-um-vier-Schaltung 892 ein. Die Teile-um-vier-Schaltung 892 stellt Ausgaben für die lokalen Oszillatoren 893, 894 und 895 sowie für jede der Analog/Digitalumsetzerschaltungen und Digital/Analog-Umsetzerschaltungen (s. 82) bereit. Der lokale Oszillator 893 stellt das 1.667,5 MHz Ausgabesignal bereit, während die lokalen Oszillatoren 894 und 895 jeweils die 281,25 und 201,25 MHz Oszillatorsignale bereitstellen.
  • 82 ist ein schematisches Blockdiagramm, das die internen Hauptkomponenten des Aufwärtswandlers 407 am Übertragungsweg der Basisstation 110 (s. 73) zeigt. Die Antenne 120 verbindet über einen Schalter 400 mit einem Bandpassfilter 902, wenn sich die Schaltung 400 im Übertragungsmodus befindet. Der Bandpassfilter 902 erlaubt, dass Frequenzen zwischen 1.865 MHz und 1.950 MHz durchlaufen. Der Bandpassfilter 902 verbindet mit dem Ausgang eines Leistungsverstärkers 904, der einen Verstärkungsfaktor hat. Der Eingang des Leistungsverstärkers 904 verbindet mit einem Bandpassfilter 906, der Frequenzdurchlaufmerkmale hat, die allgemein dieselben des Bandpassfilters 902 sind. Der Eingang des Bandpassfilters 906 verbindet mit dem Ausgang eines Vervielfachers 908, der eine erste Eingabe von einem lokalen Oszillator empfängt, der eine Schwingung-Frequenz von 1.667,5 MHz hat, und eine zweite Eingabe aus einer digitalen Abschwächer-Schaltung 910 empfängt. Die digitale Abschwächer-Schaltung 910 empfängt Verstärkungssteuereingaben aus der Modulationsschaltung 445 (s. 73). Die Eingabe der digitalen Abschwächer-Schaltung 910 verbindet mit dem Ausgang eines Leistungsverstärkers 912, der wiederum Eingaben aus einer Summierschaltung 914 empfängt. Die Summierschaltung 914 empfängt in einer Ausführungsform sechs getrennte Eingaben, die innerhalb der Summierschaltung 914 linear addiert werden, um eine Ausgabe an den Verstärker 912 bereitzustellen. Jede der sechs Eingaben an die Summierschaltung 914 verbindet mit einem Bandpassfilter, der eine Bandbreite von 1,5 MHz hat. Genauer dienen die Bandpassfilter 920, 930, 940, 950, 960 und 970 als Eingaben an die Summierschaltung 914. Die Bandpassfilter 920, 930, 940, 950, 960 und 970 haben jeweils Mittelpassfrequenzen von 281,5 MHz, 280 MHz, 278,5 MHz, 201,5 MHz, 200 MHz und 198,5 MHz. Jeder der Bandpassfilter 920-970 verbindet jeweils mit den Ausgängen der Verstärker 921-971. Die Verstärker 921-971 empfangen jeweils Eingaben von den Bandpassfiltern 922-972. Die Bandpassfilter 922-972 haben allgemein dieselben Frequenzwegmerkmale wie die Bandpassfilter 920-970. Die Bandpassfilter 922-972 verbinden jeweils mit Ausgängen der Verstärkerschaltungen 923-973.
  • Die Verstärkerschaltungen 923-973 verbinden mit Ausgängen der jeweiligen Verstärker 924-974. Die Vervielfacher 924, 934, 944 empfangen lokale Oszillatoreingabesignale bei einer Schwingung-Frequenz von 282,5 MHz, während die Vervielfacher 954, 964, 974 bei 202,5 MHz lokale Oszillatoreingaben empfangen. Die Vervielfacher 924-974 verbinden jeweils mit entsprechenden Tiefpassfiltern 925-975. Die Tiefpassfilter empfangen wiederum Eingaben vom Ausgang der jeweiligen Verstärker 926-976. Schließlich empfangen die Verstärker 926-976 jeweils Eingaben von den Digital/Analog-Umsetzern 927-977. Die Digital/Analog-Umsetzer 927-977 empfangen bei 10 MHz jeweils Digital/Analog-Umsetzer-Takteingabesignale vom Ausgang des Teile-um-vier-Binärschalter 892 (s. 81a) und empfängt auch Eingaben von der in 73 gezeigten Modulatorschaltung 445.
  • Während des Betriebs dienen modulierte Datensignale als Eingaben an die Digital/Analog-Umsetzer 927-977. Die Digital/Analog-Umsetzer 927-977 wandeln die modulierten digitalen Datensignale in Analogsignale um, die danach von den Verstärkern 926-976 verstärkt und von den Tiefpassfiltern 925-975 gefiltert werden. Die Ausgaben der Tiefpassfilter 925-975 gehen jeweils als Eingabe der Vervielfacher 924-974 ein. Die zweiten Eingaben des Vervielfachers 924-974 empfangen lokale Oszillatoreingaben bei entweder 282,5 MHz oder 202,5 MHz. Solchermaßen werden die Signalausgaben der Tiefpassfilter 925-975 auf einen ersten Hochfrequenzpegel aufwärtsgewandelt. Die von den Vervielfachern 924-974 ausgegebenen aufwärtsgewandelten Signalausgaben werden danach mithilfe der Verstärker 923-973 und 921-971 und der Filter 922-972 und 920-970 verstärkt und gefiltert. Die Ausgaben der Filter 920-970 dienen als Eingaben an die Summierschaltung 914, die linear jedes der an die sechs Eingangstore angelegten Signale linear summiert.
  • Die summierte Ausgabe der Summierschaltung 914 dient als Eingabe an den Leistungsverstärker 912. Die Ausgabe des Leistungsverstärkers 912 geht in die digitale Abschwächer- Schaltung 910, damit die an die Signalausgabe des Signalverstärkers 912 angelegte Verstärkungssteuerung feinabgestimmt wird, und die Ausgabe des digitalen Abschwächers 910 dient als erste Eingabe an den Vervielfacher 908. Die zweite Eingabe des Vervielfachers 908 ist das lokale Oszillatorsignal bei 1.667,5 MHz. Solchermaßen dient der Vervielfacher 908 dazu, die Signalausgabe vom digitalen Abschwächer 910 auf die Übertragungsfrequenz der Basisstation 110 aufwärtszuwandeln. Die Ausgabe des Verstärkers 908 wird danach mithilfe der Filter 902, 906 und des Verstärkers 904 gefiltert und verstärkt. Schließlich dient die Ausgabe des Filters 902 als Eingabe der Schaltung 400 im Sendemodus, die dieses aufwärtsgewandelte und verstärkte Signal an die Antenne 120 weiterleitet.
  • Verfahren der dynamisch zuordnenden Bandbreite
  • Das Bandbreiten-Zuordnungsverfahren, das vom Bandbreiten-Aufforderung-Controller (s. 74) durchgeführt wird, wird in 83 gezeigt. Das Verfahren beginnt in einem Startblock 3300. Wenn das Bandbreiten-Zuordnungsverfahren einmal begonnen hat, werden Initialisierungsfunktionen durchgeführt, die, wie in 83 gezeigt, die Bestimmung darüber einschließen, ob sich die Zahl der Antennenelemente seit der letzten Verwendung der Basisstation 110 oder Fernstelle 187, 192 geändert hat. Es kann z. B. wünschenswert sein, eine Basisstation 110 oder Fernzugriffsstelle 187, 192 mit erhöhter räumlicher Auflösungsfähigkeit bereitzustellen, so dass die Basisstation oder Fernstelle genauer zwischen ankommenden Signalen unterscheiden kann. In einem solchen Fall würden die Basisstation 110 oder die Fernstelle 187, 192 deaktiviert werden, während eine neue Antenne installiert würde, die eine größere Zahl an Sensorelementen hat, die, wie im Stand der Technik gut bekannt, für diese Basisstation oder Fernstelle eine größere Richtungsunterscheidungsstufe bzw. räumliche Aufteilung bereitstellen würde. Wenn die Installation einer neuen Antenne einmal abgeschlossen ist, dann neuaktiviert das Installierungsgerät die Basis 110 bzw. Fernstelle 187, 192, und es wird, wie in einem Entscheidungsblock 3305 gezeigt, ein Test durchgeführt, um zu bestimmen, ob sich eine Anzahl der Antennenelemente geändert hat. Wenn sich die Anzahl der Antennenelemente geändert hat, geht die Steuerung an einen Tätigkeitsblock 3310 weiter, in dem die Anzahl der Töne innerhalb eines Tönsatzes neu bestimmt wird (z. B. auf eine kleinere Zahl, wenn die Zahl der Antennenelemente zunimmt), so dass die Matrizen, die verwendet werden, um die an den Sensoren und Tönen innerhalb eines Tönsatzes angelegten komplexen Wichtungen zu berechnen, dieselbe Dimension aufrechterhalten. Wie oben erörtert, wird solchermaßen im wesentlichen derselbe SINR bewahrt, während die Produktionskosten nicht erhöht werden. Nach der Initialisierung wie der innerhalb des Tätigkeitsblocks 3310 durchgeführten, geht die Steuerung an einen Entscheidungsblock 3315, in dem eine Bestimmung gemacht wird, ob ein neuer Benutzer eine Bandbreite verlangt. Wenn jedoch im Entscheidungsblock 3305 bestimmt wurde, dass sich die Zahl der Antennenelemente nicht geändert hat, dann geht das Verfahren sofort vom Block 3315 auf den Block 3305.
  • Wenn im Entscheidungsblock 3315 bestimmt wird, dass ein neuer Benutzer keine Bandbreite mittels des Zugriffskanals verlangt hat, dann geht die Steuerung an einen Hilfsroutinenblock 3320, in dem die innerhalb der Nachrichtenverbindung bereits zugeteilten Bandbreiten-Zuordnungen, falls nötig, modifiziert werden, um den SINR zu optimieren. Die Steuerung kehrt vom Hilfsroutinenblock 3320 zurück zum Entscheidungsblock 3315, bis bestimmt wird, dass ein neuer Benutzer eine Bandbreite über den Steuerzugriffskanal verlangt.
  • Wenn ein neuer Benutzer eine Bandbreite verlangt, geht die Steuerung an einen Tätigkeitsblock 3325, um zu bestimmen, wieviel Bandbreite verlangt wird. Wie oben erörtert, wird die verlangte Bandbreite mit der Art der Daten, die übertragen werden (z. B. Sprach, Video, Daten, usw.), und auch mit der übertragenden Vorrichtung begründet. Wenn z. B. eine einzelne Telefoneinheit übertragen wird, dann können z. B. je Sekunde so wenig wie 8 Kilobits an Bandbreite verlangt werden, während, wenn eine mit einem PBX verbundene P-1-Verbindung eine Bandbreite verlangt, so viel wie 1,544 MHz verlangt werden wird.
  • In einer Ausführungsform sendet die verlangende Vorrichtung ein Initialisierungs- bzw. Identifizierungssignal, das der Fernstelle 187, 192 die Bandbreiten-Erfordernisse der anfordernden Vorrichtung anzeigt.
  • Wenn einmal die Bandbreitenmenge im Tätigkeitsblock 3325 bestimmt ist, geht die Steuerung an einen Entscheidungsblock 3330, oder es wird eine Bestimmung darüber gemacht, ob der Nachrichten-Kanal genügend freie Bandbreite hat, um die anfordernde Einheit unterzubringen. Wenn bestimmt wird, dass der Kanal nicht genug freie Bandbreite hat, um die vom neuen Benutzer verlangte optimale Bandbreite unterzubringen, dann geht die Steuerung an eine Entscheidungsphase, in der in einem Entscheidungsblock 3335 als erstes eine Bestimmung darüber gemacht wird, ob der Benutzer weniger Bandbreite verwenden kann. Wenn der Benutzer nicht mit weniger Bandbreite als verlangt arbeiten kann, dann wird der Benutzer, wie im Tätigkeitsblock 3340 angezeigt, getrennt und der Zugriff verweigert. Wenn jedoch bestimmt wird, dass der Benutzer mit weniger Bandbreite arbeiten kann, fragt die Basisstation 110 den Benutzer über die Fernstelle 187, 192 nach einem kleineren Bandbreiten-Erfordernis, wie in einem Tätigkeitsblock 3345 angezeigt. Die Steuerung kehrt dann an den Tätigkeitsblock 3325 zurück, in dem die Menge der verlangten Bandbreite wieder bestimmt wird. Natürlich wird verständlich sein, dass die Basisstation eine vorgeschlagene Bandbreite vorlegen kann, die über die Fernstelle 187, 192 für den Benutzer zugelassen werden kann, sofern der Benutzer hoch entwickelt genug ist, um zu bestimmen, dass diese vorgeschlagene Bandbreite ausreichen würde, um den normalen Betrieb der Nachrichtenvorrichtung des Benutzers zur Verfügung zu stellen.
  • Wenn jedoch bestimmt wird, dass der Nachrichten-Kanal genug Bandbreite hat, um den verlangenden Benutzer unterzubringen, geht die Steuerung vom Entscheidungsblock 3330 an einen Entscheidungsblock 3350, in dem ein Test durchgeführt wird, um zu bestimmen, ob es irgendwelche freien Tönsätze gibt. D. h.: ob es noch irgendwelche Tönsätze gibt, die noch keinem Benutzer innerhalb des Bereichs des/r anfordernden Raums bzw. Station 187, 192 zugeordnet wurden. Wenn es innerhalb des Bereichs des/r anfordernden Raums bzw. Station 187, 192 freie Tönsätze gibt, dann geht die Steuerung an einen Tätigkeitsblock 3355, in dem dem Benutzer ein oder mehrere freie Tönsätze für die Verwendung bei der Übertragung der Daten von der zum Benutzer gehörenden Fernstelle zur Basisstation innerhalb der entfernten räumlichen Zelle zugeordnet werden. Die Steuerung geht dann vom Tätigkeitsblock 3355 an einen Tätigkeitsblock 3360. Wenn jedoch im Entscheidungsblock 3350 bestimmt wird, dass es keine freien Tönsätze gibt, dann geht die Steuerung stattdessen an einen Tätigkeitsblock 3365, in dem dem Benutzer ein oder mehrere gerade verwendete Tönsätze für die Übertragung der Daten zwischen der Fernstelle 187, 192 und der Basisstation 110 zugeordnet werden. Es ist möglich, dass einem verlangenden Benutzer mehrere Tönsätze zugeordnet werden, wenn vom Benutzer eine sehr große Bandbreite verlangt wird. Es sollte hier angemerkt werden, dass, da die Tönsätze in vier Bändern von etwa 1 MHz gruppiert werden, wenn einem einzelnen Benutzer mehrere Tönsätze zugeordnet werden, um einen eigenen Nachrichten-Kanal zu errichten, diese Tönsätze für gewöhnlich in diesem 1 MHz Band liegen.
  • Wenn die Steuerung einmal entweder vom Tätigkeitsblock 3355 oder vom Tätigkeitsblock 3365 an den Tätigkeitsblock 3360 geht, werden dem Benutzer ein oder mehrere Codes (d. h. Spreizung-Codes, die verwendet werden, um die verschiedenen Töne im/in den zugeordneten Tonsatz/Tonsätze zu modulieren) zugeordnet, um sicherzustellen, dass von einer unweit von der Fernstelle des neuen Benutzers befindlichen Fernstelle nicht derselbe Code (d. h. auf demselben Tonsatz) verwendet wird. Auf diese Weise wird die maximale Frequenz und Code-Wiederverwendung erreicht, indem Benutzer, die dieselben Tönsätze und Code-Zuordnungen haben, räumlich getrennt werden. Natürlich wird verständlich sein, dass die anfangs den Fernstellen zugeordneten Spreizung-Codes infolge des oben beschriebenen angepassten Kanalentzerrung-Verfahrens on-line für gewöhnlich keine gut definierten Codes sind, sondern eher linear angepasste Spreizung-Wichtungen bilden, die den SINR verbessern. Daher ist es sehr unwahrscheinlich, dass ein neu zugeordneter Code mit irgendeiner Spreizung-Wichtung identisch sein wird, die den Fernstellen in derselben Entfernung wie die dem neuen Benutzer zugeordnete Fernstelle zugeordnet werden. Wie detaillierter oben erörtert, erfordert das Kriterium für das Modifizieren der jedem neuen Benutzer zugeordneten Spreizung-Codes, dass die Spreizung-Wichtungen linear unabhängig sind, um jedem Benutzer innerhalb eines gegebenen räumlichen Zellenstandorts zumindest einen größeren Spielraum bereitzustellen.
  • Die Steuerung geht vom Tätigkeitsblock 3360 an einen Entscheidungsblock 3370, in dem eine Bestimmung darüber gemacht wird, ob die maximale Konstellationsgröße (d. h. für irgendein M-äres Entscheidungs-Modulationsformat) ausreicht, die verlangte Bandbreite aufrechtzuerhalten, die die Zahl der Tönsätze und Codes angibt, die dem Benutzer zugeteilt ist. D. h.: wenn der neu definierte Nachrichten-Kanal eine ausreichend hohe Konstellationsgröße toleriert, dann wird der anfordernde Benutzer mit der benötigten Bandbreite zufriedengestellt. Wenn jedoch der Kanal nicht immer widerstandsfähig genug ist, um die nötige Konstellationsgröße abzuwickeln, damit die Bandbreite erhalten bleibt, die für den Betrieb des neuen Benutzers erforderlich ist, dann müssen dem Benutzer in Übereinstimmung mit dem beschriebenen Verfahren zusätzliche Codes oder Tönsätze zugeordnet werden. Sind einmal die Tönsätze, Codes und das Modulationsformat für den neu verlangten Nachrichten-Kanal definiert, geht die Steuerung an den Hilfsroutinenblock 3320, in dem die Bandbreiten-Zuordnungen, falls erforderlich, modifiziert werden, um den SINR zu optimieren. Die Steuerung geht dann an den Entscheidungsblock 3315, und das Verfahren wiederholt sich wie beschrieben.
  • Alternative Ausführungsform der Erfindung Adaptive Strahlbildung für mehrere diskrete Töne, gefolgt vom Kombinieren der entstehenden Signalen
  • Die 84a und 84b zeigen eine alternative Ausführungsform der Erfindung, in der die spektrale Verarbeitung und die räumliche Verarbeitung getrennt werden. Die räumlichen Wichtungen werden unabhängig von jeder Trägerfrequenz berechnet.
  • Die räumlichen Wichtungen werden dann mit den spektralen Wichtungen multipliziert, die wiederum unabhängig berechnet werden, um eine zusammengesetzte Wichtung zu erzeugen. Mit anderen Worten wird der kombinierte spektrale/räumliche Strahlbündler in einen eigenen spektralen Strahlbündler und einen eigenen räumlichen Strahlbilder aufgeteilt, die unabhängig voneinander arbeiten. 84a zeigt, wie die an den Antennen bis M–1 empfangenen Signale durch den räumlichen Strahlbündler verarbeitet werden, um die Koeffizienten A0 bis AN–1 zu erzeugen. 84a zeigt auch, wie die an den Antennen 0 bis M–1 empfangenen Signale vom spektrale Strahlbündler verarbeitet werden, um die Koeffizienten B0 bis BN–1 zu erzeugen. 84b zeigt, wie die räumlichen Koeffizienten A0 an die Tonfrequenz 0 angelegt werden und wie das Ergebnis davon auf unabhängige Weise von den spektralen Koeffizienten B0 bearbeitet wird, wobei die daraus hervorgehende Signale danach an den Antennen bis M–1 übertragen werden.
  • Auf ähnliche Weise zeigt 84b, wie die räumlichen Koeffizienten AN–1 an die Tonfrequenz n–1 angelegt wird und wie das Ergebnis davon danach auf unabhängige Weise von den spektralen Koeffizienten BN–1 bearbeitet wird, wobei die daraus hervorgehende Signale dann an den Antennen 0 bis M–1 übertragen werden. Solchermaßen ist zu sehen, wie die räumlichen Wichtungen für jede Trägerfrequenz unabhängig berechnet werden, wonach die räumlichen Wichtungen mit spektralen Wichtungen, die getrennt berechnet werden, multipliziert werden, um eine zusammengesetzte Wichtung zu erzeugen.
  • In einer Form dieser alternativen Ausführungsform können die Basisstation und die Fernstelleneinheit nur zwei Töne, einen in jedem der beiden Unterbänder, austauschen. Die Trennung von 80 MHz zwischen den zwei Unterbändern verbreitet die Töne weit genug voneinander, so dass Lärmbursts und störende Signale in einem Unterband nicht die anderen im anderen Unterband verschlechtern. Die beiden Töne können mittels der räumlichen Spreizung und Entspreizung getrennt verarbeitet und danach kombiniert werden, um das resultierende Signal zu bilden. Diese alternative Ausführungsform hat den Vorteil eines einfacheren Berechnung, während eine vernünftige Immunität gegenüber Lärm und Interferenzen bewahrt wird.
  • An der empfangenden Stelle wird jeder von der Mehrelement-Antennenanordnung empfangene Ton in einem Verfahren, das analog mit der Strahlbildung ist, räumlich ausbreitungsrückgenommen. Die entstehenden Signale werden dann kombiniert. Ein erstes Verfahren der Signalvereinigung ist die Gleichverstärkung-Vereinigung, in der die Signale zusammenaddiert werden. Ein anderes Verfahren der Signalvereinigung ist die Maximalverhältnis-Vereinigung, in der das Ausgabesignal aus den zwei Tönen, die den besseren SINR haben, ausgewählt wird.
  • An der Sendestelle verbreitet die alternative Ausführungsform räumlich ein Datensignal, das mit dem ersten Ton moduliert ist. Die räumliche Spreizung verwendet räumliche Spreizung-Codes in einem Verfahren, das analog mit der Sende-Strahlbildung ist. Getrennt davon verbreitet die alternative Ausführungsform das Datensignal, das mit dem zweiten Ton moduliert ist. Dann werden die beiden räumlich verbreiteten Signale kombiniert und von der Mehrelement-Antennenanordnung übertragen, ein übertragenes Spreiz-Signal bildend, das spektral und räumlich ausgebreitet wird.
  • Die alternative Ausführungsform der Erfindung kann so sein, dass die räumlichen Entspreizung-Schritte adaptiv die räumlichen Richtungen der Empfängerempfindlichkeit in Richtung gewünschte Signalquelle einstellt und/oder die Empfängerempfindlichkeit aus Störquellen vermindern. Die alternative Ausführungsform kann auch so sein, dass die räumlichen Spreizung-Schritte adaptiv die übertragene Signalenergie des übertragenen Entspreizung-Signals in Richtung einer Quelle des empfangenen Spreiz-Signals einstellt und/oder adaptiv die übertragene Signalenergie in Richtung Störmittel reduziert. Die alternative Ausführungsform arbeitet gut innerhalb des TDD-Protokolls.
  • 85a ist ein Flußdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform, die die in der Basisstation durchgeführten Berechnungsschritte beschreibt. Im Sendeabschnitt der Basisstation werden Verkehrssymbole auf der Leitung 5 an den Nachzieh-Matrix-Schritt 10 eingegeben. Verbindungsbeibehaltungs- Pilotsignale werden auf der Leitung 7 an den Digitalsignalprozessor(DSP)-Datenverarbeitungs-RAM 12 eingegeben. Gespeicherte Pilotsignale werden aus dem RAM 12 an den Verbindungsbeibehaltungs-Pilot(LMP)-Register 14 ausgegeben und dann als eine Eingabe an den Nachzieh-Matrix-Schritt angelegt. Die Ausgabe des Nachzieh-Entfernung-Schritts 10 wird an den Verstärkungshervorhebung-Schritt 20 angelegt. Die Werte vom Verstärkungs-RAM 25 werden an den Verstärkungshervorhebung-Schritt 20 angelegt, um Ausgabewerte bereitzustellen, die dann an den Strahlbildungs-Spreizung-Schritt 30 angelegt werden. Die Spreizung-Wichtungen in einem Spreizung-Wichtungs-RAM 32 werden an den Strahlbildungs-Spreizung-Schritt angelegt. Der X-Vektor wird auf der Leitung 40 aus dem Strahlbildungs-Spreizung-Schritt ausgegeben und für die Übertragung an die Fernstellen an den Sender übertragen.
  • Auf der Empfangsseite der Signalverarbeitung in der Basisstation wird der X-Vektor aus den Empfängern auf der Leitung 50 an den Strahlbildungs-Entspreizung-Schritt 60 angelegt. Die Signalausgabe aus der Strahlbildungs-Entspreizung 60 wird dann an den Verstärkungshervorhebung-Schritt 70 angelegt. Werte aus dem Verstärkungs-RAM 25 werden an den Verstärkungshervorhebung-Schritt 70 angelegt. Werte aus dem Verstärkungs-RAM 25 werden an den Verstärkungshervorhebung-Schritt 70 angelegt. Die aus dem Verstärkungshervorhebung-Schritt 70 ausgegebenen Werte werden an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 80 angelegt. Werte für Pilotsignale aus dem Verstärkungshervorhebung-Schritt 70 werden im LMP-Register 72 gespeichert und an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 80 angelegt. Die Nachzieh-Entfernung-Matrix wird auch vom Schritt 74 an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 80 angelegt. Verkehrssymbole, die auf der Leitung 82 aus dem Nachzieh-Entfernung-Schritt 80 ausgegeben werden, sind dann erhältlich, um in der Basisstation verwendet und weiterhin verteilt zu werden. Die aus dem LMP-Register 72 ausgegebenen Pilotsignale werden dann im LMP-Digitalsignal-Verarbeitungs-DP RAM 76 gespeichert und daraufhin auf der Leitung 78 ausgegeben.
  • Verschiedene Werte, die bei den Spreizung- und Entspreizung-Berechnungen verwendet werden, werden, wie in 85a gezeigt, aktualisiert. Der auf der Leitung 50 eingegebene X-Vektor wird an den aktualisierten Wichtungsschritt 54 angelegt. Der auf der Leitung 50 eingegebene X-Vektor wird auch an den Datenkorrekturschritt 93 angelegt, dessen Ausgabe an den Aktualisierungs-Wichtungsschritt 54 angelegt wird. Die aus dem aktualisierten Wichtungsschritt 54 ausgegebenen aktualisierten Wichtungswerte werden an den gültigen Wichtungsschritt 56 gesendet und dann an den Entspreizung-RAM 62 ausgegeben. Die verkehrsaufbausunterstützung 86 stellt Werte für die Eigenschaftsabbildung 84 bereit, die die Verkehrssignale aus der Leitung 82 verarbeitet und die Ausgabe an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 89 anlegt. Erhaltungspilotsignale auf der Leitung 81 werden an den Digitalsignalverarbeitungs-DP RAM 83 angelegt, dessen Ausgabe an den LMP-Register 85 angelegt wird, dessen Ausgabe an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 89 angelegt wird. Die Nachzieh-Matrix 87 wird ebenfalls an den Nachzieh-Entfernung-Schritt 89 angelegt. Die Ausgabe des Nachzieh-Entfernung-Schritts 89 wird an den Verstärkungs-Ent-Hervorhebungsschritt 91 angelegt, dessen Ausgabe an den Datenkorrelationsschritt 93 angelegt wird, dessen Ausgabe, wie oben beschrieben, an den aktualisierten Wichtungsschritt 54 angelegt wird. Zusätzlich wird die Ausgabe aus dem Nachzieh-Entfernung-Schritt 89 an den element-artigen Verstärkungs-Kovarianzschritt 64 angelegt. Eine weitere Eingabe an den element-artigen Verstärkungs-Kovarianzschritt 64 wird aus der Ausgabe des Strahlbildungs-Entspreizung-Schritts 60 angelegt. Die Ausgabe des element-artigen Verstärkungs-Kovarianzschritts 64 wird an den Blockstandard des Elementenschritts 66 angelegt, der weiderum an den element-artigen Konjugationsschritt 68 angelegt wird, der die Werte an den Verstärkungs-RAM 25 ausgibt. Auf diese Weise kann die Basisstation in Übereinstimmung mit der Erfindung sowohl die Entspreizung-Betriebe für die auf der Leitung 50 empfangenen Signalvektoren als auch die Spreizung-Betriebe durchführen, um die Verkehrssymbole, die auf der Leitung 5 eingegeben werden, zu übertragen.
  • 85b zeigt die Verarbeitung der gemeinsamen Zugriffskanalsignale. Zwei gemeinsame Zugriffskanal(CAC)signale vom Sender werden verarbeitet. Ein erstes Signal wird, auf der Eingabeleitung 102 empfangen, verarbeitet und an den RMGS-Autokorrelation-Schritt 104 angelegt, dessen Ausgabe an den Digitalsignalmatrix-Schritt 106 geht, dessen Ausgabe an den Digitalsignalprozessor geht. Das gemeinsame Zugriffskanalsignal auf der Leitung 102 wird auch an den gewählten nicht-durchgeschalteten Paket-Schritt 108 und an den gewählten durchgeschalteten Paket-Schritt 110 angelegt. Die Ausgabe der gewählten nicht-durchgeschalteten Pakete 108 wird an den Substraktion-Gerade/Ungerade-Pakete-Schritt 112 angelegt. Die Ausgabe der gewählten durchgeschalteten Pakete 110 wird an den Anlegungscode-Schlüssel-Schritt 114 angelegt. Der CAC-Code-Schlüsselschritt 116 legt seinen Wert an den Anlegungscode-Schlüssel-Schritt 114 an. Die Ausgabe des Anlegungscode-Schlüssel-Schritts 114 wird auch an den Subtraktion-Gerade/Ungerade-Paket-Schritt 112 angelegt. Die Ausgabe des Subtraktion-Gerade/Ungerade-Paket-Schritts 112 wird an den RMGS-Autokorrelation-Schritt 118 angelegt, dessen Ausgabe an den Berechne-T-Matrix-Schritt 106 angelegt wird. Die Ausgabe des Berechne-T-Matrix-Schritts 106 wird auch an den Digitalsignalprozessor angelegt.
  • Ein zweites der zwei CAC-Signale, das auf der Leitung 120 aus dem Empfänger eingegeben wird, wird an den gewählten nicht-durchgeschalteten Paket-Sschritt 122 und an den gewählten durchgeschalteten Paket-Schritt 124 angelegt. Die Ausgabe des gewählten nicht-durchgeschalteten Paketschritt 122 wird als eine Eingabe an den kombinierten durchgeschalteten/nicht-durchgeschalteten Paket-Schritt 126 angelegt. Die Ausgabe des ausgewählten durchgeschalteten Paket-Schritts 124 wird an den Anlegungscode-Schlüssel-Schritt 128 angelegt, der auch ein Signal aus dem CAC-Code-Schlüssel-Schritt 130 empfängt. Die Ausgabe des angelegten Code-Schlüssel-Schritts 128 ist die zweite Eingabe für den kombinierten durchgeschalteten/nicht-durchgeschalteten Paket-Schritt 126. Die Ausgabe des kombinierten durchgeschalteten/nicht-durchgeschalteten Paket-Schritts 126 wird an den Anlegung-Entspreizung-Wichtung-Schritt 132 angelegt. Ein Signal aus dem Digitalsignalprozessor wird an den rotierten Wichtung-RAM 134 angelegt, dessen Ausgabe an den Berechne-Entspreizung-Wichtung-Schritt 136 angelegt. Die Ausgabe des Berechne-Entspreizung-Wichtung-Schritts 136 wird an die Anlegung-Entspreizung-Wichtung 132 angelegt, deren Ausgabe an den Digitalsignalprozessor gesendet wird. Auf diese Weise führen die in 85b gezeigten Schritte die Verarbeitung der gemeinsamen Zugriffskanalsignale durch.
  • Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung detailliert oben beschrieben wurden, wird es dem gewöhnlichen Fachmann auf dem Gebiet ersichtlich sein, dass offensichtliche Modifikationen an der Erfindung vorgenommen werden können, ohne sich von ihrem Geist oder ihrem Wesen zu lösen. Zum Beispiel könnten in Übereinstimmung mit dem System der vorliegenden Erfindung andere Signalkonstellationsformate als PSK, BPSK und QAM verwendet werden. Darüber hinaus könnte das System eher die Bitfehlerrate (BER) als den SINR optimieren. Auch könnte die Anzahl der Töne in einem Tonsatz und die Anzahl der Tönsätze und Gruppierungssätze in einem Band auf der Grundlage der spezifischen Applikation ausgewählt werden. Die ausgewählten Frequenzbänder könnten, wie von spezifischen Bedingungen verlangt, ebenfalls geändert werden. Das TDD-Format könnte auf der Grundlage der Mehrpfad-Umgebung geändert werden, um sicherzustellen, dass ein praktisch statischer Kanal in aufeinanderfolgenden TDD-Rahmen beobachtet wird. Die Optimierung des SINR könnte auf der Grundlage irgendeiner anderen Eigenschaft als der des konstanten Modulus durchgeführt werden, usw. Folglich sollte die vorangegangene Beschreibung als veranschaulichend und nicht als einschränkend aufgefasst werden, und der Schutzumfang der Erfindung sollte mit Blick auf die folgenden Ansprüche bestimmt werden.
  • ANHANG
  • In jedem der folgenden fünf Anhänge betreffen der Begriff "Diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum" und das Acronym "DMT-SS" den oben beschriebenen Begriff "Diskreter Mehrton-gestapelter Träger" und das Acronym "DMT-SC".
    ANHANG A – VERBESSERTES NETZZUGRIFFSVERFAHREN FÜR EIN DRAHTLOSES DISKRETES MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM (4342)
    ANHANG B – PRIORITÄTS-NACHRICHTENÜBERMITTLUNGSVERFAHREN FÜR EIN DISKRETES-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM (4343)
    ANHANG C – VERFAHREN ZUM ABRUFEN VON FERNSTELLEN FÜR FUNKTIONSQUALITÄTS- UND AUFRECHTERHALTUNGSDATEN IN EINEM DISKRETEN MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM (4348)
    ANHANG D – LEISTUNGSVERWALTUNG IN EINEM DISKRETEN MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM (4382)
    ANHANG E – NETZRICHTWIRKUNG IN EINEM DISKRETEN MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM (4383)
  • VERBESSERTES NETZZUGRIFFSVERFAHREN FÜR EIN DRAHTLOSES DISKRETES MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM
  • (2455-4342)
  • Querbezug zu betreffenden Anwendungen:
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mitanhängige U.S.-Patentanmeldung unter dem Titel:
    • (1) "Vertical Adaptive Antenna Array For A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", von S. Alamouti, D. Stolarz, et al., Seriennr., am selben Tag wie die gegenwärtige Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services umgeschrieben und hierin unter Bezugnahme eingeschlossen.
    • (2) "Method Of Polling Remote Units For Functional Quality And Maintenance Data In A Discrete Multitone Spread Spectrum Communication System", von E. Hoole et al., Seriennr., am selben Tag wie die gegenwärtige Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T ungeschrieben und hierin unter Bezugnahme eingeschlossen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • 1. Erfindungsgebiet
  • Diese Erfindung betrifft Kommunikationssysteme und Betriebsverfahren. Spezieller betrifft die Erfindung drahtlose diskrete Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssysteme und Verfahren zum Betrieb.
  • 2. Hintergrunderöterung
  • Drahtlose Kommunikationssysteme wie beispielsweise Mobilfunk- und Personalkommunikation-Systeme arbeiten über eine begrenzte spektrale Bandbreite. Diese Systeme müssen einen sehr effizienten Gebrauch der begrenzten Bandbreiten-Resource machen, um einer großen Bevölkerungszahl an drahtlosen Benutzern eine guten Service bereitzustellen. Das Code-Multiplex-Vielfachzugriff(CDMA)-Protokoll wurde von drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet, um wirksam von der begrenzten Bandbreite Gebrauch zu machen. Das Protokoll verwendet einen eindeutigen Code, um das Datensignal eines jeden Benutzers von den Datensignalen anderen Benutzer zu unterscheiden. Das Kennen des eindeutigen Code, mit dem jede spezifische Information übertragen wird, erlaubt die Trennung und Neukonstruktion einer jeden Nachricht des Benutzers am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Das drahtlose Personalzugriffsnetz (PWAN), das in der verwiesenen Almouti, et. al. Patentanmeldung beschrieben wird, verwendet eine Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um zwischen einer Basisstation und mehreren Fernstellen eine wirksame Kommunikation zur Verfügung zu stellen. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers durch eine Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Codes, die das Datensignal über viele diskrete Töne verteilen, die einen großen Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase des Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz verwenden, um ihre Daten zu senden; jedoch haben die Benutzer, die die Tönsätze teilen, jeweils eine andere Reihe an Spreizung-Codes. Das gewichtete Tonsatz für einen bestimmten Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Codes verarbeitet wird, die die Spreizung-Codes des Benutzers betreffen, damit das Datensignal des Benutzers rückgewonnen wird. Für jede der räumlich getrennten Antennen am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen auf Frequenzdomäne-Signale umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenen Signalen kombiniert, um einen optimierten Annäherungswert der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, der durch ein besonderes Mehrton-Satz und einen besonderen Sendestandort gekennzeichnet ist. Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die im Bereich von 1850 bis 1990 MHz in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet sind. Die Abstände zwischen den Tönen sind 3,125 KHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folgebeziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eines Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstelleneinheiten zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstelleneinheiten zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstelleneinheiten an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstelleneinheiten verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen. Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplex (TDD) von der Basisstation und der Fernstelleneinheit verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelleneinheit wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelleneinheit zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelleneinheit oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinanderfolgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelleneinheit müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstelleneinheiten müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstelleneinheiten und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstelleneinheiten gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelleneinheit anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelleneinheit muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • In bestehenden drahtlosen Systemen wird zwischen der Fernstelleneinheit und der Basisstation eine Verkehrsverbindung errichtet, bevor eine Verbindungsaufbaunachricht an die Netzschaltung gesandt wird, um in einem öffentlichen Vermittlungs-Telefonnetz (PSTN) einen Anruf zu errichten. Die Errichtung der Fernstelleneinheit-Verkehrsverbindung ist zeitverschwendend und verwendet eine wertvolle Bandbreite, während der Benutzer auf die zu errichtende Verbindung wartet. Bis eine Verbindungsaufbaunachricht an die Netzschaltung gesandt wird, empfängt der Fernstellen-Benutzer, nicht wie in Drahtleitungssystemen, in denen der Benutzer einen Wählton empfängt, sobald das Telefon abgehoben wird, auch keinen Wählton. Entsprechend gibt es in drahtlosen Spreizung-Spektrumsystemen einen Bedarf der Beseitigung an "Warteperioden", wodurch die Bandbreite für andere Benutzer bewahrt wird. Es gibt einen weiteren Bedarf, einem Fernstellen-Benutzer einen Wählton zur Verfügung zu stellen, sobald die Fernstelleneinheit "abgehoben" ist, was dasselbe Dienstniveau wie in Drahtleitungssystemen verdoppelt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ein drahtloses diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationsverfahren und -system wird offenbart, das die Anrufverbindungsaufbauzeit verkürzt, indem über eine drahtlose Verbindung mittels der Verbindung des Fernstellen-Benutzers mit einer Netzschaltung in einem Kommunikationssystem, z. B. PSTN, zwischen einem Fernstellen-Benutzer und einer Basisstation eine Verbindung errichtet wird. Durch das Verkürzen der Anrufverbindungsaufbauzeit wird anderen Benutzern des Systems eine wertvolle Bandbreite zur Verfügung gestellt. Im System bedient eine Fernstelle mehrere Teilnehmer, wobei jeder Teilnehmer mittels eines Senders/Empfängers über eine drahtlose Verbindung mit einer Basisstation verbunden ist. Die drahtlose Verbindung schließt einen gemeinsamen Verbindungskanal (CLC) für Steuernachrichten und einen gemeinsamen Zugriffskanal (CAC) für den Verkehr ein. Nachrichten werden mittels Verwendung des PWAN zwischen der Fernstelle und der Basisstation ausgetauscht. Die Basisstation ist mit einer Netzschaltung in einem Nachrichten-Netz, z. B. PSTN, verbunden. Um die Anrufverbindungsaufbauzeit zu verkürzen, sendet die Fernstelle über den CAC eine anfängliche Verbindungsaufbau-Aufforderung-Nachricht an die Schaltung, bevor zwischen der Basisstation und der Fernstelle ein Verkehrskanal errichtet wird, wenn ein Teilnehmertelefon abgehoben wird. Die Verbindungsaufbaunachricht schließt die Fernstellen-ID und die Teilnehmerleitungsnummer ein. Als Reaktion auf die Verbindungsaufbau-Aufforderung-Nachricht greift die Basisstation auf eine Datenbank zu, um den speziellen Teilnehmer und das betreffende Profil für die Verwendung durch die Netzschaltung zu identifizieren. Gleichzeitig beginnt die Basisstation mit einer drahtlosen Verkehrsverbindung zwischen dem Fernstellen-Benutzer und der Basisstation und aktiviert einen Aufbauprozessor, der die Verbindungsaufbau-Aufforderung-Nachricht für die Verarbeitung an die Netzschaltung sendet. Die Netzschaltung stellt dem Teilnehmer nach dem Empfang der Verbindungsaufbau-Aufforderung-Nachricht einen Wählton an der Fernstelle bereit. Für den Fall, dass die Basisstation nicht in der Lage ist, infolge einer Funkausbreitung oder anderer Probleme einen Verkehrskanal zwischen dem Fernstellen-Benutzer und der Basisstation zu errichten, wird von der Basisstation ein Fehlerprozessor aktiviert. Der Fehlerprozessor erzeugt ein Signal bzw. einen Befehl für die Netzschaltung, die Verbindungsaufbau-Verbindung auseinanderzunehmen oder "einzureißen". Durch das Senden der Verbindungsaufbaunachricht an die Netzschaltung vor der Errichtung eines Verkehrskanals, wird die Anrufverbindungsaufbauzeit verkürzt, die Bandbreite bewahrt und der Fernstellen-Benutzer empfängt einen Wählton, der der Drahtleitungs kommunikation entspricht.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
  • A1 ist ein Blockdiagramm von mehreren Fernstellen, die über eine drahtlose Verbindung, die eine diskrete Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikation verwendet und die Grundsätze der vorliegenden Erfindung beinhaltet, mit einer Basisstation verbunden ist.
  • A2 ist ein Blockdiagramm einer in der A1 eingeschlossenen Basisstation.
  • A3 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der Erfindung aus den A1 und A2 implementiert.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
  • In A1 werden eine Fernstelle "X" und eine Fernstelle "Y" über eine drahtlose Verbindung, die Verkehrskanäle für den Datenverkehr verwendet, und einen gemeinsamen Zugriffskanal (CAC) und einen gemeinsamen Verbindungskanal (CLC) für die Steuerinformation mit einer Basisstation verbunden. Jede Fernstelle schließt mehrere Teilnehmer ein, die mit einem Sender/Empfänger verbunden sind, der das diskrete Mehrton-Spreizung-Spektrum-Protokoll für Übertragungen verwendet. Die Kommunikation zwischen den Fernstellen und der Basisstation wird auf die Art und Weise durchgeführt, wie sie in den oben zitierten Anmeldungen von S. Alamouti et al. und E. Hoole et al. beschrieben ist.
  • Die Basisstation schließt für jeden mit den Fernstellen verknüpften Kanal Empfänger/Sender ein. Die Basisstation schließt weiterhin Datenbanken für Teilnehmerausbreitung-Wichtungen und Entspreizung-Wichtungen ein, die bei der Verarbeitung der Nachrichten zwischen den Fernstellen und der Basisstation verwendet werden. Ein Anrufverbindungsaufbau-Prozessor in der Basisstation wird beim Senden der Anrufverbindungsaufbau-Aufforderung-Nachrichten an die Netzschaltung verwendet. Ein Fehlerprozessor wird, wie hiernach erläutert, von der Basisstation aktiviert, wenn zwischen der Basisstation und einer Fernstelle keine Verbindung errichtet werden kann. Zuletzt wird die Basisstation über eine Drahtleitung-Verbindung mit einer Netzschaltung verbunden, die ein öffentliches Vermittlungstelefonnetz oder dergleichen bedient.
  • Das drahtlose Personalzugriffsnetz(PWAN)-System, auf das in der Patentanmeldung von Alamouti et al. verwiesen wird, stellt eine detailliertere Beschreibung der Basisstation bereit: Die Basisstation sendet die Information an mehrere Fernstellen in ihrer Zelle. Die Übertragungsformate sind für einen 64 kbits/sek Verkehrskanal, zusammen mit einem 4 kbps Verbindung-Steuerkanal (LCC) zwischen der Basisstation und einer Fernstelle. Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sek Daten an den Sender des Absenders ab. Dies führt zu 48 Bits in einem Übertragung-Burst. Die Informationsbits werden gemäß einem dreifachen Datenverschlüsselungsstandard(DES)-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Ein Bit-zu-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. Der Begriff Vektor begrifft allgemein einen Spaltenvektor, der allgemein komplex ist. Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM (oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM (oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein Verbindungserhaltung-Pilotsignal (LMP) wird hinzugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als die ersten Elemente des Vektors. Der entstehende (18 × 1) Vektor wird mit einer (18 × 18) Vorwärts-Nachzieh-Matrix vormultipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben.
  • Vektor b wird je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektor multipliziert, um einen weiteren (18 × 1) Vektor c zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet und eine Ganzzahl ist. Vektor c wird mit einem (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor nachmultipliziert, um eine (18 × 32) Matrix R(p) zu liefern. Die Zahl 32 resultiert aus dem Multiplizieren des spektralen Spreizung-Faktors 4 und des räumlichen Spreizung-Faktors 8. Die 18 × 32 Matrizen, die allen (auf derselben Verkehrs-Partition) getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden dann kombiniert (addiert), um die daraus hervorgehende 18 × 32 Matrix Sfwd zu erzeugen.
  • Die Matrix S wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. (Die Indices 0 bis 7 entsprechen den Antennenelementen, über die diese Symbole schließlich übertragen werden.) Jede Unter-Matrix wird in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition umgesetzt.
  • Eine untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten Fourier-Überführungs(DFT)-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihre entsprechenden Antennenelemente (0 bis 7) übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt.
  • In A2 schließt eine Basisstation weiterhin einen spektralen und räumlichen Entspreizung-Prozessor 312, der in Übereinstimmung mit der zuvor zitierten Anmeldung von S. Alamouti et al. mit den Spreizung- und Entspreizung-Datenbanken interagiert. Der Prozessor wird an einen Decoder gekoppelt, der eine Ausgabe für einen Vektor-Demontage-Puffer 316 bereitstellt, um die in einem Anruf verursachten Teilnehmerdaten zu erzeugen. Der Decoder wird auch mit einem Teilnehmer-Datenbank-Puffer verbunden, der die Information enthält, die den Teilnehmernamen, die Zahl und eine weitere Standard-Teilnehmerinformation, z. B. die Teilnehmerprofile, betrifft. Die Ausgabe des Datenbank-Puffers wird, wie detaillierter hiernach beschrieben, einem Anruf-Verbindungsaufbauprozessor 330 oder einem Fehlerprozessor 322 bereitgestellt. Die Prozessoren 330 und 322 werden mit der Netzschaltung 202 verbunden.
  • Der Betrieb der A1 und A2 wird jetzt in Verbindung mit A3 beschrieben. Im Schritt 710 erzeugt ein mit einer Fernstelle verbundener Teilnehmer einen Anruf, der an der Station eine "Aushänger"-Bedingung startet. Eine Verbindungsaufbau-Anfrage wird im Schritt 720 von der Fernstelle eingeleitet. Die Fernstelle sendet mittels Verwendung eines CAC-Tons eine Verbindungsaufbau-Anfrage, die Fernstellen-ID und die Teilnehmerleitungnummer an die Basisstation. Die Basisstation reagiert im Schritt 730 auf die Verbindungsaufbau-Anfrage und greift auf die Datenbank 320 zu, um den Teilnehmer zu kennzeichnen und das Teilnehmerprofil zu erhalten. Gleichzeitig beginnt die Basisstation in den Schritten 740 und 743 mit der Errichtung eines Verkehrskanals für die Fernstelle und sendet die Verbindungsaufbau-Anfrage, die Fernstellen-Benutzer-ID, die Teilnehmerleitungnummer und das Teilnehmerprofil an die Netzschaltung 202. Die Netzschaltung startet den Verbindungsaufbau im Schritt 745 und stellt dem Teilnehmer an der Fernstelle einen Wählton zur Verfügung. Während des Verbindungsaufbau-Verfahrens des Verkehrskanals führt die Basisstation in einem Schritt 742 einen Test durch, um zu bestimmen, ob zwischen der Fernstelle und der Basisstation ein Verkehrskanal errichtet wurde. In einigen Fällen sind die Funkverbreitungsmerkmale des Kanals derart, dass keine Verbindung errichtet werden kann. In dem Fall, in dem keine Verbindung errichtet werden kann, aktiviert eine "Nein"-Bedingung aus dem Test 742 den Fehlerprozessor 322, der der Netzschaltung in einem Schritt 744 ein Signal für eine Logikvorrichtung zur Verfügung stellt, die der Netzschaltung signalisiert, den Anruf-Verbindungsaufbau im PSTN zu demontieren oder "abzubrechen", wenn die Basisstation die Verbindungsaufbau-Anfragennachricht gesendet hat. Als Reaktion auf das Logikvorrichtungssignal "unterbricht" die Netzschaltung in einem Schritt 749 die PSTN-Verbindungen, und das Verfahren endet. Im Falle, wo der Verkehrskanal abgeschlossen wird, sendet eine "Ja"-Bedingung ein Signal an eine Logikvorrichtung, woraufhin die Netzschaltung den Anruf in einem Schritt 747 abschließt, vorausgesetzt, dass der Anruf-Verbindungsaufbau eingeleitet und der Wählton dem Teilnehmer von der Netzschaltung bereitgestellt wurde.
  • Obwohl unsere Erfindung im Sinne der spezifischen Ausführungsform beschrieben wurde, können verschiedene Modifikationen vorgenommen werden, ohne sich vom Geist und Schutzumfang der Erfindung, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, zu lösen.
  • ÜBERSCHRIFT DER ERFINDUNG: "PRIORITÄTS-NACHRICHTENMITTEILUNGSVERFAHREN FÜR EIN DISKRETES MEHRTON-AUSBREITUNG-SPEKTRUM-KOMMUNIKATIONSSYSTEM"
  • Querbezüge zu betreffenden Anmeldungen:
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mitanhängige U.S.-Patentanmeldung von Siavash Alamouti, Doug, Stolarz und Joel Becker unter dem Titel "Vertical Adaptive Antenna Array For A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennur., am selben Tage die die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf AT&T Wireless Services umgeschrieben und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Erfindungsgebiet
  • Diese Erfindung beinhaltet Verbesserungen für Kommunikationssysteme und -verfahren in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme wie Mobilfunk- und Personal-Kommunikationssysteme arbeiten mit begrenzten spektralen Bandbreiten. Sie müssen einen sehr wirkungsvollen Gebrauch von den knappen Bandbreiten-Ressourcen machen, um einer großen Anzahl an Benutzern einen guten Service bereitzustellen. Das Code-Multiplex-Zugriffs(CDMA)protokoll wurde von drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet, um die begrenzten Bandbreiten effizient zu verwenden. Das Protokoll verwendet einen eindeutigen Code, um jedes Datensignal eines Benutzers von den Datensignalen anderer Benutzer zu unterscheiden. Die Kenntnis des eindeutigen Codes, mit dem irgendeine genaue Information übertragen wird, erlaubt die Trennung und Neukonstruktion einer jeden Benutzernachricht am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Die adaptive Strahlbildungstechnologie wurde eine vielversprechende Technologie für drahtlose Dienstprovider, um eine große Abdeckung, hohe Leistung und einen hochqualitativen Dienst zu bieten. Auf der Grundlage dieser Technologie kann das drahtlose Kommunikationssystem seine Abdeckungsfähigkeit, System-Kapazität und Leistung bedeutend verbessern. Das in der verwiesenen Patentanmeldung von Alamouti, Stolarz, et al. beschriebene drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)system verwendet die adaptive Strahlbildung, kombiniert mit einer Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um zwischen einer Basisstation und mehreren Fernstelleneinheiten eine wirksame Kommunikation bereitzustellen. Das PWAN-System vermeidet das Beladen von gewöhnlichen Hochprioritäts-Verkehrskanälen mit einer Systemverwaltungsinformation. Stattdessen wird die Systemverwaltung-Information als Nachrichten auf dem Verbindung-Steuerkanal übertragen. Es gibt zwei Systemverwaltung-Informationarten. Die erste stellt Systemverwaltung-Nachrichten dar, die relativ wichtig, aber nicht zeitkritisch sind, wie beispielsweise Software-Downloads. Die zweite stellt Systemverwaltung-Nachrichten dar, die zeitkritisch sind, wie beispielsweise Anrufsteuernachrichten, Verbindungsnachrichten, Bestätigungen für die Anrufsteuerung und die Zeichengabe. Der Verbindungssteuerkanal ist der einzige Kanal, der für das Senden dieser Systemverwaltung-Nachrichten zur Verfügung steht. Was gebraucht wird, ist ein Weg, um zu gewährleisten, dass zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten der Vorrang gegenüber den nicht-zeitkritischen Nachrichten gegeben wird.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die hierin offenbarte Erfindung ist ein neues Verfahren, um den wirksamsten Gebrauch von der knappen spektralen Bandbreite in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem zu machen. Die Erfindung verwaltet den Austausch von Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindungssteuerkanal zwischen einer Fernstelle und der Basisstation, so dass den zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten der Vorrang gegenüber den nicht-zeitkritischen Nachrichten gegeben wird. Die Erfindung gilt für eine Fernstelle, die Systemverwaltungsnachrichten an die Basisstation sendet, oder für eine Basis station, die System-Verwaltungsnachrichten an die Fernstelle sendet.
  • Das folgende fasst den Betrieb der Fernstelle beim Senden der Systemverwaltung-Nachrichten an die Basisstation zusammen. Die Fernstelle und die Basisstation sind Teil eines drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem. Die Fernstelle, die in diesem Beispiel die Sendestelle ist, schließt einen Prioritätsnachrichten-Prozessor ein, der die Reihenfolge wählt, mit der Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindungssteuerkanal übertragen werden. Die Reihenfolge der Wahl hängt von dem zeitkritischen Zustand der Nachricht ab. Jene Nachrichten, die zeitkritischer sind, werden als erstes übertragen. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor in der Sendestelle wird programmiert, um die Anrufsteuernachrichten, die Verbindungsnachrichten, Bestätigungsnachrichten für die Anrufsteuerung und die Zeichengabenachrichten z. B. so zu ordnen, dass sie zeitkritischer sind als Systemzustand-Nachrichten oder Software-Downloads. Die von der Sendestelle übertragene Burstgröße ist eine festgelegte Zahl an Bits lang, z. B. 48 Bits lang. Wenn die zu sendende Nachricht länger als die Burstgröße ist, dann bricht der Prioritätsnachrichten-Prozessor die Nachricht an der Sendestelle in Segmente. In Übereinstimmung mit der Erfindung ist mit jedem Nachrichten-Segment ein 1-Bit-langes Prioritätsunterbrechung-Flag eingeschlossen, um zu kennzeichnen, ob das Segment das erste in einer Nachricht auftretende Segment ist. Dies erlaubt, dass die Sendestelle und die Empfangsstelle bei der Verwaltung der Kommunikation von Systemverwaltung-Nachrichten, die unterschiedlich zeitkritisch sind, zusammenwirken.
  • Als Beispiel ist die Fernstelle mitten dabei, einer erste Vielfachsegmentnachricht über den Verbindung-Steuerkanal an die Basisstation zu senden. Die erste Nachricht kann eine Zustandsnachricht sein, die nicht besonders zeitkritisch ist, wenn sie vom Prioritätsnachrichten-Prozessor an der Fernstelle bemessen wird. Das erste Segment in der ersten Nachricht hat sein Prioritätsunterbrechung-Flag auf 1 eingestellt, was zeigt, dass es sich um das erste Segment handelt. Die übrigen Segmente in der Nachricht haben ihre jeweiligen Prioritätsunterbrechung-Flags auf 0 eingestellt, was zeigt, dass sie nicht das erste Segment sind. In dem Augenblick, wenn ein Segment mit einem auf 0 eingestellten Flag vom Prioritätsnachrichten-Prozessor als zu übertragen aufgelistet wird, hat die Fernstelle ein Anrufsteuernachrichtensignal wie beispielsweise ein Nicht-Aufgelegt-Signal, das ihr von einem lokalen Teilnehmer eingegeben wird. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor an der Fernstelle bestimmt, dass eine Anrufsteuernachricht zeitkritischer ist als die gerade sendende Zustandsnachricht. In Übereinstimmung mit der Erfindung trunkiert der Prioritätsnachrichten-Prozessor an der Fernstelle die erste Nachricht. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor teilt die zweite Nachricht in Burst-große Segmente auf, die jeweils eine Prioritätsfeld für jedes Segment einschließen. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor ordnet dem ersten Segment einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert von 1 zu und beginnt seine Übertragung an die Basisstation über den Verbindung-Steuerkanal. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor ordnet den übrigen Segmenten der zweiten Nachricht einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert von 0 zu und puffert sie für die Übertragung über den Verbindung-Steuerkanal in späteren Bursts. Die Fernstelle überträgt dann ein Burst mit einem diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signal, das ein Datenverkehr-Signal umfasst, das einen Datenabschnitt hat, der über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitet wird. Die Fernstelle sendet im Burst auch ein zweites diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signal, das ein Nachrichten-Segment-Signal umfasst, das das erste Nachrichten-Segment der Anrufsteuernachricht und den Prioritätsunterbrechung-Flag-Abschnitt über mehrere Verbindung-Steuerkanalfrequenzen ausgebreitet hat.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung empfängt die Basisstation das Burst mit dem ersten Spreiz-Signal und dem zweiten Spreiz-Signal. Die Basisstation entspreizt adaptiv das empfangene erste Spreiz-Signal, indem es Entspreizung-Wichtungen benutzt, den Datenabschnitt rückgewinnend. Die Basisstation nimmt auch adaptiv das empfangene zweite Spreiz-Signal zurück, indem Entspreizung-Wichtungen verwendet werden, wobei der Nachrichten-Segment-Abschnitt und der Prioritätsunterbrechung-Flag-Abschnitt wiedergewonnen werden. Die Basisstation schließt einen Prioritätsnachrichten-Prozessor ein, der aus dem Verbindung-Steuerkanal das erste Nachrichten-Segment der Anrufsteuernachricht empfängt. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor an der Basisstation setzt dann einen Nachrichten-Segment-Puffer in die Basisstation zurück und speichert das erste Segment der Anrufsteuernachricht im Puffer, wenn das Prioritätsunterbrechung-Flag einen ersten Wert von 1 hat. Der erste Wert von 1 für das Prioritätsunterbrechung-Flag entspricht einem zeitkritischen Nachrichten-Segment. Dieser Betrieb ersetzt auf wirkungsvolle Weise die zeitkritischere Anrufsteuernachricht für die erste Zustandsnachricht an der Basisstation.
  • Wenn die übrigen Segmente der Anrufsteuernachricht über den Verbindung-Steuerkanal vom Prioritätsnachrichten-Prozessor der Basisstation empfangen werden, verkettet der Prioritätsnachrichten-Prozessor an der Basisstation die übrigen Nachrichten-Segmente mit dem ersten empfangenen Nachrichten-Segment, da das Prioritätsunterbrechung-Flag für diese Segmente einen zweiten Wert von 0 hat. Der zweite Wert von 0 für das Prioritätsunterbrechung-Flag entspricht einem Nachrichten-Segment, das nicht das erste Segment in einer Nachricht ist, die mehrere Segmente hat.
  • In einer alternativen Ausführungsform der Erfindung ordnet die Basisstation selektiv ihre Nachrichtenverarbeitungskapazität aus Nachrichten geringer Priorität neu, die sie gerade sendet, zeitkritischeren Nachrichten zu, die sie gerade auf dem Verbindung-Steuerkanal empfängt. In Übereinstimmung mit der Erfindung überträgt die Basisstation gerade ein übertragenes Spreiz-Signal, das ein abgehendes Datenverkehr-Signal, das über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitet wird, und ein abgehendes Nachrichten-Segment-Signal umfasst, das über mehrere Verbindung-Steuerfrequenzen verbreitet wird. Dies findet im Sende-Intervall einer Zeitteilung-Duplexsitzung mit der Fernstelle statt. Das abgehende Nachrichten-Segment-Signal von der Basisstation ist Teil einer Nachricht geringer Priorität wie beispielsweise ein Software-Download an die Fernstelle. Im nächsten Empfang-Intervall der Zeitteilung-Duplexsitzung empfängt die Basisstation ein Spreiz-Signal, das ein über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitetes ankommendes Datenverkehr-Signal und ein über mehrere Verbindung-Steuerfrequenzen verbreitetes ankommendes Nachrichten-Segment-Signal umfasst. Die Basisstation entspreizt adaptiv die an der Basisstation empfangenen Signale mittels Verwendung von Entspreizung-Wichtungen. Dann erfasst die Basisstation einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert im Nachrichten-Segment-Signal. In Übereinstimmung mit der alternativen Ausführungsform der Erfindung wirkt die Basisstation, um ihre Nachrichtenverarbeitungskapazität neuzuzuordnen, indem die als nächste aufgelistete Übertragung des zweiten abgehenden Nachrichten-Segment-Signals unterbrochen wird. Die Basisstation setzt auch den Nachrichten-Segment-Puffer in der Basisstation zurück und speichert das ankommende Nachrichten-Segment-Signal darin. Diese Schritte werden von der Basisstation vorgenommen, wenn das Prioritätsunterbrechung-Flag einen ersten Wert von 1 hat. Der erste Wert von 1 für das Prioritätsunterbrechung-Flag entspricht einem zeitkritischen Nachrichten-Segment. Alternativ verkettet die Basisstation das ankommende Nachrichten-Segment-Signal mit einem zuvor empfangenen Nachrichten-Segment, wenn das Prioritätsunterbrechung-Flag einen zweiten Wert von 0 hat. Der zweite Wert von 0 für das Prioritätsunterbrechung-Flag entspricht einem Nachrichten-Segment, das nicht ein erstes Nachrichten-Segment in einer Nachricht ist, die mehrere Segmente hat. Auf diese Weise verwaltet die Erfindung den Austausch der Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindung-Steuerkanal zwischen einer Fernstelle und der Basisstation, so dass zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten die Priorität gegenüber den nicht zeitkritischen Nachrichten gegeben wird.
  • Gegenwärtig hat die Erfindung vorteilhafte Anwendungen auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikation wie beispielsweise der Mobilfunk-Kommunikation oder Personalkommunikation, worin die Bandbreite, verglichen mit der Zahl der Benutzer und ihren Erfordernissen, knapp ist. Diese Anwendungen können in mobilen, ortsfesten oder geringfügig mobilen Systemen durchgeführt werden. Jedoch kann die Erfindung auf vorteilhafte Weise auch an andere, nicht-drahtlose Kommunikationssysteme angelegt werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen:
  • B1 ist ein Architekturdiagramm des PWAN-Systems, das Fernstellen einschließt, die an eine Basisstation senden.
  • B2 ist ein Architekturdiagramm der Fernstelle X als Sender.
  • B3 ist ein Architekturdiagramm der Basisstation Z als Empfänger.
  • B4 ist ein detaillierteres Architekturdiagramm des Prioritätsnachrichten-Prozessors 204 an der Sendestelle.
  • B5 ist ein Flussdiagramm, das die Fernstelle als Sender und die Basisstation als Empfänger zeigt.
  • B6 ist ein detaillierteres Architekturdiagramm des Prioritätsnachrichten-Prozessors 320 an der Empfangsstelle.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
  • 1 ist ein Architekturdiagramm des in der verwiesenen Patentanmeldung von Alamouti, Stolarz, et al. beschriebenen drahtlosen Personal-Zugriffsnetzes (PWAN). Zwei Benutzer, Alice und Bob, befinden sich an der Fernstelle X und wünschen, ihre jeweiligen Datennachrichten an die Basisstation Z zu übertragen. Die Stelle X wird im gleichen Abstand zu den Antennenelementen A, B, C und D der Basisstation Z positioniert. Zwei andere Benutzer, Chuck und Dave, befinden sich an der Fernstelle Y und wollen ihre jeweiligen Datennachrichten an die Basisstation Z übertragen. Die Stelle Y liegt geographisch von der Stelle X entfernt und befindet sich nicht im gleichen Abstand zu den Elementen A, B, C und D der Basisstation Z. Die Fernstellen X und Y und die Basisstation Z verwenden die Form des CDMA-Protokolls, die als diskrete Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um eine wirksame Kommunikation zwischen der Basisstation und mehreren Fernstelleneinheiten bereitzustellen. Dieses Protokoll wird in B1 als Mehrton-CDMA bezeichnet. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers mittels einer Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Wichtungen, die das Datensignal über viele diskrete Töne verteilen, die einen breiten Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase desselben Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz benutzen, um ihre Daten zu übertragen; jedoch hat jeder Benutzer, der das Tonsatz teilt, eine andere Reihe an Spreizung-Wichtungen. Das gewichtete Tonsatz für eine speziellen Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Wichtungen, die die Spreizung-Wichtungen des Benutzers betreffen, verarbeitet wird, um das Datensignal des Benutzers rückzugewinnen. Für jede räumlich getrennte Antenne am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen zu Frequenzdomäne-Signalen umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenden Signalen kombiniert, um eine optimierte Annäherung der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, die durch ein/e besondere Mehrton-Satz und Sendestelle gekennzeichnet sind.
  • Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite im Bereich von 1850 bis 1990 MHz gleich beabstandet sind. Der Abstand zwischen den Tönen ist 3,125 kHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folge-beziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eines Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstelleneinheiten zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstelleneinheiten zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstelleneinheiten an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstelleneinheiten verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplexen (TDD) von der Basisstation und der Fernstelleneinheit verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelleneinheit wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelleneinheit zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelleneinheit oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinanderfolgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelleneinheit müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstelleneinheiten müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstelleneinheiten und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstelleneinheiten gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelleneinheit anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelleneinheit muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • Ausgesuchte Töne innerhalb eines jeden Tönsätze werden als im Frequenzband verteilte Pilottöne bestimmt. Pilottöne tragen bekannte Datenmuster, die eine genaue Kanalauswertung ermöglichen. Die Serien an Pilottönen, die bekannte Höhen und Phasen haben, haben einen bekannten Pegel und werden um etwa 30 KHz voneinander beabstandet, um über das gesamte Übertragungsband eine genaue Darstellung der Kanalantwort (d. h. die von den Nachrichten-Kanal-Merkmalen eingeführte Höhen- und Phasenverzerrung) bereitzustellen.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung macht ein neues Verfahren den wirksamsten Gebrauch der knappen spektralen Bandbreite in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem. Die Erfindung verwaltet den Austausch der Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindung-Steuerkanal zwischen einer Fernstelle und der Basisstation, so dass den zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten der Vorrang gegenüber den nicht-zeitkritischen Nachrichten gegeben wird. Die Erfindung gilt entweder für eine Fernstelle, die Systemverwaltungsnachrichten an die Basisstation sendet, oder für eine Basisstation, die Systemverwaltung-Nachrichten an die Fernstelle sendet.
  • Das folgende beschreibt den Betrieb der Fernstelle X beim Senden der Systemverwaltung-Nachrichten an die Basisstation Z. Die Fernstelle und die Basisstation sind Teil eines drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem. Die Fernstelle, die in diesem Beispiel die Sendestelle ist, schließt einen in B2 und B4 gezeigten Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 ein, der die Reihenfolge wählt, mit der Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindung-Steuerkanal (LCC) übertragen werden. Die Reihenfolge der Wahl hängt von dem zeitkritischen Zustand der Nachricht ab. Jene Nachrichten, die zeitkritischer sind, werden als erstes übertragen. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 in der Sendestelle wird vom Programm 400 aus B4 programmiert, um die Anrufsteuernachrichten, die Verbindungsnachrichten, Bestätigungsnachrichten für die Anrufsteuerung und die Zeichengabenachrichten z. B. so zu ordnen, dass sie zeitkritischer sind als Systemzustand-Nachrichten oder Software-Downloads. Die von der Sendestelle übertragene Burstgröße ist eine festgelegte Zahl an Bits lang, z. B. 48 Bits lang. Wenn die zu sendende Nachricht länger als die Burstgröße ist, dann verwendet der Prioritätsnachrichten- Prozessor 204 an der Sendestelle den Prioritätsnachrichten-Puffer 420 in B4, um die Nachricht an der Sendestelle in Segmente zu teilen. In Übereinstimmung mit der Erfindung ist mit jedem Nachrichten-Segment ein 1-Bit-langes Prioritätsunterbrechung-Flag "P" eingeschlossen, um zu kennzeichnen, ob das Segment das erste in einer Nachricht auftretende Segment ist. Dies erlaubt, dass die Sendestelle und die Empfangsstelle bei der Verwaltung der Kommunikation von Systemverwaltung-Nachrichten, die unterschiedlich zeitkritisch sind, zusammenwirken.
  • Als Beispiel ist die Fernstelle X mitten dabei, einer erste Vielfachsegmentnachricht über den Verbindung-Steuerkanal an die Basisstation Z zu senden. Die erste Nachricht kann eine Zustandsnachricht sein, die nicht besonders zeitkritisch ist, wenn sie vom Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 an der Fernstelle bemessen wird. Das erste Segment in der ersten Nachricht hat sein Prioritätsunterbrechung-Flag auf 1 eingestellt, was zeigt, dass es sich um das erste Segment handelt. Die übrigen Segmente in der Nachricht haben ihre jeweiligen Prioritätsunterbrechung-Flags "P" auf 0 eingestellt, was zeigt, dass sie nicht das erste Segment sind. In dem Augenblick, wenn ein Segment mit einem auf 0 eingestellten Flag "P" vom Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 als zu übertragen aufgelistet wird, hat die Fernstelle X ein Anrufsteuernachrichtensignal wie beispielsweise ein Nicht-Aufgelegt-Signal, das ihr von einem lokalen Teilnehmer Alice eingegeben wird. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 an der Fernstelle X bestimmt, dass eine Anrufsteuernachricht zeitkritischer ist als die gerade sendende Zustandsnachricht. In Übereinstimmung mit der Erfindung unterbricht der Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 an der Fernstelle die erste Nachricht. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor teilt die zweite Nachricht in Burst-große Segmente auf, die jeweils eine Prioritätsfeld für jedes Segment einschließen. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 ordnet dem ersten Segment einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert von P = 1 zu und beginnt seine Übertragung an die Basisstation/über den Verbindung-Steuerkanal. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 ordnet den übrigen Segmenten der zweiten Nachricht einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert von P = 0 zu und puffert sie für die Übertragung über den Verbindung-Steuerkanal in späteren Bursts im Prioritätsnachrichten-Puffer 420. Die Fernstelle X überträgt dann ein Burst mit einem ersten diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signal, das ein Datenverkehr-Signal umfasst, das einen Datenabschnitt hat, der über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitet wird. Die Fernstelle X sendet im Burst auch ein zweites diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signal, das ein Nachrichten-Segment-Signal umfasst, das das erste Nachrichten-Segment der Anrufsteuernachricht und den Prioritätsunterbrechung-Flag-Abschnitt "P" über mehrere Verbindung-Steuerkanalfrequenzen ausgebreitet hat.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung empfängt die Basisstation Z aus B3 das Burst mit dem ersten Spreiz-Signal und dem zweiten Spreiz-Signal. Die Basisstation entspreizt adaptiv das empfangene erste Spreiz-Signal, indem es Entspreizung-Wichtungen im spektralen und räumlichen Entspreizung-Prozessor 312 benutzt, den Datenabschnitt rückgewinnend. Die Basisstation nimmt auch adaptiv das empfangene zweite Spreiz-Signal zurück, indem Entspreizung-Wichtungen verwendet werden, wobei der Nachrichten-Segment-Abschnitt und der Prioritätsunterbrechung-Flag-Abschnitt wiedergewonnen werden. Die Basisstation schließt einen in B3 und B6 gezeigten Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 ein, der aus dem Verbindung-Steuerkanal das erste Nachrichten-Segment der Anrufsteuernachricht empfängt. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 an der Basisstation setzt dann einen Nachrichten-Segment-Puffer 322 in die Basisstation zurück und speichert das erste Segment der Anrufsteuernachricht im Puffer 322, wenn das Prioritätsunterbrechung-Flag "P" einen ersten Wert von 1 hat. Der erste Wert von 1 für das Prioritätsunterbrechung-Flag "P" entspricht einem zeitkritischen Nachrichten-Segment. Dieser Betrieb ersetzt auf wirkungsvolle Weise die zeitkritischere Anrufsteuernachricht für die erste Zustandsnachricht an der Basisstation Z.
  • Wenn die übrigen Segmente der Anrufsteuernachricht über den Verbindung-Steuerkanal vom Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation empfangen werden, verkettet der Prioritäts nachrichten-Prozessor 320 an der Basisstation die übrigen Nachrichten-Segmente mit dem ersten empfangenen Nachrichten-Segment im Prioritätsnachrichten-Puffer 322, da das Prioritätsunterbrechung-Flag "P" für diese Segmente einen zweiten Wert von 0 hat. Der zweite Wert von 0 für das Prioritätsunterbrechung-Flag "P" entspricht einem Nachrichten-Segment, das nicht das erste Segment in einer Nachricht ist, die mehrere Segmente hat.
  • In einer alternativen Ausführungsform der Erfindung ordnet der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation aus B6 selektiv ihre Nachrichtenverarbeitungskapazität aus Nachrichten geringer Priorität, die sie gerade sendet, zeitkritischeren Nachrichten zu, die sie gerade auf dem Verbindung-Steuerkanal empfängt. In Übereinstimmung mit der Erfindung überträgt die Basisstation Z gerade ein übertragenes Spreiz-Signal, das ein abgehendes Datenverkehr-Signal, das über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitet wird, und ein abgehendes Nachrichten-Segment-Signal umfasst, das über mehrere Verbindung-Steuerfrequenzen verbreitet wird. Dies findet im Sende-Intervall einer Zeitteilung-Duplexsitzung mit der Fernstelle X statt. Das abgehende Nachrichten-Segment-Signal von der Basisstation ist Teil einer Nachricht geringer Priorität wie beispielsweise ein Software-Download an die Fernstelle. Im nächsten Empfang-Intervall der Zeitteilung-Duplexsitzung empfängt die Basisstation Z ein Spreiz-Signal, das ein über mehrere diskrete Verkehrsfrequenzen verbreitetes ankommendes Datenverkehr-Signal und ein über mehrere Verbindung-Steuerfrequenzen verbreitetes ankommendes Nachrichten-Segment-Signal umfasst. Die Basisstation entspreizt adaptiv die an der Basisstation empfangenen Signale mittels Verwendung von Entspreizung-Wichtungen in ihrem spektralen und räumlichen Entspreizung-Prozessor 312 aus B3. Dann erfasst der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation aus B6 einen Prioritätsunterbrechung-Flag-Wert "P" im Nachrichten-Segment-Signal.
  • In Übereinstimmung mit der alternativen Ausführungsform der Erfindung wirkt der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation, um die Nachrichtenverarbeitungskapazität der Station neu-zuzuordnen, indem die als nächste aufgelistete Übertragung des zweiten abgehenden Nachrichten-Segment-Signals unterbrochen wird. Ein Beispiel dafür, wo dieser Betrieb benötigt wird, ist, wenn die Fernstelle X eine Anrufsteuernachricht an die Basisstation sendet, die die Basisstation nötigt, schnell mit einer Antwort-Nachricht zu reagieren. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 erfasst das Prioritätsunterbrechung-Flag P = 1 im ersten Segment der Anrufsteuernachricht und setzt als Reaktion darauf den Nachrichten-Segment-Puffer 322 in der Basisstation zurück. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 speichert das ankommende Nachrichten-Segment-Signal im Nachrichten-Segment-Puffer 322. Der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der B6 bestimmt, dass die Anrufsteuernachricht, die von der Fernstation empfangen wurde, eine rasche Antwort benötigt. Als Reaktion darauf speichert der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 die letzte Segment-Nummer, die für die ausgehende Nachricht mit niedriger Priorität gesendet wurde, dir er gerade an die Fernstation sendete. Die Basisstation kann ihre Antwort-Nachricht an die Fernstation senden. Auf diese Weise kann eine rasche Antwort-Nachricht als Reaktion auf Anforderung-Nachricht gesendet werden. Nachdem die Antwort-Nachricht durch die Basisstation gesendet wurde, wird die letzte Segment-Nummer, die für die ausgehende Nachricht mit niedriger Priorität gesendet wurde, durch den Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 wiedergewonnen, und die Übertragung wird an der Basisstation neu gestartet, und zwar anfangend mit der nächsten Segment-Nummer für die ausgehende Nachricht mit niedriger Priorität. Alternativ verkettet die Basisstation das ankommende Nachrichten-Segment-Signal mit einem zuvor empfangenen Nachrichten-Segment, wenn das Prioritätsunterbrechung-Flag einen zweiten Wert von 0 hat. Der zweite Wert von 0 für das Prioritätsunterbrechung-Flag entspricht einem Nachrichten-Segment, das nicht ein erstes Nachrichten-Segment in einer Nachricht ist, die mehrere Segmente hat. Auf diese Weise verwaltet die Erfindung den Austausch der Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindung-Steuerkanal zwischen einer Fernstelle und der Basisstation, so dass zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten die Priorität gegenüber den nicht zeitkritischen Nachrichten gegeben wird.
  • In B2 geben Alice und Bob jeweils Daten an die Fernstelle X ein. Die Verkehrsdaten des Senders werden zum Vektorbildungspuffer 202 gesendet und die Systemverwaltung-Information des Senders wird an den detaillierter in B4 gezeigten Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 gesendet. Die Datenvektoren werden vom Puffer 202 an den Trellis-Codierer 206 ausgegeben. Die Datenvektoren haben die Form eines 48-Bit Datennachrichtsegments je Sendeburst. Die vom Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 an den Trellis-Codierer 206 ausgegebenen LCC-Vektoren haben die Form eines 48-Bit Prioritätsnachrichten-Segments je Sendeburst, das gebildet wird, indem ein 47-Bit Nachrichten-Segment mit dem Prioritätsunterbrechung-Flag von 1 Bit verkettet wird. Die Trellis-codierten Datenvektoren und LCC-Vektoren werden dann an den spektralen Spreizungprozessor 208 ausgegeben. Die entstehenden Datentöne und LCC-Töne werden dann für die Übertragung an die Basisstation vom Prozessor 208 an den Sender 210 ausgegeben.
  • Die ersten vier Schritte im Flussdiagramm 700 der B5 zeigen die Schritte an der Fernstelle X, wenn sie der Sender ist. Die Schritte im Verfahren zum Übertragen von einer Fernstelle an eine Basisstation sind im Schritt 710 die ersten für die Fernstelle, um im Prioritätsnachrichten-Prozessor 204 aus B4 ein Prioritätsnachricht-Segment zu erzeugen und es als Vektor an den Verbindung-Steuerkanal einzugeben. Dann führt die Fernstelle im Schritt 720 die Trellis-Codierung des Verbindung-Steuervektors und der Datenvektoren durch. Danach führt die Fernstelle im Schritt 730 die spektrale Spreizung des/r Trellis-codierten Verbindung-Steuerkanalvektors und Datenvektoren durch. Danach sendet die Fernstelle im Schritt 740 den Verbindung-Steuerkanalton und die Tatentöne an die Basisstation.
  • Das drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)system, das in der verwiesenen Patentanmeldung von Alamouti, Stolarz, et al. beschrieben wird, stellt eine detaillierte Beschreibung eines Hochleistungsmodus bereit, in dem eine Verkehrs-Partition in einem Verkehrskanal verwendet wird. Die Basis sendet die Information an mehrere Ferneinheiten in ihrer Zelle. Die Übertragungsformate sind für einen 64 kbits/sek Verkehrskanal zusammen mit einem 4 kbps Verbindung-Steuerkanal (LCC) zwischen der Basis und der Fernstelleneinheit. Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sek Daten an den Sender des Senders ab. Dies führt zu 48 Bits in einem Sendeburst. Die Informationsbits werden gemäß einem Dreifach-Datenverschlüsselungsstandard(DES)-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Ein Bit-zu-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. Der Begriff Vektor begrifft allgemein einen Spaltenvektor, der allgemein komplex ist. Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM (oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM (oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein Verbindungserhaltung-Pilotsignal (LMP) wird zugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als die ersten Elemente des Vektors. Der entstehende (18 × 1) Vektor wird mit einer Vorwärts-Nachzieh-Matrix vor-multipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben.
  • Vektor b wird je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektor multipliziert, um einen weiteren (18 × 1) Vektor c zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet und eine Ganzzahl ist. Vektor c wird mit einem (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor nachmultipliziert, um eine (18 × 32) Matrix R(p) zu liefern. Die Zahl 32 resultiert aus dem Multiplizieren des spektralen Spreizung-Faktors 4 und des räumlichen Spreizung-Faktors 8. Die 18 × 32 Matrizen, die allen (auf derselben Verkehrs-Partition) getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden dann kombiniert (addiert), um die daraus hervorgehende 18 × 32 Matrix Sfwd zu erzeugen.
  • Die Matrix S wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. (Die Indices 0 bis 7 entsprechen den Antennenelementen, über die diese Symbole schließlich übertragen werden.) Jede Unter-Matrix wird in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition umgesetzt.
  • Eine untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten Fourier-Überführungs(DFT)-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihre entsprechenden Antennenelemente (0 bis 7) übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt.
  • B3 ist ein Architekturdiagramm der Basisstation Z als Empfänger. Die Datentöne und LCC-Töne werden an den Basisstation-Antennen A, B, C und D empfangen. Der Empfänger 310 leitet die Datentöne und die LCC-Töne an den spektralen und räumlichen Entspreizung-Prozessor 312. Die Entspreizung-Signale werden dann vom Prozessor 312 an den Trellis-Codierer 314 ausgegeben. Die Datenvektoren werden dann an den Vektorausbau-Puffer 316 ausgegeben. Die LCC-Vektoren werden an den Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 ausgegeben, der detaillierter in B6 gezeigt wird. Die Daten von Alice und die Daten von Bob werden vom Puffer 316 an das öffentliche Vermittlungs-Telefonnetz (PSTN) ausgegeben. Prioritätsnachricht-Segmente werden vom Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 an den Prioritätsnachrichten-Puffer 322 geleitet. Dort werden die Segmente in einer vollständigen Nachricht 325 verkettet, um auf der Leitung 330 ausgegeben zu werden.
  • Die letzten fünf Schritte in Flussdiagramm 700 der B5 zeigen die Basisstation Z als Empfänger. Im Schritt 750 führt die Basisstation die spektrale und räumliche Entspreizung des Verbindung-Steuerkanaltons und der Datentöne durch. Danach führt die Basisstation im Schritt 760 die Trellis-Decodierung des/r Entspreizung-Steuerkanaltons und -datentöne durch. Dann bestimmt der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation im Schritt 770, ob das Prioritätsunterbrechung-Flag P = 1. Wenn dem so ist, dann setzt der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 den Prioritätsnachrichten-Puffer 322 zurück und lädt das neu empfangene Nachrichten-Segment in den Puffer 322. Wenn im Schritt 780 der Prioritätsnachrichten-Prozessor 320 der Basisstation alternativ bestimmt, dass das Prioritätsunterbrechung-Flag P = 0, dann verkettet sie das neu empfangene Nachrichten-Segment mit dem zuvor empfangenen Nachrichten-Segment für dieselbe Nachricht im Puffer 322. Danach kombiniert der Prioritätsnachrichten-Puffer 322 im Schritt 790 die mehreren Nachrichten-Segmente in einer vollständigen Nachricht und gibt sie auf der Leitung 330 aus. Die fertige Nachricht kann dann innnerhalb der Basisstation verarbeitet oder zusammen mit den empfangenen Daten an das öffentliche Vermittlungs-Telefonnetz weitergeleitet werden.
  • Auf diese Weise verwaltet die Erfindung den Austausch von Systemverwaltung-Nachrichten über den Verbindung-Steuerkanal zwischen einer Fernstelle und der Basisstation, so dass den zeitkritischen Systemverwaltung-Nachrichten der Vorrang gegenüber den nicht-zeitkritischen Nachrichten gegeben wird.
  • Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung oben detailliert beschrieben wurden, wird es den Fachleuten auf dem Gebiet ersichtlich sein, dass offensichtliche Modifikationen an der Erfindung vorgenommen werden können, ohne sich von ihrem Geist und ihrer Essenz zu lösen. Folglich sollte die vorangegangene Beschreibung als darstellend und nicht als einschränkend angesehen und der Schutzumfang der Erfindung mit Blick auf die folgenden Ansprüche bestimmt werden.
  • ÜBERSCHRIFT DER ERFINDUNG: "VERFAHREN ZUM ABRUFEN VON FERNSTELLEN FÜR FUNKTIONSQUALITÄTS- UND AUFRECHTERHALTUNGSDATEN IN EINEM DISKRETEN MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUMNACHRICHTENSYSTEM"
  • 2455/4348
  • Querbezüge zu betreffenden Anmeldungen:
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mitanhängige U.S.-Patentanmeldung von Siavash Alamouti, Doug Stolarz und Joel Becker mit dem Titel: Vertical Adaptive Antenna Array For A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennr., am selben Tag wie die momentane Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und hierin unter Bezugnahme eingeschlossen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Erfindungsgebiet
  • Diese Erfindung beinhaltet Verbesserungen zu Kommunikationssystemen und -verfahren in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme wie beispielsweise Mobilfunk- und Personal-Kommunikationssysteme arbeiten mit begrenzten spektralen Bandbreiten. Sie müssen einen sehr wirkungsvollen Gebrauch von den knappen Bandbreiten-Ressourcen machen, um einer großen Anzahl an Benutzern einen guten Service bereitzustellen. Das Code-Multiplex-Zugriffs(CDMA)protokoll wurde von drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet, um die begrenzten Bandbreiten effizient zu verwenden. Das Protokoll verwendet einen eindeutigen Code, um jedes Datensignal eines Benutzers von den Datensignalen anderer Benutzer zu unterscheiden. Die Kenntnis des eindeutigen Codes, mit dem irgendeine genaue Information übertragen wird, erlaubt die Trennung und Neukonstruktion einer jeden Benutzernachricht am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Die adaptive Strahlbildungstechnologie wurde eine vielversprechende Technologie für drahtlose Dienstprovider, um eine große Abdeckung, hohe Leistung und einen hochqualitativen Dienst zu bieten. Auf der Grundlage dieser Technologie kann das drahtlose Kommunikationssystem seine Abdeckungsfähigkeit, System-Kapazität und Leistung bedeutend verbessern. Das in der verwiesenen Patentanmeldung von Alamouti, Stolarz, et al. beschriebene drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)system verwendet die adaptive Strahlbildung, kombiniert mit einer Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um zwischen einer Basisstation und mehreren Fernstelleneinheiten eine wirksame Kommunikation bereitzustellen. Jede Anstrengung muss unternommen werden, um das Beladen von normalen Verkehrskanälen hoher Priorität mit einer Systemverwaltung-Information zu verhindern, die eine geringere Priorität hat. Ein Beispiel für die Systemverwaltung-Information sind die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten für die Fernstellen. Funktionsqualitätsdaten schließen z. B. das Ereignis des Signal-zu-Interferenz-plus-Störabstands (SINR) oder das Ereignis des Wegverlustes über eine gegebene Meßperiode für Signale von der Basisstation, die an der Fernstelle empfangen werden. Aufrechterhaltungsdaten schließen z. B. Eigen-Testergebnisse und den Batteriezustand an der Fernstelle ein. Diese Information ist wichtig, um den Netz-Kunden einen besseren Dienst bereitzustellen und um System-Ausfällen vorzubeugen. Jedoch ist es nicht erforderlich, diese Information zu senden, wenn eine zeitkritischere Information wie beispielsweise Anrufsteuernachrichten übertragen werden müssen. Was erforderlich ist, ist ein Weg, um die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten von den Fernstellen an die Basisstation mitzuteilen, ohne die Übertragung der Nachrichten nachteilig zu beeinträchtigen, die zeitkritischer sind.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die hierin offenbarte Erfindung ist ein neues Verfahren, damit der wirksamste Gebrauch der knappen spektralen Bandbreite in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem gemacht wird. Jede Fernstelle im Netz sammelt für sich selbst Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten. Während jeder Datenverkehr-Sitzung, die eine Fernstelle mit der Basisstation hat, berechnet die Fernstelle den Signal-zu-Interferenz-plus-Störabstand (SINR) als Nebenprodukt des Empfangs der diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signale von der Basisstation. Die Fernstelle speichert die SINR-Daten, die sie in einem SINR-Ereignispuffer anhäuft. Die Fernstelle berechnet auch den Wegverlust der von der Basisstation empfangenen Signale und speichert die Werte, die sie anhäuft, in einem Wegverlust-Ereignispuffer. Die Fernstelle spielt auf periodischer Basis Eigentestprogramme ab und speichert die Ergebnis in einem Eigentest-Ergebnispuffer. Und die Fernstelle überwacht den Zustand ihrer Ersatzbatterie und speichert den Zustand in einem Batteriezustand-Puffer. Weitere Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten können ebenfalls von der Fernstelle überwacht und gespeichert werden.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung sendet die Basisstation periodisch ein diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signal auf dem gemeinsamen Verbindungskanal an jede Fernstelle, die jeweilige Fernstelle abrufend. Der gemeinsame Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um eine Steuerinformation an die Fernstellen zu übertragen. Als Reaktion auf das Abrufsignal betätigt die jeweilige Fernstelle ihren Abrufantwortprozessor, um auf den Anruf zu reagieren. Der Abrufantwortprozessor greift auf den Eigentestpuffer, Batteriezustand-Puffer, SINR-Ereignispuffer und Verlustwegpuffer zu, um eine Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht zusammenzusetzen. Die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdatennachricht wird dann auf dem gemeinsamen Zugriffskanal zurück an die Basisstation gesendet.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung bereitet die Fernstelle die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht für die Übertragung über den gemeinsamen Zugriffskanal des Netzes vor. Die Fernstelle bildet einen gemeinsamen Zugriffskanalvektor, der mittels Verwendung des diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum(DMT-SS)protokolls verbreitet werden wird, um die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdatennachricht über mehrere diskrete Tonfrequenzen zu verteilen, ein Spreiz-Signal für den gemeinsamen Zugriffskanal bildend. Der gemeinsame Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um die Nachrichten von der Fernstelle zur Basis zu senden. Jedem Kanal wird eine Gruppierung von Tönen zugeordnet. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Wenn die Basisstation die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten auf dem gemeinsamen Zugriffskanalton aus der Fernstelle empfängt, die sie abgerufen hat, führt sie die spektrale und räumliche Entspreizung des Signals und die Trellis-Decodierung des Signals durch, um einen gemeinsamen Zugriffskanalvektor zu erhalten, der die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten trägt. Die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachrichteninformation wird dann im Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsarchivpuffer gespeichert, der von jeder antwortenden Fernstelle organisiert wird.
  • Ein Funktionsqualitätsprozessor in der Basisstation verarbeitet die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten, um den Nachweis der Hilfsstandardfunktion aller Kanäle zwischen einem Fernstellenprozessor und der Basisstation zu erfassen. Wenn die Hilfsstandardfunktion wie beispielsweise ein niedriger SINR erfasst wird, dann aktualisiert der Funktionsqualitätsprozessor die Spreizung- und Entspreizung-Wichtungen für die Kanäle, um die Funktionsqualität der Verkehrskanäle zu verbessern.
  • Ein Erhaltungsprozessor in der Basisstation verarbeitet die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten, um den Nachweis ausfallender Komponenten in einem Fernstellenprozessor zu erfassen. Wenn irgendeine ausgefallene Komponente wie beispielsweise eine schwache Batterie erfasst wird, dann gibt der Erhaltungsprozessor eine Erhaltungsmeldung an den Systemverwalter aus.
  • Die Funktions- und -aufrechterhaltungsdaten können einen Alarm starten, der für eine andere Echtzeitsteuerung verwendet wird. Oder die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten können für das Ausfüllen eines längerfristigen Berichts über die Verkehrskanalqualität bzw. die Gesundheit der Fernstelle registriert werden.
  • Auf diese Weise können die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten von den Fernstellen an die Basisstation mitgeteilt werden, ohne die Übertragung der Nachrichten zu beeinträchtigen, die zeitkritischer sind.
  • Momentan hat die Erfindung vorteilhafte Anwendungen auf dem Gebiet drahtloser Kommunikationen wie beispielsweise Mobilfunk-Kommunikationen oder Personalkommunikationen, worin die Bandbreite, verglichen mit der Zahl der Benutzer und ihren Bedürfnissen, knapp ist. Diese Anwendungen können in mobilen, ortsfesten oder geringfügig mobilen Systemen durchgeführt werden. Jedoch kann die Erfindung auf vorteilhafte Weise auch an andere nicht-drahtlose Kommunikationssysteme angelegt werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen:
  • C1A ist ein Architekturdiagramm des PWAN-Systems, das die Basisstation zeigt, das über einen gemeinsamen Verbindungskanal eine Fernstelle abruft.
  • C1b ist ein Architekturdiagramm des PWAN-Systems, das die Fernstelle zeigt, die eine Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht über den gemeinsamen Zugriffskanal an die Basisstation sendet.
  • C2 ist ein Architekturdiagramm der Fernstelle X als eine Sender der Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten.
  • C3 ist ein Architekturdiagramm der Basisstation Z als ein Empfänger der Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten.
  • C4 ist ein Flussdiagramm der Sequenz der Betriebsschritte für die Erfindung.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
  • C1A ist ein Architekturdiagramm des PWAN-Systems, das die Basisstation zeigt, das eine Fernstelle über den gemeinsamen Verbindungskanal abruft. C1B zeigt die Fernstelle, die eine Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht über den gemeinsamen Zugriffskanal an die Basisstation sendet. Dies sind Diagramme des in den verwiesenen Alamouti, Stolarz, et al. Patentanmeldungen beschriebenen drahtlose Personal-Zugriffsnetz (PWAN)-Systems. Zwei Benutzer, Alice und Bob, befinden sich an der Fernstelle X und wollen ihre jeweiligen Datennachrichten an die Basisstation Z senden. Die Stelle X wird so positioniert, dass sie im selben Abstand zu den Antennenelementen A, B, C und D der Basisstation Z steht. Zwei weitere Benutzer, Chuck und Dave, befinden sich an der Fernstelle Y und wollen ebenfalls ihre jeweiligen Datennachrichten an die Basisstation Z senden. Die Stelle Y liegt geographisch weit weg von der Stelle X und befindet sich nicht in einem gleichen Abstand zu den Antennenelementen A, B, C und D der Basisstation Z. Die Fernstellen X und Y und die Basisstation Z verwenden die Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um eine wirksame Kommunikation zwischen der Basisstation und mehreren Fernstelleneinheiten bereitzustellen. Dieses Protokoll wird in C1 als Mehrton-CDMA bestimmt. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers durch eine Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Wichtungen, die das Datensignal über mehrere diskrete Töne verteilen, die einen weiten Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase des Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz verwenden, um ihre Daten zu senden; jedoch haben die Benutzer, die die Tönsätze teilen, jeweils eine andere Reihe an Spreizung-Codes. Das gewichtete Tonsatz für einen bestimmten Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Codes verarbeitet wird, die die Spreizung-Codes des Benutzers betreffen, damit das Datensignal des Benutzers rückgewonnen wird. Für jede der räumlich getrennten Antennen am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen auf Frequenzdomäne-Signale umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenen Signalen kombiniert, um einen optimierten Annäherungswert der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, der durch ein besonderes Mehrton-Satz und einen besonderen Sendestandort gekennzeichnet ist.
  • Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die im Bereich von 1850 bis 1990 MHz in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet sind. Die Abstände zwischen den Tönen sind 3,125 KHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folgebeziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eine Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstellen zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstellen zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstellen an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplex (TDD) von der Basisstation und der Fernstelleneinheit verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelleneinheit wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelleneinheit zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelleneinheit oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinanderfolgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelleneinheit müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstelleneinheiten müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstellen und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstellen gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelleneinheit anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelleneinheit muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • Ausgesuchte Töne innerhalb eines jeden Tönsatzes werden als Pilottöne bestimmt, die im Frequenzband verteilt sind. Pilottöne führen bekannte Datenmuster mit sich, die eine genaue Kanalauswertung erlauben. Die Reihe an Pilottönen, die bekannte Amplituden und Phasen haben, hat einen bekannten Pegel und wird um etwa 30 KHz voneinander beabstandet, um über das gesamte Übertragungsband eine genaue Darstellung der Kanalantwort bereitzustellen (d. h. die von den Nachrichten-Kanal-Merkmalen eingeführte Amplituden- und Phasenverzerrung).
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung macht ein neues Verfahren den wirkungsvollsten Gebrauch von der knappen spektralen Bandbreite in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem. Jede Fernstelle im Netz sammelt für sich selbst Funktionsqualitäts- und -erhaltungsdaten. Während jeder Datenverkehr-Sitzung, die eine Fernstelle mit der Basisstation hat, berechnet die Fernstelle X aus C2 den Signal-zu-Interferenz-plus-Störabstand (SINR) als Neben produkt des Empfangs der diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Signale von der Basisstation. Die Fernstelle speichert die SINR-Daten, die sie in einem SINR-Ereignispuffer anhäuft. Die Fernstelle berechnet auch den Wegverlust der von der Basisstation empfangenen Signale und speichert die Werte, die sie anhäuft, in einem Wegverlust-Ereignispuffer 226. Die Fernstelle spielt auf periodischer Basis Eigentestprogramme ab und speichert die Ergebnis in einem Eigentest-Ergebnispuffer 220. Und die Fernstelle überwacht den Zustand ihrer Ersatzbatterie und speichert den Zustand in einem Batteriezustand-Puffer 222. Weitere Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten können ebenfalls von der Fernstelle überwacht und in Puffern gespeichert werden.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung sendet die Basisstation Z periodisch ein diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum(DMT-SS)signal auf dem gemeinsamen Verbindungskanal an jede Fernstelle, die jeweilige Fernstelle abrufend. Der gemeinsame Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um eine Steuerinformation an die Fernstellen zu übertragen. Gleichzeitig kommen Verkehrsdaten vom öffentlichen Vermittlungs-Telefonnetz (PSTN) an der Basisstation Z an und werden in Datenverkehr-DMT-SS-Töne konvertiert, die an die Fernstellen übertragen werden. Als Reaktion auf das Abrufsignal der Basisstation, das von der Fernstelle X an ihrem Eingang 230 empfangen wird, betätigt die jeweilige Fernstelle X aus C2 ihren Abrufantwortprozessor 228, um auf den Anruf zu reagieren. Der Abrufantwortprozessor 228 greift auf den Eigentestpuffer 220, Batteriezustand-Puffer 222, SINR-Ereignispuffer 224 und Verlustwegpuffer 226 zu, um eine Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht zusammenzusetzen. Die Nachricht wird in einem gemeinsamen Zugriffskanalvektor gebildet, der an den Trellis-Codierer 206 und dann an den spektralen Spreizungprozessor 208 eingegeben wird, um den gemeinsamen Zugriffskanalton zu erzeugen. Der gemeinsame Zugriffskanalton und die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdatennachricht wird dann vom Sender 210 als ein DMT-SS-Signal auf dem gemeinsamen Zugriffskanal zurück an die Basisstation gesendet.
  • In Übereinstimmung mit der Erfindung bereitet die Fernstelle X die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsnachricht für die Übertragung über den gemeinsamen Zugriffskanal des Netzes vor. Die Fernstelle bildet einen gemeinsamen Zugriffskanalvektor, der mittels Verwendung des diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum(DMT-SS)protokolls verbreitet werden wird, um die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdatennachricht über mehrere diskrete Tonfrequenzen zu verteilen, ein Spreiz-Signal für den gemeinsamen Zugriffskanal bildend. Der gemeinsame Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um die Nachrichten von der Fernstelle zur Basis zu senden. Jedem Kanal wird eine Gruppierung von Tönen zugeordnet. Diese Overhead-Kanäle werden gemeinsam von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Wenn die Basisstation Z der C3 die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten auf dem gemeinsamen Zugriffskanalton aus der Fernstelle X empfängt, die sie abgerufen hat, führt sie im räumlichen Entspreizung-Prozessor 312 die spektrale und räumliche Entspreizung des Signals und im Trellis-Decoder 314 die Trellis-Decodierung des Signals durch, um einen gemeinsamen Zugriffskanalvektor zu erhalten, der die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten trägt. Die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten werden dann im Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsarchivpuffer 320 gespeichert, der von jeder antwortenden Fernstelle organisiert wird.
  • Ein Funktionsqualitätsprozessor 322 in der Basisstation Z verarbeitet die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten, um den Nachweis der Hilfsstandardfunktion aller Kanäle zwischen einem Fernstellenprozessor und der Basisstation zu erfassen. Wenn die Hilfsstandardfunktion wie beispielsweise ein niedriger SINR erfasst wird, dann aktualisiert der Funktionsqualitätsprozessor 322 im Puffer 340 die Spreizung- und Entspreizung-Wichtungen für die Kanäle, um die Funktionsqualität der Kanäle, entweder Verkehrs- oder Overhead-Kanäle, zu verbessern.
  • Ein Erhaltungsprozessor 330 in der Basisstation Z verar beitet die Aufrechterhaltungsdaten, um den Nachweis ausfallender Komponenten in einer Fernstelle zu erfassen. Wenn irgendeine ausgefallene Komponente wie beispielsweise eine schwache Batterie erfasst wird, dann gibt der Erhaltungsprozessor 330 Erhaltungsmitteilungsdaten 350 an den Systemverwalter aus.
  • Die Funktions- und -aufrechterhaltungsdaten können einen Alarm starten, der für eine andere Echtzeitsteuerung verwendet wird. Oder die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten können für das Ausfüllen eines längerfristigen Berichts über die Verkehrskanalqualität bzw. die Gesundheit der Fernstelle registriert werden.
  • Auf diese Weise können die Funktionsqualitäts- und -aufrechterhaltungsdaten von den Fernstellen an die Basisstation mitgeteilt werden, ohne die Übertragung der Nachrichten zu beeinträchtigen, die zeitkritischer sind.
  • Das in den verwiesenen Patentanmeldungen von Alamouti, Stolarz, et al. beschriebene drahtlose Personalzugriffsnetz (PWAN)system stellt eine detailliertere Beschreibung eines Hochkapazitäts-Modus bereit, worin eine Verkehrs-Partition in einem Verkehrskanal verwendet wird. Die Basis sendet die Information an mehrere Fernstellen in ihrer Zelle. Die Übertragungsformate sind für einen 64 kbits/sek Verkehrskanal, zusammen mit einem 4 kbps Verbindungsssteuerkanal (LCC) zwischen der Basis und einer Fernstelle. Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sek Daten an den Sender des Absenders ab. Dies führt zu einem Übertragung-Burst in 48 Bits. Die Informationsbits werden gemäß einem dreifachen Datenverschlüsselungsstandard(DES)-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Ein Bit-zu-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. Der Begriff Vektor begrifft allgemein einen Spaltenvektor, der allgemein komplex ist. Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM(oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM (oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein Verbindungserhaltung-Pilotsignal (LMP) wird hinzugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als die ersten Elemente des Vektors. Der entstehende (18 × 1) Vektor wird mit einer (18 × 18) Vorwärts-Nachzieh-Matrix vormultipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben.
  • Vektor b wird je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektor multipliziert, um einen weiteren (18 × 1) Vektor c zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet und eine Ganzzahl ist. Vektor c wird mit einem (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor nachmultipliziert, um eine (18 × 32) Matrix R(p) zu liefern. Die Zahl 32 resultiert aus dem Multiplizieren des spektralen Spreizung-Faktors 4 und des räumlichen Spreizung-Faktors 8. Die 18 × 32 Matrizen, die allen (auf derselben Verkehrs-Partition) getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden dann kombiniert (addiert), um die daraus hervorgehende 18 × 32 Matrix S zu erzeugen.
  • Die Matrix S wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. (Die Indices 0 bis 7 entsprechen den Antennenelementen, über die diese Symbole schließlich übertragen werden.) Jede Unter-Matrix wird in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition umgesetzt.
  • Eine untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten Fourier-Überführungs(DFT)-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihre entsprechenden Antennen elemente (0 bis 7) übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt.
  • C4 ist ein Flussdiagramm 700 der Abfolge der Betriebsschritte für die Erfindung. Im Schritt 710 überwacht und puffert die Fernstelle die Funktionsqualitätsdaten einschließlich dem SINR und dem Wegverlust für die Sitzungen mit der Basisstation. Im Schritt 720 überwacht und puffert die Fernstelle die Erhaltungsdaten einschließlich den Eigentest-Ergebnissen und dem Batteriezustand für die Fernstelle. Im Schritt 730 sendet die Basisstation ein Abrufsignal auf dem gemeinsamen Verbindungskanalton an die Fernstelle. Im Schritt 740 greift die Fernstelle auf die Funktionsqualitätsdaten und die Erhaltungsdaten aus ihren Puffern zu, setzt die Daten in einem Nachrichten-Vektor zusammen und sendet sie auf dem gemeinsamen Zugriffskanalton an die Basisstation. Die Fernstelle sendet gleichzeitig Datenverkehrskanaltöne an die Basisstation. Im Schritt 750 führt die Basisstation das spektrale und räumliche Spreizungrücknehmen des gemeinsamen Zugriffskanaltons und der Datenverkehrstöne durch. Im Schritt 760 führt die Basisstation die Trellis-Decodierung durch, um den gemeinsamen Zugriffskanalvektor rückzugewinnen, der die Funktionsqualitäts- und -erhaltungsnachricht mit sich führt. Im Schritt 770 archiviert die Basisstation die Funktionsqualitäts- und -erhaltungsdaten. Im Schritt 780 analysiert die Basisstation die Funktionsqualitätsdaten und aktualisiert die Entspreizung- und Spreizung-Wichtungen, um die Qualität der Kanäle zu optimieren, die sie mit der Fernstelle errichtet. Im Schritt 790 analysiert die Basisstation die Erhaltungsdaten und gibt Erhaltungsmitteilungen aus, um ausfallende Komponenten an der Fernstelle zu reparieren oder zu ersetzen. Auf diese Weise können die Funktionsqualitäts- und -erhaltungsdaten von den Fernstellen an die Basisstation kommuniziert werden, ohne die Übertragung der Nachrichten zu beeinträchtigen, die zeitkritischer sind.
  • Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung detailliert oben beschrieben wurden, wird es dem gewöhnlichen Fachmann auf dem Gebiet auffallen, dass an der Erfindung offensichtliche Modifikationen vorgenommen werden können, ohne sich von ihrem Geist und Kern zu lösen. Folglich sollte die vorherige Beschreibung als darstellend und nicht als einschränkend angesehen und der Schutzumfang der Erfindung angesichts der folgenden Ansprüche bestimmt werden.
  • ÜBERSCHRIFT DER ERFINDUNG: "ÜBERTRAGUNGSVERWALTUNGSVERFAHREN FÜR EIN DISKRETES MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM
  • Querbezug zu betreffenden Anmeldungen:
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Siavash Alamouti, Doug Stolarz und Joel Becker mit dem Titel: "Vertical Adaptive Antenna Array For A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Elliott Hoole mit dem Titel "Transmit/Receive Compensation", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Gregory Veintimilla mit dem Titel "Method To Indicate Synchronization Lock Of A Remote Station With A Base Station In A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Erfindungsgebiet
  • Diese Erfindung betrifft Verbesserungen für Kommunikationssysteme und Verfahren in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme wie beispielsweise Mobilfunk- und Personalkommunikation-Systeme arbeiten über eine begrenzte spektrale Bandbreite. Diese Systeme müssen einen sehr effizienten Gebrauch von den begrenzten Bandbreiten-Ressourcen machen, um einer großen Bevölkerungszahl an drahtlosen Benutzern eine guten Service bereitzustellen. Das Code-Multiplex-Vielfachzugriff(CDMA)-Protokoll wurde von drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet, um wirksam von der begrenzten Bandbreite Gebrauch zu machen. Das Protokoll verwendet einen eindeutigen Code, um das Datensignal eines jeden Benutzers von den Datensignalen anderen Benutzer zu unterscheiden. Das Kennen des eindeutigen Code, mit dem jede spezifische Information übertragen wird, erlaubt die Trennung und Neukonstruktion einer jeden Nachricht des Benutzers am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Das drahtlose Personalzugriffsnetz (PWAN), das in der verwiesenen Almouti, et. al. Patentanmeldung beschrieben wird, verwendet eine Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um zwischen einer Basisstation und mehreren Fernstellen eine wirksame Kommunikation zur Verfügung zu stellen. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers durch eine Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Codes, die das Datensignal über viele diskrete Töne verteilen, die einen großen Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase des Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz verwenden, um ihre Daten zu senden; jedoch haben die Benutzer, die die Tönsätze teilen, jeweils eine andere Reihe an Spreizung-Codes. Das gewichtete Tonsatz für einen bestimmten Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Codes verarbeitet wird, die die Spreizung-Codes des Benutzers betreffen, damit das Datensignal des Benutzers rückgewonnen wird. Für jede der räumlich getrennten Antennen am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen auf Frequenzdomäne-Signale umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenen Signalen kombiniert, um einen optimierten Annäherungswert der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, der durch ein besonderes Mehrton-Satz und einen besonderen Sendestandort gekennzeichnet ist. Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die im Bereich von 1850 bis 1990 MHz in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet sind. Die Abstände zwischen den Tönen sind 3,125 KHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folgebeziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eines Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstellen zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstellen zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstellen an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplex (TDD) von der Basisstation und der Fernstelle verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelle wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelle zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelle oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinanderfolgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelle müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstellen müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstellen und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstellen gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelle anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelle muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • Im PWAN-System sind einige der Tonfrequenzen Pilottöne, die verwendet werden, um bekannte Symbole von der Basisstation an die Fernstelle bzw. von der Fernstelle an die Basisstation zu senden, um die Synchronisation der Stationen zu erlauben. Die verwiesenen Patentanmeldungen von Hoole und Veintimilla erörtern einige dieser Merkmale.
  • Das PWAN-System führt Matrixbetriebe durch, die in den Null-Steuerungs- und Code-Nullabgleich-Verfahren beinhaltet sind. Die rückwirkenden Wichtungen, die vom PWAN-System aus den Entspreizung-Wichtungen berechnet werden, werden dem Senderweg für die Verwendung während der Datenausbreitung, Strahlbildung und der Erzeugung von inversen schnellen Fourier-Transformierten (IFFTs) bereitgestellt.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt des PWAN-Systems werden adaptive Antennenanordnungen in Verbindung mit einem Strahlbildungsalgorithmus verwendet, um innerhalb jeder Zelle einen räumlichen Unterschied zu erreichen und den SDMA zu implementieren. D. h.: Von den Antennen ausgegebene Signale werden direktional gebildet, indem wahlweise verschiedene Antennensensoren mit verschiedenen Signalverstärkungen erregt werden, so dass die Fernstationen in einem Abschnitt einer Zelle in der Lage sind, mit der Basisstation zu kommunizieren, während andere Fernstellen in einem anderen Abschnitt der Zelle trotz der Tatsache, dass sie denselben Tonsatz und Code verwenden, mit derselben Basisstation kommunizieren können. Es sollte verständlich sein, dass in ortsfesten Implementierungen des aktuellen PWAN-Systems – d. h. worin sich die Fernzugriffsstationen während der Kommunikation mit der Basisstation allgemein nicht bewegen, gewöhnlich während der Kommunikation innerhalb einer Zelle bleiben – der in der Luftverbindung verwendete Strahlbildungsalgorithmus die mobilen Fernstellen, die in die Zelle treten und sie verlassen, nicht berücksichtigen braucht. In einer vorteilhaften Ausführungsform wird jede Zelle in vier Sektoren aufgeteilt, worin jeder Sektor über eines von vier Unter-Band-Paaren sendet und empfängt.
  • Wie oben geschildert, sollte man sich das Strahlbildung-Verfahren des PWAN-Systems, wie die Verwendung von Codes, nicht als vom gesamten adaptiven Verfahren des PWAN-Systems getrennt vorgestellen. Eher wird das Verfahren, das verwendet wird, um wahlweise die Antennensensoren (während der Übertragung) zu erregen bzw. die auf den verschiedenen Sensorelementen (während des Empfangs) empfangenen Signale wahlweise zu wichten, dem Gesamtverfahren untergeordnet, um den SINR zu optimieren. Das Verhältnis des Strahlbildung-Verfahrens zur Gesamt-Optimierung des SINR-Verfahrens wird detaillierter unten beschrieben.
  • Die Verwendung der Spreizung-Spektrum-Technologie (vor allem DMT-SS) und der Richtantennen innerhalb der bevorzugten Luftverbindung des PWAN-Systems erlaubt mithilfe der linearen Wichtung in Code und Raum mehrere Fehlerlösch-Nutzen einschließlich der Wirkungen, die analog mit der Code-Nullabgleichung und der Null-Steuerung sind.
  • Das Code-Nullabgleichen wird verwendet, um zwischen nicht rechtwinkligen Signalen zu unterscheiden, die aus angrenzenden räumlichen Zellen hervorgehen. Wiederum sollte das Code-Nullabgleich-Verfahren im Zusammenhang mit der Optimierung des SINR-Verfahrens der vorliegenden Erfindung verstanden werden. Das bedeutet, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren als Teil des Verfahrens angesehen werden sollte, das das SINR mit Bezug auf die Code-Domäne optimiert.
  • Es sollte verständlich sein, dass, wenn die innerhalb der/selben räumlichen Zelle bzw. Strahls erzeugten Signale sämtlich rechtwinklige Spreizung-Codes haben, die Code-Nullabgleichung für gewöhnlich nicht erforderlich ist, da die Rechtwinkligkeit ausreicht, um zu gewährleisten, dass es keine Kreuzmodulation gibt. Wie oben erwähnt, können jedoch die innerhalb einer besonderen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sein, obwohl sie vorzugsweise linear unabhängig sind. Darüber hinaus können die Transceiver innerhalb benachbarter räumlicher Zellen Spreizung-Codes verwenden, die eine zufällige Korrelation mit den in der lokalen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes haben.
  • Durch das Einstellen der mit jedem Nachrichten-Kanal verknüpften Spreizung-Wichtungen ist die Basisstation in der Lage, diese Signale auf demselben Tonsatz kreuz-zu-korrelieren, um eine Interferenz infolge von "benachbarten" Signalen abzuziehen. In einer Ausführungsform hat die Basisstation die Spreizung-Codes verwendet, um verschiedene demselben Tonsatz zugeordnete Signale zu verbreiten, so dass diese Information verwendet werden kann, um anfangs die richtigen Wichtungen zum Nullabgleichen einer Interferenz von anderen Codes zu berechnen.
  • Wie oben erörtert, können die Spreizung-Daten während der Entspreizung genau wiedergewonnen werden, wenn die Spreizung-Codes, die verwendet werden, um verschiedene Datensignale zu verbreiten, rechtwinklig sind. Wenn jedoch die Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sind (wie im Falle von Spreizung-Codes, die in benachbarten räumlichen Zellen verwendet werden), kann die Kreuzmodulation dazu führen, dass die Datensignale nicht in der Lage sind, von der einfachen Entspreizung genau unterschieden zu werden (d. h. die Entspreizung ohne das Code-Nullabgleichen).
  • Um dieses Phänomen zu kompensieren, werden Code-Nullabgleich-Wichtungen im Entspreizung-Gerät verwendet. Durch das Nullabgleichen der im empfangenen Signal vorhandenen Kreuzmodulation werden die richtigen Werte der Datenbits vom Empfänger ausgegeben. Solange die komplexen Spreizung-Wichtungen linear unabhängig sind und die SNR hoch genug ist, können von diesem Verfahren die genauen Symbolwerte unterschieden werden. Es wird gewürdigt sein, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren oben während der Ableitung der Gesamtwichtungen, die das SINR optimieren, inhärent implementiert ist.
  • Zusätzlich zum Code-Nullabgleichen bildet eine Richtantenne Signale, die Nullbereiche (d. h. Bereiche, in denen die Antenne ankommende Signale abschwächt, oder in denen es eine viel kleinere Antennenverstärkung gibt) einschließen. Diese Nullbereiche können in einem Muster ausgebildet sein, so dass die Nullen in Richtung bekannte Störmittel (z. B. Störsignalquellen oder störende Mehrpfad-Reflektoren) geleitet werden. Auf diese Weise werden die störenden Signale in der räumlichen Domäne abgeschwächt. Wie detaillierter unten erörtert, ist die Verwendung der Null-Steuerung in Verbindung mit der Code-Nullabgleichung sehr vorteilhaft.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt des PWAN-Systems kann man bedeutend an der Verarbeitungszeit und an der Raffiniertheit sparen, da sich die Verfahren zum Durchführen der Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung sehr ähneln. Genauer ist die mathematische Formel, die verwendet wird, um die Null-Steuerung zu erreichen, analog mit der Formel, die verwendet wird, um das Code-Nullabgleichen zu erzielen. Gemäß dieser Analogie werden, genau wie die Töne in einem Tonsatz mit komplexen Wichtungen multipliziert werden, um die Höhe und die Phase der Töne zu ändern, die Verstärkung und die relative Phase der Signale, die von den Antennenelementen ausgegeben und empfangen werden, von einer Reihe an Multiplikationswichtungen geändert. Diese Multiplikation mit komplexen Wichtungen kann sowohl für das Code-Nullabgleichen (ein spektrales Konzept) als auch das Null-Steuern (ein räumliches Konzept) in einer Matrixform ausgedrückt werden. Solchermaßen entsprechen die in der spektralen Code-Domäne durchgeführten Berechnungen formal den in der räumlichen Domäne durchgeführten Berechnungen. Folglich kann die Null-Steuerung in einem System mittels Verwendung der Code-Nullabgleichung durchgeführt werden, indem einfach eine Extra-Dimension zu der für das Berechnen der komplexen Wichtungen verwendeten Matrizen hinzugefügt und die Signale mit diesen Wichtungen multipliziert werden.
  • Was in drahtlosen Kommunikationssystemen, die sich aus mehreren Zellen zusammensetzen, erforderlich ist, ist die Fähigkeit, den Übertragungspegel der von den Fernstellen und Basisstationen übertragenen Signale zu steuern und eine Interferenz so gering wie möglich zu halten, während gewährleistet wird, dass die Signale ihre vorgesehene Bestimmung erreichen.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die Erfindung ermöglicht die Steuerung über den Übertragungspegel der von Fernstellen und Basisstationen übertragenen Signale in einem drahtlosen DMT-SS-Netz, um die Interferenz so gering wie möglich zu halten, während sie gewährleistet, dass die Signale ihren vorgesehenen Bestimmungsort erreichen. In Übereinstimmung mit der Erfindung beginnt die Basisstation, indem sie Vorwärts-Pilottöne mit einem vorab angeordneten anfänglichen Vorwärtssignal-Übertragungspegel an die Fernstelle überträgt. Das von der Fernstelle empfangene Signal hat einen Signalübertragungspegel, der kleiner ist als der vorab angeordnete anfängliche Vorwärtssignal-Übertragungspegel, wobei die Differenz ein Maß des Kanalverlusts zwischen der Basisstation und der Fernstelle ist. Die Fernstelle speichert den Wert des Kanalverlusts, den sie mißt. Dann fährt die Fernstelle mit dem Übertragen der Rückwärts-Pilottöne mit einem vorab angeordneten Rückwärtssignal-Übertragungspegel an die Basisstation fort. Das von der Basisstation empfangene Signal hat einen Signalübertragungspegel, der kleiner ist als der vorab angeordnete anfängliche Rückwärtssignal-Übertragungspegel, wobei die Differenz ein Maß des Kanalverlusts zwischen der Basisstation und der Fernstelle ist. Die Basisstation speichert den Wert des Kanalverlusts, den sie mißt.
  • Die Basisstation bereitet Entspreizung-Wichtungen vor, um die DMT-SS-Signale zu entspreizen, die sie von der Fernstelle empfängt. Dann verwendet die Basis das Prinzip der Rück-Richtwirkung, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung der DMT-SS-Signale an die Fernstelle zu berechnen. Die an der Basisstation berechneten Spreizung-Wichtungen schließen einen Faktor auf der Grundlage des an der Basisstation gespeicherten gemessenen Kanalverlusts ein, um den Kanalverlust zu überwinden, so dass die an die Fernstelle übertragenen Vorwärtssignale mit einem gewünschten empfangenen Signalübertragungspegel ankommen werden.
  • Die Fernstelle bereitet Entspreizung-Wichtungen vor, um die DMT-SS-Signale zu entspreizen, die sie von der Basisstation empfängt. Dann verwendet die Fernstelle das Prinzip der Rück-Richtwirkung, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung der DMT-SS-Signale an die Basisstation zu berechnen. Die an der Fernstelle berechneten Spreizung-Wichtungen schließen einen Faktor auf der Grundlage des an der Fernstelle gespeicherten gemessenen Kanalverlusts ein, um den Kanalverlust zu überwinden, so dass die an die Basisstation übertragenen Rückwärtssignale mit einem gewünschten empfangenen Signalübertragungspegel ankommen werden.
  • Auf diese Weise steuert die Erfindung den Übertragungspegel der von den Fernstellen und den Basisstationen übertragenen Signale, um die Interferenz so gering wie möglich zu halten, während sie sicherstellt, dass die Signale ihren vorgesehenen Bestimmungsort erreichen.
  • Gegenwärtig hat die Erfindung vorteilhafte Anwendungen auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikationen wie beispielsweise Mobilfunk-Kommunikationen oder Personalkommunikationen, worin die Bandbreite, verglichen mit der Anzahl an Benutzern und ihren Bedürfnissen, knapp ist. Diese Anwendungen können in mobilen, ortsfesten oder minimal mobilen Systemen durchgeführt werden. Jedoch kann die Erfindung vorteilhaft auch an andere nicht-drahtlose Kommunikationssysteme angelegt werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • D1A ist ein Architekturdiagramm des drahtlosen Personal-Zugriffsnetzes (PWAN), das zeigt, wie die Basisstation Z Vorwärts-Pilottöne mit einem vorab angeordneten Vorwärtssignal-Übertragungspegel an die Fernstelle X und an die Fernstelle Y übertägt.
  • D1B ist ein Architekturdiagramm des drahtlosen Personal-Zugriffsnetzes (PWAN) aus D1A, das zeigt, wie die Fernstelle X Rückwärts-Pilottöne mit einem vorab angeordneten anfänglichen Rückwärtssignal-Übertragungspegel an die Basisstation Z überträgt.
  • Erörterung der bevorzugten Ausführungsform
  • D1A ist ein Architekturdiagramm des drahtlosen Personal-Zugriffsnetzes (PWAN), das zeigt, wie die Basisstation Z Vorwärts-Pilottöne mit einem vorab. angeordneten Vorwärtssignal-Übertragungspegel an die Fernstelle X und an die Fernstelle Y übertägt. Das von der Fernstelle X empfangene Signal hat einen Signalübertragungspegel, der kleiner ist als der vorab angeordnete anfängliche Vorwärtssignal-Übertragungspegel, wobei die Differenz ein Maß des Kanalverlusts zwischen der Basisstation und der Fernstelle ist. Die Fernstelle speichert den Wert des Kanalverlusts, den sie mißt.
  • D1B ist ein Architekturdiagramm des drahtlosen Personal-Zugriffsnetzes (PWAN) aus D1A, das zeigt, wie die Fernstelle X Rückwärts-Pilottöne mit einem vorab angeordneten anfänglichen Rückwärtssignal-Übertragungspegel an die Basisstation Z überträgt. Das von der Basisstation Z empfangene Signal hat einen Signalübertragungspegel, der kleiner ist als der vorab angeordnete anfängliche Rückwärtssignal-Übertragungspegel, wobei die Differenz ein Maß des Kanalverlusts zwischen der Basisstation und der Fernstelle X ist. Die Basisstation speichert den Wert des Kanalverlusts, den sie mißt. Die Basisstation schließt eine Rückrichtungs-wirkende Leistungsverwaltungseinheit ein. Die Basisstation bereitet Entspreizung-Wichtungen vor, um die DMT-SS-Signale zu entspreizen, die sie von der Fernstelle X empfängt. Dann verwendet die Basis das Prinzip der Rück-Richtwirkung, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung der DMT-SS-Signale an die Fernstelle X zu berechnen. Die an der Basisstation berechneten Spreizung-Wichtungen schließen einen Faktor auf der Grundlage des an der Basisstation gespeicherten gemessenen Kanalverlusts ein, um den Kanalverlust zu überwinden, so dass die an die Fernstelle X übertragenen Vorwärtssignale mit einem gewünschten empfangenen Signalübertragungspegel ankommen werden.
  • Die Fernstelle schließt eine Rückrichtungs-wirkende Leistungsverwaltungseinheit ein. Die Fernstelle bereitet Entspreizung-Wichtungen vor, um die DMT-SS-Signale zu entspreizen, die sie von der Basisstation Z empfängt. Dann verwendet die Fernstelle X das Prinzip der Rück-Richtwirkung, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung der DMT-SS-Signale an die Basisstation Z zu berechnen. Die an der Fernstelle X berechneten Spreizung-Wichtungen schließen einen Faktor auf der Grundlage des an der Fernstelle X gespeicherten gemessenen Kanalverlusts ein, um den Kanalverlust zu überwinden, so dass die an die Basisstation Z übertragenen Rückwärtssignale mit einem gewünschten empfangenen Signalübertragungspegel ankommen werden.
  • Die resultierende Erfindung ermöglicht die Steuerung über den Übertragungspegel der von den Fernstellen und den Basisstationen übertragenen Signale, um die Interferenz so gering wie möglich zu halten, während sie sicherstellt, dass die Signale ihre vorgesehene Bestimmung erreichen.
  • D1A veranschaulicht das in den verwiesenen Alamouti, Stolarz, et al. Patentanmeldungen beschriebene drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)-System. Zwei Benutzer, Alice und Bob, befinden sich an der Fernstelle X und wollen ihre jeweiligen Datennachrichten mit der Basisstation Z austauschen. Die Stelle X wird so positioniert, dass sie im selben Abstand zu den Antennenelementen A und B der Basisstation Z steht. Zwei weitere Benutzer, Chuck und Dave, befinden sich an der Fernstelle Y und wollen ebenfalls ihre jeweiligen Datennachrichten mit der Basisstation Z austauschen. Die Stelle Y liegt geographisch weit weg von der Stelle X und befindet sich nicht in einem gleichen Abstand zu den Antennenelementen A und B der Basisstation Z. Die Fernstellen X und Y und die Basisstation Z verwenden die Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um eine wirksame Kommunikation zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen bereitzustellen. Dieses Protokoll wird in D1A als Mehrton-CDMA bestimmt. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers durch eine Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Wichtungen, die das Datensignal über mehrere diskrete Töne verteilen, die einen weiten Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase des Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz verwenden, um ihre Daten zu senden; jedoch haben die Benutzer, die die Tönsätze teilen, jeweils eine andere Reihe an Spreizung-Wichtungen. Das gewichtete Tonsatz für einen bestimmten Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Wichtungen verarbeitet wird, die die Spreizung-Wichtungen des Benutzers betreffen, damit das Datensignal des Benutzers rückgewonnen wird. Für jede der räumlich getrennten Antennen am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen auf Frequenzdomäne-Signale umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenen Signalen kombiniert, um einen optimierten Annäherungswert der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, der durch ein besonderes Mehrton-Satz und einen besonderen Sendestandort gekennzeichnet ist. Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die im Bereich von 1850 bis 1990 MHz in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet sind. Die Abstände zwischen den Tönen sind 3,125 KHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folge-beziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eine Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstellen zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstellen zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstellen an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplex (TDD) von der Basisstation und der Fernstelle verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelle wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelle zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelle oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinander folgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelle müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstellen müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstellen und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstellen gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelle anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelle muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • Ausgesuchte Töne innerhalb eines jeden Tönsatzes werden als Pilottöne bestimmt, die im Frequenzband verteilt sind. Pilottöne führen bekannte Datenmuster mit sich, die eine genaue Kanalauswertung erlauben. Die Reihe an Pilottönen, die bekannte Amplituden und Phasen haben, hat einen bekannten Pegel und wird um etwa 30 KHz voneinander beabstandet, um über das gesamte Übertragungsband eine genaue Darstellung der Kanalantwort bereitzustellen (d. h. die von den Nachrichten-Kanal-Merkmalen eingeführte Amplituden- und Phasenverzerrung).
  • Das drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)system, das in der verwiesenen Patentanmeldung von Alamouti, Stolarz, et al. beschrieben wird, stellt eine detaillierte Beschreibung des Systems bereit. Die Basis sendet die Information an mehrere Fernstellen in ihrer Zelle. Die Übertragungsformate sind für einen 64 kbits/sek Verkehrskanal zusammen mit einem 4 kbps Verbindung-Steuerkanal (LCC) zwischen der Basis und der Fernstelle. Die Binärquelle gibt bei 64 kbits/sek Daten an den Sender des Senders ab. Dies führt zu 48 Bits in einem Sendeburst. Die Informationsbits werden gemäß einem Dreifach-Datenverschlüsselungsstandard(DES)-Algorithmus verschlüsselt. Die verschlüsselten Bits werden dann im Daten-Randomisierung-Block randomisiert. Ein Bit-zu-Oktal-Konvertierung-Block konvertiert die randomisierte Binär-Sequenz in eine Sequenz von 3-Bit-Symbolen. Die Symbol-Sequenz wird in 16 Symbol-Vektoren umgewandelt. Der Begriff Vektor begrifft allgemein einen Spaltenvektor, der allgemein komplex ist. Ein Symbol aus dem LCC wird hinzugefügt, um einen Vektor von 17 Symbolen zu bilden.
  • Der 17-Symbol-Vektor wird Trellis-Codiert. Die Trellis-Codierung beginnt mit dem signifikantesten Symbol (erstes Element des Vektors) und fährt sequentiell bis zum letzten Element des Vektors (das LCC-Symbol) fort. Dieser Prozeß benutzt eine Faltung-Codierung, die das Eingabe-Symbol (eine Ganzzahl zwischen 0 und 7) zu einem anderen Symbol (zwischen 0 und 15) konvertiert und das codierte Symbol auf seinen entsprechenden 16QAM(oder 16PSK)-Signalkonstellationspunkt abbildet. Die Ausgabe des Trellis-Codierers ist daher ein Vektor von 17 Elementen, worin jedes Element innerhalb der Gruppe an 16QAM(oder 16PSK)-Konstellationssignalen ein Signal ist. (Der Begriff Signal wird allgemein einen Signalkonstellationspunkt betreffen.)
  • Ein Verbindungserhaltung-Pilotsignal (LMP) wird zugefügt, um einen 18-Signal-Vektor zu bilden, und zwar mit dem LMP als die ersten Elemente des Vektors. Der entstehende (18 × 1) Vektor wird mit einer Vorwärts-Nachzieh-Matrix vor-multipliziert, um einen (18 × 1) Vektor b abzugeben.
  • Vektor b wird je Element mit dem (18 × 1) Verstärkung-Vorverzerrung-Vektor multipliziert, um einen weiteren (18 × 1) Vektor c zu liefern, worin p den Verkehrskanal-Index kennzeichnet und eine Ganzzahl ist. Vektor c wird mit einem (1 × 32) räumlichen und spektralen Vorwärts-Spreizung-Vektor nachmultipliziert, um eine (18 × 32) Matrix R(p) zu liefern. Die Zahl 32 resultiert aus dem Multiplizieren des spektralen Spreizung-Faktors 4 und des räumlichen Spreizung-Faktors 8. Die 18 × 32 Matrizen, die allen (auf derselben Verkehrs-Partition) getragenen Verkehrskanälen entsprechen, werden dann kombiniert (addiert), um die daraus hervorgehende 18 × 32 Matrix S zu erzeugen.
  • Die Matrix S wird (in Gruppen von vier Spalten) in acht (18 × 4) Unter-Matrizen (A0 bis A7) unterteilt. (Die Indices 0 bis 7 entsprechen den Antennenelementen, über die diese Symbole schließlich übertragen werden.) Jede Unter-Matrix wird in Töne innerhalb einer Verkehrs-Partition umgesetzt.
  • Eine untere physikalische Schicht setzt die Basisband-Signale in die diskreten Fourier-Überführungs(DFT)-Frequenz-Kriterien, worin die Daten in eine Zeitdomäne umgesetzt und für die Übertragung über Luft an ihre entsprechenden Antennenelemente (0 bis 7) übertragen werden.
  • Dieser Prozeß wird zu Beginn für die im nächsten Vorwärts-Übertragung-Burst zu übertragenden nächsten 48 Bits der Binärdaten wiederholt.
  • Die Rückwärtskanal-Übertragung von den Fernstellen ist analog mit der Vorwärtskanal-Übertragung von der Basisstation.
  • Dieser Abschnitt bestimmt die Nachzieh-Matrix Crev-smear. Die Eingabe an den Nachzieh-Block ist der (18 × 1) Vektor Drev. Die Ausgabe des Nachzieh-Betriebs (Vektor b) kann dann mittels der Matrixmultiplikation von drev und der (18 × 18) Nachzieh-Matrix crev-smear beschrieben werden. D. h.: b = crev=smeardrev cfwd-smear ist die unten gezeigte konstant ausgewertete Matrix (s. die verwiesene Anmeldung von Alamouti et al.), worin α = (ρLMP/(1 + ρLMP))1/2 β = (1/(1 + ρLMP))1/2 ρLMP ist das Verhältnis des Pilottons zur Datenleistung, was ein von der physikalischen Schicht bereitstellbarer Parameter ist, dessen Wert nominell auf 1 gesetzt wird.
  • Die δis sind Elemente des Gruppierungsverwürfelungsvektors δsmear, der für die Ferneinheit eindeutig ist. δsmear ist ein 17-Element-Vektor, der verwendet wird, um sicherzustellen, dass die verunschärften Daten von einem Benutzer, die in einer speziellen Verkehrs-Partition empfangen werden, an der Basis nicht mit anderen Benutzern innerhalb derselben Verkehrs-Partition in der lokalen räumlichen Zelle und in den angrenzenden räumlichen Zellen in Wechselbeziehung stehen. δsmear ist angegeben mit (s. die verwiesene Anmeldung von Alamouti et al.).
  • Das i-ste Element von δsmear hat die Form ejΦ smear (i), worin Φsmear (i) eine reele Zahl zwischen 0 und 2p ist, die von einem Pseudo-Zufallszahl-Generator erzeugt wird, der eindeutige Sequenzen für jede Ferneinheit erzeugt. Die Details des Pseudo-Zufallszahl-Generators sind von der Implementierung abhängig und brauchen an der Basis nicht bekannt zu sein.
  • Dieser Abschnitt bestimmt den in 57 gezeigten (1 × 4) spektralen Rückwärts -Spreizung-Vektor gH rev. Die Eingabe an den spektralen Spreizung-Block ist der (18 × 1) Vektor b. Die Ausgabe des spektralen und räumlichen Betriebs, die (18 × 4) Matrix Srev, ist die Matrixmultiplikation von b und vom (1 × 4) spektralen Spreizung-Vektor gH rev: Srev = bgH rev worin gH rev = g0 g1 g2 ... g30 g31
  • Die Elemente vom Vektor gH rev sind gesandte Spreizung-Wichtungen, die in der Übertragung berechnet wurden. Der Algorithmus für die Herleitung dieser Wichtungen ist von der Implementierung abhängig. Um das Verfahren zu verdeutlichen, wird jedoch ein spezifischer Algorithmus für die Herleitung dieser Wichtungen unten beschrieben.
  • Die Fernstelle leitet ihre neuen Sende-Wichtungen auf der Grundlage der auf dem Vorwärtskanal empfangenen jüngsten Daten ab. Die Sende-Wichtungen sind eine skalierte Version der empfangenen Wichtungen, die vier Empfangsfrequenzen für eine einzelne Antenne verwenden.
  • Der Empfangs-Wichtungsvektor wH fwd hat vier Elemente (w0-w3), die auf spektrale Komponenten abgebildet werden.
  • Für das Fernstelleneinheit-verkehrsaufbausverfahren werden die Sende-Wichtungen (g0-g3) gemäß der folgenden Gleichung berechnet: gH rev(p) = αrev(n)prevwH fwd worin αfwd(n) der Basis-Verstärkung-Stufenanstiegsfaktor für das n-ste Paket und worin prev der von der Gleichung unten bestimmte Fernstellen-Leistungsverwaltungsfaktor ist: πrev = λpκfwd + (1 – λp)κrev(πloss(n,p)/abs(wfwd(p)))worin
    • λp
    der nominell auf 0,97 gesetzte exponentielle Zerfall bzw. "Vergiß-Faktor" ist;
    Ploss
    die Reziproke der Basis-Fernstellen-Kanal-Verstärkung ist, die mittels Verwendung der Fernstellen-Synchronisations-Pilot(RSP)töne gemessen wird;
    krev
    die Ziel-Basisempfangsleistung (nominell – 103 dBm) ist;
    n
    der Burstindex ist;
    p
    der Verbindungsindex ist.
  • Für das Fernstellen-verkehrsaufbausverfahren werden die Empfang-Wichtungen adaptiv mittels Verwendung der folgenden Gleichung berechnet: wfwd = R–1 xxrxy worin
    • wfwd
    der (4 × 1) Wichtungsvektor ist;
    rxd
    ein Schätzwert des (4 × 1) Kreuzkorrelationsvektors des empfangenen (4 × 1) Vektors x und der LMP (der gewünschten Daten) d ist
    R–1 xx
    ein Schätzwert der (4 × 4) invertierten Autokorrelation-Matrix des empfangenen Vektors x ist.
  • Für das Fernstellen-Dauerverfahren werden die Empfang-Wichtungen adaptiv mittels Verwendung der folgenden Gleichung berechnet: wrev = R–1 xxrxy worin
    • wrev
    der (4 × 1) Wichtungsvektor ist;
    rxy
    ein Schätzwert des (4 × 1) Kreuzkorrelationsvektors des empfangenen (4 × 1) Vektors x und der Entspreizungdaten y ist
    R–1 xx
    ein Schätzwert der (4 × 4) invertierten Autokorrelation-Matrix des empfangenen Vektors x ist.
  • Die Empfang-Wichtungen (w0-w3) werden in spektrale Komponenten umgesetzt. Die Sende-Wichtungen (g0-g3) sind eine skalierte Version der Empfang-Wichtungen. Die Skalierung wird gemäß der folgenden Gleichung gemacht: gH rev(p) = prevwH fwd worin prev der früher bestimmte Fernstellen-Leistungsverwaltungsfaktor ist.
  • Korrelationsschätzwerte werden über vier Vorwärtskanal-Bursts berechnet. Die neuen Entspreizung-Wichtungen werden ohne Verzögerung an vier Vorwärtskanal-Bursts angelegt. Die Spreizung-Wichtungen werden nach einer 8-Burst Verzögerung an acht Rückwärtskanal-Bursts angelegt. Korrelationsschätzwerte werden mittels Verwendung einer exponentiellen Durchschnitts-Block-Addition hergestellt. Die exponentielle Zerfallskonstante ist vorläufig mit einem Nennwert von 0,7.
  • Die Leistungsausgabemerkmale der Basisübertragungen auf dem Vorwärtskanal unterscheiden sich von denen der Fernstellen-Übertragungen auf dem Rückwärtskanal.
  • Die Vorwärtskanal-Übertragung von einer Basis an eine gegebene Fernstelle wird während der Dauer einer Verbindung mit einer festgelegten Leistungsstufe beibehalten, Die Leistungsstufe wird von der Basis-RME vor dem Start der Verbindung mittels Verwendung eines Leistungsverwaltungsalgorithmus bestimmt.
  • Eine Vorwärts-HF-Kanalübertragung wird während der verkehrsaufbausdauer von einer Stufenanstiegsdauer von 180 ms (240 Vorwärtskanal-Bursts) eingeleitet. Der Stufenanstieg beginnt, nachdem zwischen der Basisstation und einer gegebenen Fernstelle eine Verbindung aufgestellt ist. Die in dieser Zeitspanne übertragenen Daten sind bekannte Verbindungserhaltungspilottöne. Die höchste Leistung (im Dauerzustand) wird nach 240 Kanalbursts (180 msek) erreicht und während der Verbindung aufrechterhalten.
  • Die anschließende Gleichung zeigt die tabellarische Vorwärtskanal-Stufenanstiegsauflistung in Bezug auf die Leistung im Beharrungszustand: αfwd(n) = (1 – e–5(8[n/8])/1 – e–5))2 für n < 240 αfwd(n) = 1anders,
    worin n die Vorwärtskanal-Burst-Anzahl in Bezug auf den Übertragungsbeginn ist.
  • Die Rückwärtskanal-Übertragungen von einer Fernstelle an seine Basisstation sind adaptiv veränderlich, um sicherzustellen, dass die von allen RUs an ihrer Basisstation empfangene Leistung bei einem relativ konstanten Pegel gehalten wird. Der Fernstellen-Leistungsverwaltungsalgorithmus ist von der Implementierung abhängig. Ein Beispiel für den Algorithmus wird im Abschnitt zum Rückwärtskanal-Format erörtert.
  • Eine Rückwärts-HF-Kanalübertragung wird während der verkehrsaufbausdauer mit einer Stufenanstiegsdauer von 180 ms (240 Rückwärtskanal-Bursts) eingeleitet. Der Stufenanstieg beginnt, nachdem zwischen der Fernstelle und ihrer Basisstation eine Verbindung aufgestellt ist. Die in dieser Zeitspanne übertragenen Daten sind bekannte LMPs. Die höchste Leistung (im Dauerzustand) wird nach 240 Rückwärtskanal-Bursts (180 msek) erreicht.
  • Die anschließende Gleichung zeigt die tabellarische Rückwärtskanal-Stufenanstiegsauflistung in Bezug auf die Leistung im Beharrungszustand: αrev(n) = (1 – e–5(8[n/8])/1 – e–5))2 für n < 240 αrev(n) = 1anderenfalls,
    worin n die Rückwärtskanal-Burst-Anzahl in Bezug auf den Übertragungsbeginn ist.
  • Wenn die Fernstelle an die Basisstation überträgt, erwartet die Basisstation, jedes der von den Fernstellen übertragenen Signale mit demselben Übertragungspegel zu empfangen. Solchermaßen wird vom DMT-SS-Demodulator an die Fernsteuerung innerhalb der Fernstelle ein automatischer Verstärkungssteuerpegel gemeldet. Dieser automatische Verstärkungssteuerpegel (AGCL) wird vom DMT-SS-Modulator auch an den Aufwärtswandler übertragen, so dass die Verstärkung des Leistungsverstärkers eingestellt werden kann. Auf diese Weise können die Basisstationen sicherstellen, dass das von den Fernstellen übertragene Signal mit demselben Pegel an der Basisstation ankommt.
  • Die Fernstellen müssen auch eine Synchronisation durchführen. D. h.: obwohl die Fernstellen vorprogrammiert sind, um innerhalb eines TDD-Systems zu arbeiten, müssen die genaue Information, die die Unterscheidung zwischen den Sende- und den Empfangspaketen betrifft, und auch die genaue Taktung der Paketüberführung immer noch von den Fernstellen bestimmt werden, wenn als erstes eine Fernstelle on-line ist. Danach müssen die Fernstellen die Frequenz-Synchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstellen mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeiten. Aus diesem Grund erzeugt der DMT-SS-Demodulator einen Paketbezug, der von der Synchronisationsschaltung verwendet wird, um die zugrundeliegende Sende/Empfangstaktung (d. h. die Paket-Taktung für die T/R-Schaltung) zu errichten. Zusätzlich wird die Paket-Taktung als ein Empfangstor für den Demodulator und als Sendetor für den Modulator bereitgestellt, so dass die Fernstelle in passenden Intervallen sendet und empfängt.
  • Innerhalb des Code-Nullabgleich-Netzes werden Messungen an der Wellenform gemacht, um den Frequenzfehler zu bestimmen. Der gemessene Frequenzfehler wird der Synchronisationsschaltung bereitgestellt, so dass die Fernstelle in eine Frequenz- und Phasenrastung mit der Basisstation kommen kann. Diese Synchronisationsinformation wird von derm Synchronisationsschaltung als ein lokaler Oszillatorbezug und auch als Digital/Analag-Umsetzertakt (bzw. umgekehrt Analog/Digitalumsetzertakt) an den Aufwärtswandler und den Abwärtswandler übertragen.
  • Das Code-Nullabgleich-Netz wertet auch die Merkmale des Mehraufgabenkanals (d. h. die Frequenzantwort des Mehrwegkanals) aus. Die Kanalschätzwerte werden am Spreizung-Stromkreis bereitgestellt, so dass die Vorverzerrungsfunktion durchgeführt werden kann, um den Mehrwegkanal adaptiv zu entzerren. Darüber hinaus stellt das Code-Nullabgleich-Netz dem Fernsteuerstromkreis einen Schätzwert der empfangenen Leistung und des SINR zur Verfügung.
  • Die entstandene Erfindung ermöglicht die Steuerung über den Übertragungspegel der von den Fernstellen und den Basisstationen übertragenen Signale, um eine Interferenz so gering wie möglich zu halten, während sie sicherstellt, dass die Signale ihren vorgesehenen Bestimmungsort erreichen.
  • Obwohl die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung detailliert oben beschrieben wurden, wird es dem gewöhnlichen Fachmann auf dem Gebiet auffallen, dass an der Erfindung offensichtliche Modifikationen vorgenommen werden können, ohne sich von ihrem Geist und Kern zu lösen. Folglich sollte die vorherige Beschreibung als darstellend und nicht als einschränkend angesehen und der Schutzumfang der Erfindung angesichts der folgenden Ansprüche bestimmt werden.
  • VERFAHREN FÜR DIE NETZ-RETRORICHTWIRKUNG IN EINEM DISKRETEN MEHRTON-AUSBREITUNGSSPEKTRUM-NACHRICHTENSYSTEM
  • Querbezüge zu betreffenden Anmeldungen:
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Siavash Alamouti, Doug Stolarz und Joel Becker mit dem Titel: "Vertical Adaptive Antenna Array For A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Elliott Hoole mit dem Titel "Transmit/Receive Compensation", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services erteilt und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Die hierin offenbarte Erfindung betrifft die mit-anhängende US-Patentanmeldung von Gregory Veintimilla mit dem Titel "Method To Indicate Synchronization Lock Of A Remote Station With A Base Station In A Discrete Multitone Spread Spectrum Communications System", Seriennr., am selben Tag wie die aktuelle Patentanmeldung eingereicht, auf die AT&T Wireless Services übertragen und unter Bezugnahme hierin eingeschlossen.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Erfindungsgebiet
  • Die Erfindung beinhaltet Verbesserungen für Kommunikationssysteme und -verfahren in einem drahtlosen diskreten Mehrton-Spreizung-Spektrum-Kommunikationssystem.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme wie Mobilfunk- und Personal-Kommunikationssysteme arbeiten mit begrenzten spektralen Bandbreiten. Sie müssen einen sehr wirkungsvollen Gebrauch von den knappen Bandbreiten-Ressourcen machen, um einer großen Anzahl an Benutzern einen guten Service bereitzustellen. Das Code-Multiplex-Zugriffs(CDMA)protokoll wurde von drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet, um die begrenzten Bandbreiten effizient zu verwenden. Das Protokoll verwendet einen eindeutigen Code, um jedes Datensignal eines Benutzers von den Datensignalen anderer Benutzer zu unterscheiden. Die Kenntnis des eindeutigen Codes, mit dem irgendeine genaue Information übertragen wird, erlaubt die Trennung und Neukonstruktion einer jeden Benutzernachricht am Empfangsende des Nachrichten-Kanals.
  • Das drahtlose Personal-Zugriffsnetz(PWAN)-system, das in der verwiesenen Anmeldung von Alamouti, Stolarz et al. beschrieben wird, verwendet eine Form des CDMA-Protokolls, die als diskretes Mehrton-Spreizung-Spektrum (DMT-SS) bekannt ist, um zwischen einer Basisstation und mehreren Fernstellen eine wirkungsvolle Kommunikation bereitzustellen. In diesem Protokoll wird das Datensignal des Benutzers durch eine Reihe an gewichteten diskreten Frequenzen oder Tönen moduliert. Die Wichtungen sind Spreizung-Wichtungen, die das Datensignal über mehrere diskrete Töne verteilen, die einen weiten Frequenzbereich abdecken. Die Wichtungen sind komplexe Zahlen, wobei die Realteil-Komponente wirkt, um die Höhe eines Tons zu modulieren, während die komplexe Komponente der Wichtung wirkt, um die Phase des Tons zu modulieren. Jeder Ton im gewichteten Tonsatz trägt dasselbe Datensignal. Mehrere Benutzer an der Sendestelle können dasselbe Tonsatz verwenden, um ihre Daten zu senden; jedoch haben die Benutzer, die die Tönsätze teilen, jeweils eine andere Reihe an Spreizung-Codes. Das gewichtete Tonsatz für einen bestimmten Benutzer wird an die Empfangsstelle übertragen, wo es mit Entspreizung-Codes verarbeitet wird, die die Spreizung-Codes des Benutzers betreffen, damit das Datensignal des Benutzers rückgewonnen wird. Für jede der räumlich getrennten Antennen am Empfänger werden die empfangenen Mehrton-Signale von Zeitdomäne-Signalen auf Frequenzdomäne-Signale umgewandelt. Entspreizung-Wichtungen werden jeder Frequenzkomponente der vom jeweiligen Antennenelement empfangenen Signale zugeordnet. Die Werte der Entspreizung-Wichtungen werden mit den empfangenen Signalen kombiniert, um einen optimierten Annäherungswert der einzeln übertragenen Signale zu erhalten, der durch ein besonderes Mehrton-Satz und einen besonderen Sendestandort gekennzeichnet ist. Das PWAN-System hat insgesamt 2560 diskrete Töne (Träger), die im Bereich von 1850 bis 1990 MHz in 8 MHz an verfügbarer Bandbreite gleich beabstandet sind. Die Abstände zwischen den Tönen sind 3,125 KHz. Das gesamte Set an Tönen wird, vom tiefsten Frequenz-Ton aus beginnend, von 0 bis 2559 folge-beziffert. Die Töne werden verwendet, um Verkehrsnachrichten und Overhead-Nachrichten zwischen der Basisstation und mehreren Fernstellen zu tragen. Die Verkehrstöne werden in 32 Verkehrs-Partitionen aufgeteilt, wobei jeder Verkehrskanal mindestens eine Verkehrs-Partition von 72 Tönen benötigt.
  • Zusätzlich verwendet das PWAN-System Overhead-Töne, um die Synchronisation zu errichten und die Steuerinformation zwischen der Basisstation und den Fernstellen zu führen. Ein gemeinsamer Verbindungskanal (CLC) wird von der Basisstation verwendet, um die Steuerinformation an die Fernstellen zu senden. Ein gemeinsamer Zugriffskanal (CAC) wird verwendet, um Nachrichten von den Fernstellen an die Basisstation zu übertragen. Es gibt eine Tongruppierung, die jedem Kanal zugeordnet wird. Diese Overhead-Kanäle werden allgemein von allen Fernstellen verwendet, wenn sie Steuernachrichten mit der Basisstation austauschen.
  • Im PWAN-System wird das Zeitteilung-Duplex (TDD) von der Basisstation und der Fernstelle verwendet, um die Daten- und Steuerinformation über denselben Mehrton-Frequenz-Kanal in beide Richtungen zu senden. Die Übertragung von der Basisstation an die Fernstelle wird Vorwärts-Übertragung und die Übertragung von der Fernstelle zur Basisstation Rückwärts-Übertragung genannt. Die Zeit zwischen wiederkehrenden Übertragungen entweder von der Fernstelle oder der Basisstation ist die TDD-Zeitspanne. In jeder TDD-Zeitspanne gibt es in jeder Richtung vier aufeinander folgende Übertragungen. Die Daten werden in jedem Burst mittels Verwendung mehrerer Töne übertragen. Die Basisstation und die Fernstelle müssen mit dem TDD-Taktungsaufbau synchronisieren und übereinstimmen, und sowohl die Basisstation als auch die Fernstellen müssen mit einer Rahmen-Struktur synchronisieren. Alle Fernstellen und Basisstationen müssen synchronisiert werden, so dass alle Fernstellen gleichzeitig senden und danach alle Basisstationen gleichzeitig senden. Wenn eine Fernstelle anfangs hochfährt, wird von der Basisstation die Synchronisation erworben, so dass sie Steuer- und Verkehrsnachrichten innerhalb des vorgeschriebenen TDD-Zeitformats austauschen kann. Die Fernstelle muss auch die Frequenz- und Phasensynchronisation für die DMT-SS-Signale erwerben, so dass die Fernstelle mit derselben Frequenz und Phase wie die Basisstation arbeitet.
  • Im PWAN-System sind einige der Tonfrequenzen Pilottöne, die verwendet werden, um bekannte Symbole aus der Basisstation an die Fernstelle oder aus der Fernstelle an die Basisstation zu übertragen, um die Synchronisation der Stationen zu erlauben. Die verwiesenen Patentanmeldungen von Hoole und Veintimilla erörtern einige dieser Merkmale.
  • Das PWAN-System führt Matrixbetriebe durch, die in den Null-Steuerungs- und Code-Nullabgleich-Verfahren beinhaltet sind. Die rückwirkenden Wichtungen, die vom PWAN-System aus den Entspreizung-Wichtungen berechnet werden, werden dem Senderweg für die Verwendung während der Datenausbreitung, Strahlbildung und der Erzeugung von inversen schnellen Fourier-Transformierten (IFFTs) bereitgestellt.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt des PWAN-Systems werden adaptive Antennenanordnungen in Verbindung mit einem Strahlbildungsalgorithmus verwendet, um innerhalb jeder Zelle einen räumlichen Unterschied zu erreichen und den SDMA zu implementieren. D. h.: Von den Antennen ausgegebene Signale werden direktional gebildet, indem wahlweise verschiedene Antennensensoren mit verschiedenen Signalverstärkungen erregt werden, so dass die Fernstationen in einem Abschnitt einer Zelle in der Lage sind, mit der Basisstation zu kommunizieren, während andere Fernstellen in einem anderen Abschnitt der Zelle trotz der Tatsache, dass sie denselben Tonsatz und Code verwenden, mit derselben Basisstation kommunizieren können. Es sollte verständlich sein, dass in ortsfesten Implementierungen des aktuellen PWAN-Systems – d. h. worin sich die Fernzugriffsstationen während der Kommunikation mit der Basisstation allgemein nicht bewegen, gewöhnlich während der Kommunikation innerhalb einer Zelle bleiben – der in der Luftverbindung verwendete Strahlbildungsalgorithmus die mobile Fernstellen, die in die Zelle treten und sie verlassen, nicht berücksichtigen braucht. In einer vorteilhaften Ausführungsform wird jede Zelle in vier Sektoren aufgeteilt, worin jeder Sektor über eines von vier Unter-Band-Paaren sendet und empfängt.
  • Wie oben geschildert, sollte man sich das Strahlbildung-Verfahren des PWAN-Systems, wie die Verwendung von Codes, nicht als vom gesamten adaptiven Verfahren des PWAN-Systems getrennt vorgestellen. Eher wird das Verfahren, das verwendet wird, um wahlweise die Antennensensoren (während der Übertragung) zu erregen bzw. die auf den verschiedenen Sensorelementen (während des Empfangs) empfangenen Signale wahlweise zu wichten, dem Gesamtverfahren untergeordnet, um den SINR zu optimieren. Das Verhältnis des Strahlbildung-Verfahrens zur Gesamt-Optimierung des SINR-Verfahrens wird detaillierter unten beschrieben.
  • Die Verwendung der Spreizung-Spektrum-Technologie (vor allem DMT-SS) und der Richtantennen innerhalb der bevorzugten Luftverbindung des PWAN-Systems erlaubt mithilfe der linearen Wichtung in Code und Raum mehrere Fehlerlösch-Nutzen einschließlich der Wirkungen, die analog mit der Code-Nullabgleichung und der Null-Steuerung sind.
  • Das Code-Nullabgleichen wird verwendet, um zwischen nicht rechtwinkligen Signalen zu unterscheiden, die aus angrenzenden räumlichen Zellen hervorgehen. Wiederum sollte das Code-Nullabgleich-Verfahren im Zusammenhang mit der Optimierung des SINR-Verfahrens der vorliegenden Erfindung verstanden werden. Das bedeutet, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren als Teil des Verfahrens angesehen werden sollte, das das SINR mit Bezug auf die Code-Domäne optimiert.
  • Es sollte verständlich sein, dass, wenn die innerhalb der/selben räumlichen Zelle bzw. Strahls erzeugten Signale sämtlich rechtwinklige Spreizung-Codes haben, die Code-Nullabgleichung für gewöhnlich nicht erforderlich ist, da die Rechtwinkligkeit ausreicht, um zu gewährleisten, dass es keine Kreuzmodulation gibt. Wie oben erwähnt, können jedoch die innerhalb einer besonderen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sein, obwohl sie vorzugsweise linear unabhängig sind. Darüber hinaus können die Transceiver innerhalb benachbarter räumlicher Zellen Spreizung-Codes verwenden, die eine zufällige Korrelation mit den in der lokalen räumlichen Zelle verwendeten Spreizung-Codes haben.
  • Durch das Einstellen der mit jedem Nachrichten-Kanal verknüpften Spreizung-Wichtungen ist die Basisstation in der Lage, diese Signale auf demselben Tonsatz kreuz-zu-korrelieren, um eine Interferenz infolge von "benachbarten" Signalen abzuziehen. In einer Ausführungsform hat die Basisstation die Spreizung-Codes verwendet, um verschiedene demselben Tonsatz zugeordnete Signale zu verbreiten, so dass diese Information verwendet werden kann, um anfangs die richtigen Wichtungen zum Nullabgleichen einer Interferenz von anderen Codes zu berechnen.
  • Wie oben erörtert, können die Spreizung-Daten während der Entspreizung genau wiedergewonnen werden, wenn die Spreizung-Codes, die verwendet werden, um verschiedene Datensignale zu verbreiten, rechtwinklig sind. Wenn jedoch die Spreizung-Codes nicht rechtwinklig sind (wie im Falle von Spreizung-Codes, die in benachbarten räumlichen Zellen verwendet werden), kann die Kreuzmodulation dazu führen, dass die Datensignale nicht in der Lage sind, von der einfachen Entspreizung genau unterschieden zu werden (d. h. die Entspreizung ohne das Code-Nullabgleichen).
  • Um dieses Phänomen zu kompensieren, werden Code-Nullabgleich-Wichtungen im Entspreizung-Gerät verwendet. Durch das Nullabgleichen der im empfangenen Signal vorhandenen Kreuzmodulation werden die richtigen Werte der Datenbits vom Empfänger ausgegeben. Solange die komplexen Spreizung-Wichtungen linear unabhängig sind und die SNR hoch genug ist, können von diesem Verfahren die genauen Symbolwerte unterschieden werden. Es wird gewürdigt sein, dass das Code-Nullabgleich-Verfahren oben während der Ableitung der Gesamtwichtungen, die das SINR optimieren, inhärent implementiert ist.
  • Zusätzlich zum Code-Nullabgleichen bildet eine Richtantenne Signale, die Nullbereiche (d. h. Bereiche, in denen die Antenne ankommende Signale abschwächt, oder in denen es eine viel kleinere Antennenverstärkung gibt) einschließen. Diese Nullbereiche können in einem Muster ausgebildet sein, so dass die Nullen in Richtung bekannte Störmittel (z. B. Störsignalquellen oder störende Mehrpfad-Reflektoren) geleitet werden. Auf diese Weise werden die störenden Signale in der räumlichen Domäne abgeschwächt. Wie detaillierter unten erörtert, ist die Verwendung der Null-Steuerung in Verbindung mit der Code-Nullabgleichung sehr vorteilhaft.
  • In Übereinstimmung mit einem Aspekt des PWAN-Systems kann man bedeutend an der Verarbeitungszeit und an der Raffiniertheit sparen, da sich die Verfahren zum Durchführen der Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung sehr ähneln. Genauer ist die mathematische Formel, die verwendet wird, um die Null-Steuerung zu erreichen, analog mit der Formel, die verwendet wird, um das Code-Nullabgleichen zu erzielen. Gemäß dieser Analogie werden, genau wie die Töne in einem Tonsatz mit komplexen Wichtungen multipliziert werden, um die Höhe und die Phase der Töne zu ändern, die Verstärkung und die relative Phase der Signale, die von den Antennenelementen ausgegeben und empfangen werden, von einer Reihe an Multiplikationswichtungen geändert. Diese Multiplikation mit komplexen Wichtungen kann sowohl für das Code-Nullabgleichen (ein spektrales Konzept) als auch das Null-Steuern (ein räumliches Konzept) in einer Matrixform ausgedrückt werden. Solchermaßen entsprechen die in der spektralen Code-Domäne durchgeführten Berechnungen formal den in der räumlichen Domäne durchgeführten Berechnungen. Folglich kann die Null-Steuerung in einem System mittels Verwendung der Code- Nullabgleichung durchgeführt werden, indem einfach eine Extra-Dimension zu der für das Berechnen der komplexen Wichtungen verwendeten Matrizen hinzugefügt und die Signale mit diesen Wichtungen multipliziert werden.
  • Was in drahtlosen Kommunikationssystemen, die sich aus mehreren Zellen zusammensetzen, erforderlich ist, ist die Fähigkeit, das gesamte Netz in Bezug auf die Interferenz zwischen den Zellen zu optimieren.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Das gesamte Netz der vielfachen Basisstationzellen erreicht einen ausgeglichenen Zustand, wo jede Nachrichtenverbindung in jeder Zelle einen optimalen Signalinterferenzpegel erreicht. Jede Basisstation und jede Fernstelle in einer Zelle passen ihre Entspreizung-Wichtungen an, um die Interferenz aus anderen Zellen so gering wie möglich zu halten. Dann passen jede Basisstation und jede Fernstelle in einer Zellen ihre Spreizung-Wichtungen an, um das Senden von Störsignalen an andere Zellen so gering wie möglich zu halten. Dies erzeugt eine netz-weite Verbindung der Zellen, was in Bezug auf die Interferenz zwischen den Zellen zur Optimierung des gesamten Netzes führt.
  • In einem Aspekt der Erfindung werden optimale Wichtungen auf der Grundlage aller an der Basisstation empfangenen Signale berechnet. Da das Set der Tonfrequenzen auf dem Empfangsweg dasselbe ist wie das Set der Tonfrequenzen auf dem Sendeweg, können die Entspreizung-Wichtungen, die verwendet werden, um zu empfangen, verwendet werden, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung zu berechnen. Dies ist das Prinzip der Rück-Richtwirkung. Zusätzlich werden die Entspreizung-Wichtungen adaptiv berechnet und eingestellt, um die Empfangsempfindlichkeit in Bezug auf Störsignale so gering wie möglich zu halten. Die von den Entspreizung-Wichtungen hergeleiteten Spreizung-Wichtungen sind ebenfalls adaptiv, wobei ihre Werte eingestellt werden, um die Stärke der Signale zu vermindern, die zurück in Richtung der Störsignalquelle übertragen werden. Die Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung werden verwendet, um die Entspreizung-Wichtungen und die Spreizung-Wichtungen so einzustellen, dass sie adaptiv den Austausch von Störsignalen so gering wie möglich halten. Wenn die adaptive Rück-Richtwirkung verwendet wird, um die Reihe an Wichtungen sowohl für den Empfang als auch die Übertragung in jeder Zelle des Netzes zu bestimmen, kann die Netz-weite adaptive Rück-Richtwirkung vollendet werden. Die Basisstationen und die Fernstellen in jeder Zelle vrewenden die Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung, um ihre Interferenz mit Stationen in anderen Zellen zu vermindern. Die Rückrichtungs-wirkende Bildung der Spreizung-Wichtungen aus den Entspreizung-Wichtungen in jeder Station fördert die Kanal-Optimierung quer durch die Zellgrenzbereiche. Diese Verbindung der Zellen, die das Prinzip der Rück-Richtwirkung verwenden, optimiert die Kanal-Merkmale im gesamten System.
  • Gegenwärtig erfreut sich die Erfindung vorteilhafter Anwendungen auf dem Gebiet der drahtlosen Kommunikationen wie beispielsweise Mobilfunk-Kommunikationen oder Personalkommunikationen, in denen die Bandbreite, verglichen mit der Anzahl an Benutzern und ihren Erfordernissen, knapp ist. Diese Anwendungen können in mobilen, ortsfesten oder minimal mobilen Systemen durchgeführt werden. Jedoch kann die Erfindung auf vorteilhafte Weise auch an andere nicht-drahtlose Kommunikationssysteme angelegt werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • E1A ist ein Netzdiagramm zweier Zellen, die in ein erstes Stadium der Rückrichtungs-wirkenden Verbindung eingreifen, worin die Basisstation B1 in der Zelle 1 das Vorhandensein von Störsignalen aus der Fernstelle R2 in der Nachbar-Zelle 2 erfasst. Die Basisstation B1 stellt ihre Übertragungen in Richtung Fernstelle R2 ein, um ihre Signalstärke zu vermindern.
  • E1A ist ein Netzdiagramm zweier Zellen aus E1A in einem zweitem Stadium der Rückrichtungs-wirkenden Verbindung, worin die Basisstation B2 in der zweiten Zelle 2 das Vorhandensein von Störsignalen aus der Fernstelle R1' in der ersten Zelle 1 erfasst. Die Basisstation B2 stellt ihre Übertragungen in Richtung Fernstelle R1' ein, um ihre Signalstärke zu vermindern.
  • E1C ist ein Netzdiagramm von vier Zellen, das den 1A und 1B ähnelt und die Spreizung der Kanal-Optimierung quer durch die Zellgrenzbereiche zeigt, um die Kanal-Merkmale im gesamten System zu optimieren.
  • E2A ist ein detailliertes Blockdiagramm der Basisstation B1 und der Fernstelle R1' in der Zelle 1 und der Fernstelle R2 in der Zelle 2, worin die Fernstelle R2 Störsignale an die Basisstation B1 sendet.
  • E2B ist ein detailliertes Blockdiagramm, das der E2A ähnelt und zeigt, wie die Basisstation B1 quer durch die Zellgrenzbereiche Signale verminderter Stärke in Richtung störender Fernstelle R2 sendet.
  • Erörterung der bevorzugten Ausführungsform
  • E1A ist ein Netzdiagramm der beiden Zellen 1 und 2 in einem PWAN-Kommunikationssystem. Die Basisstation B1 kommuniziert mittels Verwendung des DMT-SS-Protokolls mit den Fernstellen R1 und R1'. Die Bezeichnung (B1 → R1') deutet z. B. auf den Weg von der Basisstation B1 zur Fernstelle R1'. Die Bezeichnung (R1' → B1) deutet auf den Weg von der Fernstelle R1' zurück zur Basisstation B1. Die Bezeichnung (R2 → B1) deutet auf den Weg von der Fernstelle R2 in der Nachbar-Zelle 2 zur Basisstation B1. Die Basisstation B1 in der Zelle 1 erfasst das Vorliegen von Störsignalen aus der Fernstelle R2 in der Nachbar-Zelle 2. In Übereinstimmung mit der Erfindung stellt die Basisstation B1 ihre Übertragungen in Richtung Fernstelle R2 ein, um ihre Signalstärke zu vermindern.
  • E2A ist ein detailliertes Blockdiagramm der Basisstation B1 und der Fernstelle R1' in der Zelle 1 und der Fernstelle R2 in der Zelle 2, worin die Fernstelle R2 Störsignale an die Basisstation B1 sendet. Die Fernstelle R1' in derselben Zelle wie die Basisstation B1 sendet mittels Verwendung des DMT-SS-Protokolls Datentöne und Pilottöne an die Basisstation B1. Die Basisstation B1 berechnet die optimalen Wichtungen auf der Grundlage aller an der Basisstation empfangenen Signale mittels Verwendung des adaptiven Prozessors. Da das Set an Tonfrequenzen auf dem Empfangsweg dasselbe ist wie das Set an Tonfrequenzen auf dem Sendeweg, können die Entspreizung-Wichtungen, die verwendet werden, um zu empfangen, verwendet werden, um die Spreizung-Wichtungen für die Übertragung zu berechen, das Prinzip der Rück-Richtwirkung verwendend. Der adaptive Prozessor berechnet den Wert der Entspreizung-Wichtungen, die eingestellt sind, um die Empfangsempfindlichkeit in Bezug auf die Störsignale aus der Fernstelle R2 so gering wie möglich zu halten.
  • E2B ist ein detailliertes Blockdiagramm, das E2A gleicht und zeigt, wie die Basisstation B1 Signale verminderter Stärke quer durch den Zellgrenzbereich in Richtung störende Fernstelle R2 sendet. Die von den Entspreizung-Wichtungen hergeleiteten Spreizung-Wichtungen sind ebenfalls adaptiv, wobei ihre Werte eingestellt sind, um die Stärke der Signale zu vermindern, die zurück in Richtung störende Signalquelle R2 übertragen werden. Die Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung werden verwendet, um die Entspreizung-Wichtungen und die Spreizung-Wichtungen einzustellen, damit dier Austausch an Störsignalen so gering wie möglich gehalten wird.
  • E1A zeigt, wie die Basisstation B2 mittels Verwendung des DMT-SS-Protokolls mit den Fernstellen R2 und R2' kommuniziert. E1B ist ein Netzdiagramm der beiden Zellen aus E1A in einem zweiten Stadium der Rückrichtungswirkenden Verbindung, worin die Basisstation B2 in der zweiten Zelle 2 das Vorliegen von Störsignalen aus der Fernstelle R1' in der ersten Zelle 1 erfasst. Die Basisstation B2 stellt ihre Übertragungen in Richtung Fernstelle R1' ein, um ihre Signalstärke zu vermindern. Wenn die adaptive Rück-Richtwirkung verwendet wird, um die Reihe an Wichtungen sowohl für den Empfang als auch die Übertragung in jeder Zelle des Netzes zu bestimmen, kann die netz-weite adaptive Rück-Richtwirkung erreicht werden. Die Basisstationen und die Fernstellen in jeder Zelle verwenden die Null-Steuerung und Code-Nullabgleichung, um ihre Interferenz mit den Stationen in anderen Zellen zu vermindern. Die Rückrichtungs-wirkende Bildung der Spreizung-Wichtungen aus den Entspreizung-Wichtungen in jeder Station fördert die Kanal-Optimierung quer durch die Zellgrenzbereiche. E1C ist ein Netzdiagramm der vier Zellen 1, 2, 3 und 4, das den 1A und 1B ähnelt und die Spreizung der Kanal-Optimierung quer durch die Zellgrenzbereiche zeigt, um die Kanal-Merkmale im gesamten System zu optimieren.
  • E1A zeigt auch, wie die Fernstelle R2 in der Zelle 2 auf das Vorliegen von Störsignalen reagiert, die sie aus der Basisstation in der Zelle 1 erfasst, um das Vielfach-Zellen-Netz in Bezug auf die Interferenz zwischen den Zellen zu optimieren. Wie oben erörtert, empfängt die Basisstation B1 ein erstes Spreiz-Signal, das ein erstes Datensignal umfasst, das über mehrere diskrete Töne verbreitet wird, die über einen ersten Weg (R1' → B1) von der in der Zelle 1 befindlichen Fernstelle R1' empfangen werden. Das erste Signal schließt weiterhin ein Störsignal ein, das über mehrere diskrete Töne verbreitet wird, die über einen Interferenzweg (R2 → B1) von der in der Zelle 2 befindlichen Fernstelle R2 empfangen werden. Basisstation B1 entspreizt adaptiv das empfangene Signal, indem sie Entspreizung-Codes verwenden, denen die Merkmale des über den ersten Weg (R1' → B1) und über den Interferenzweg (R2 → B1) empfangenen Spreiz-Signals zugrundeliegen. Die Basisstation B1 breitet dann ein zweites Datensignal mit ersten Spreizung-Codes aus, die aus Entspreizung-Codes hergeleitet werden, denen die Rück-Richtwirkung des ersten Wegs (R1' → B1) und des Interferenzwegs (R2 → B1) zugrundeliegt. Die ersten Spreizung-Codes verteilen das zweite Datensignal über mehrere diskrete Töne, ein zweites Spreiz-Signal bildend, das wahlweise im Interferenzweg (B1 → R2) an die zweite Fernstelle R2 verbindert wird. Dann fährt die Basisstation B1 mit der Übertragung des zweiten Spreiz-Signals über den ersten Weg (B1 → R1') an die erste Fernstelle R1' und mit der Übertragung des wahlweise verminderten zweiten Signals über den Interferenzweg (B1 → R2) an die zweite Fernstelle R2 fort.
  • Dann empfängt die Fernstelle R2 in der Zelle 2 das wahlweise verminderte zweite Spreiz-Signal. Die Fernstelle R2 fährt dann fort, indem sie adaptiv das wahlweise verminderte zweite Signal, das sie empfängt, ausbreitungsrücknimmt, indem die zweiten Entspreizung-Codes verwendet werden, denen die Merkmale des über den Interferenzweg (B1 → R2) empfangenen zweiten Signals zugrundeliegen. Die Fernstelle R2 fährt dann fort, indem ein drittes Datensignal mit zweiten Spreizung-Codes ausgebreitet wird, die auf der Grundlage einer Rück-Richtwirkung des Interferenzwegs (B1 → R2) aus den zweiten Entspreizung-Codes hergeleitet werden. Die zweiten Spreizung-Codes verteilen das dritte Datensignal über mehrere diskrete Töne, ein drittes Spreiz-Signal bildend, das wahlweise im Interferenzweg (R2 → B2) an die erste Basisstation B1 vermindert wird. Die Fernstelle R2 fährt dann fort, indem sie das wahlweise verminderte dritte Spreiz-Signal über den Interferenzweg (R2 → B1) an die erste Basisstation B1 sendet. Auf diese Weise modifiziert die Fernstelle R2 in der zweiten Zelle 2 ihre Entspreizung- und Spreizung-Wichtungen, um den Austausch der Störsignale quer durch den Zellgrenzbereich an die Basisstation B1 so gering wie möglich zu halten.

Claims (33)

  1. Ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationsverfahren, das folgendes umfasst: a) das Empfangen an einer Basisstation während einer ersten Zeitspanne eines ersten Spreizsignals, das ein erstes Datensignal umfasst, das in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen gespreizt ist; b) das Entspreizen des an der Basisstation empfangenen ersten Spreizsignals, indem Entspreizung-Codes verwendet werden, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des empfangenen ersten Spreizsignals adaptiv bestimmt werden; c) das Spreizen an der Basisstation eines zweiten Datensignals, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen spreizen, um ein zweites Spreizsignal zu bilden; und d) das Senden des zweiten Spreizsignals während einer zweiten Zeitspanne.
  2. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben.
  3. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Bestimmung der komplexen Entspreizung-Codewerte umfasst, die dann mit einer Komplexzahl- Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt.
  4. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das erste Spreizsignal empfängt, und worin der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale des empfangenen Spreizsignals basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes der Kombination aus einer gegebenen Antenne von den Mehrelement-Antennen und einem gegebenen Ton von den diskreten Tönen entspricht; wodurch der Entspreizung-Schritt in der selben mathematischen Operation die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals bestimmt.
  5. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 4, worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer erwünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
  6. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das zweite Spreizsignal sendet, und worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale aus Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um ein Signalqualitätsmerkmal des empfangenen Sig nals zu verbessern.
  7. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat; worin Schritt b) mittels der Verwendung von Entspreizung-Codes durchgeführt wird, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des an mindestens zwei Antennenelementen der Anordnung empfangenen ersten Spreizsignals bestimmt werden; und worin Schritt c) mittels der Verwendung von zweiten Spreizung-Codes durchgeführt wird, die von Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen und über mindestens zwei Antennenelemente der Anordnung redundant spreizen, um das zweite Spreizsignal zu bilden, das dadurch sowohl spektral als auch räumlich gespreizt ist.
  8. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 7, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Bestimmung der komplexen Entspreizung-Codewerte umfasst, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale der empfangenen Signale basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes der Kombination aus einem gegebenen Element der Antennenelemente und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht; wodurch der Entspreizung-Schritt in der selben mathematischen Operation die räumlichen und spektralen Elemente des ersten Spreizsignals bestimmt; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um ein Signalqualitätsmerkmal des empfangenen Signals zu verbessern.
  9. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 8, fünfte Alternative, worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit von Störquellen reduziert.
  10. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation über eine Mehrelement-Antennenanordnung verfügt; worin Schritt b) mittels der Verwendung von Entspreizung-Codes durchgeführt wird, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des an mindestens zwei Antennenelementen der Anordnung empfangenen ersten Spreizsignals bestimmt werden, worin eine gegebene Komponente des Spreizung-Codes mit der Kombination aus einem gegebenen Antennenelement und einem gegebenen diskreten Ton verknüpft wird; worin Schritt c) mittels der Verwendung von zweiten Spreizung-Codes durchgeführt wird, die von Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen und über mindestens zwei Antennenelemente der Anordnung spreizen, um das zweite Spreizsignal zu bilden, das dadurch sowohl spektral als auch räumlich gespreizt ist.
  11. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 10, worin sowohl das erste als auch zweite Signal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte von komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit von Störquellen reduziert; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert; oder worin der Entspreizung-Schritt das Behandeln der räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals umfasst, und zwar unabhängig von ihren räumlichen und spektralen Merkmalen; worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  12. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin Schritt a) in einer ersten Ausbreitungsrichtung durchgeführt wird; worin Schritt b) mittels der Verwendung von Entspreizung-Codes durchgeführt wird, die adaptiv auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des an der Basisstation in der ersten Ausbreitungsrichtung empfangenen ersten Spreizsignals bestimmt werden; worin Schritt c) mit zweiten Spreizung-Codes durchgeführt wird, die von Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Code auf eine wesentliche Kanalreziprozität zwischen der Ausbreitungsrichtung und der umgekehrten Ausbreitungsrichtung basieren, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen redundant spreizen, um das zweite Spreizsignal zu bilden; und worin Schritt d) in der zweiten Zeitspanne in der umgekehrten Ausbreitungsrichtung durchgeführt wird.
  13. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 12, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das erste Spreizsignal empfängt, und worin der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem unitären adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale des empfangenen Spreizsignals basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes der Kombination aus einem gegebenen Element von einer Mehrelement-Antennenanordnung und einem gegebenen Ton von den diskreten Tönen entspricht, wodurch der Entspreizung-Schritt die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals in einer mathematischen Operation bestimmt, die unabhängig von den räumlichen oder spektralen Merkmalen der Komponenten ist; oder worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das zweite Spreizsignal sendet, und worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale aus Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu verbessern.
  14. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 13, fünfte Alternative, worin der Entspreizung-Schritt die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
  15. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat und Schritt a) in einer ersten Ausbreitungsrichtung durchgeführt wird; worin Schritt b) mittels der Verwendung von Entspreizung-Codes durchgeführt wird, die adaptiv auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des ersten Spreizsignals bestimmt werden, das in der ersten Ausbreitungsrichtung an mindestens zwei Antennenelementen der Anordnung empfangen wird; worin Schritt c) mit zweiten Spreizung-Codes durchgeführt wird, die von Entspreizung-Codes abgeleitet sind, wobei die zweiten Spreizung-Code auf eine wesentliche Kanalreziprozität zwischen der Ausbreitungsrichtung und der umgekehrten Ausbreitungsrichtung basieren, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen und über mindestens zwei Antennenelemente der Anordnung redundant spreizen, um das zweite Spreizsignal zu bilden, das dadurch sowohl spektral als auch räumlich gespreizt ist; und worin Schritt d) durchgeführt wird, indem das zweite Spreizsignal während der zweiten Zeitspanne in der umgekehrten Ausbreitungsrichtung gesendet wird.
  16. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 15, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem unitären adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale der empfangenen Signale an den Antennenelementen der Anordnung basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes einem gegebenen Element der Antennenelemente und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht, wodurch der Entspreizung-Schritt die räumlichen und spektralen Elemente des ersten Spreizsignals gleichzeitig behandelt; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne Teile einer Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne sind; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  17. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 16, fünfte Alternative, worin der Entspreizung-Schritt die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
  18. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat und Schritt a) in einer ersten Ausbreitungsrichtung durchgeführt wird; worin Schritt b) mittels der Verwendung von Entspreizung-Codes durchgeführt wird, die adaptiv auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des in der ersten Ausbreitungsrichtung empfangenen ersten Spreizsignals an mindestens zwei Antennenelementen der Anordnung bestimmt werden, worin eine gegebene Komponente des Spreizung-Codes mit der Kombination aus einem gegebenen Antennenelement und einem gegebenen diskreten Ton verknüpft wird; worin Schritt c) mit zweiten Spreizung-Codes durchgeführt wird, die von Entspreizung-Codes abgeleitet sind, und zwar basierend auf eine wesentliche Kanalreziprozität zwischen der Ausbreitungsrichtung und der umgekehrten Ausbreitungsrichtung, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen und über mindestens zwei Anten nenelemente der Anordnung redundant spreizen, um das zweite Spreizsignal zu bilden, das spektral und räumlich gespreizt ist; und worin Schritt d) durchgeführt wird, indem das zweite Spreizsignal während der zweiten Zeitspanne in der umgekehrten Ausbreitungsrichtung gesendet wird.
  19. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 18, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals ist; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin der Entspreizung-Schritt die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals gleichzeitig behandelt; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne Teile einer Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne sind; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt; wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  20. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin das erste Spreizsignal eine Vielzahl von Signalgruppen umfasst, wobei jede Signalgruppe eine Vielzahl von Symbolen umfasst, die redundant in Übereinstimmung mit dem ersten Spreizung-Code über eine Vielzahl von diskreten Tönen gespreizt werden; und worin das zweite Datensignal eine Vielzahl von Signalgruppen umfasst, wobei jede Signalgruppe eine Vielzahl von Symbolen umfasst, wobei die zweiten Spreizung-Codes von Entspreizung-Codes für einen einzelnen Symbolton in einer gegebenen Gruppe abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes an die Vielzahl von Symboltönen in einer gegebenen Gruppe angelegt werden, wobei der Spreizung-Schritt dadurch das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen spreizt, um das zweite Spreizsignal zu bilden.
  21. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 20, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal eine Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das erste Spreizsignal empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem unitären adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale der empfangenen Signale an den Antennenelementen der Anordnung basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes einem gegebenen Element der Mehrelement-Antennen und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht; wodurch der Entspreizung-Schritt gleichzeitig die räumlichen und spektralen Elemente des ersten Spreizsignals behandelt; oder worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das zweite Spreizsignal sendet, und worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne Teile einer Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne sind; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt; wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  22. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 21, fünfte Alternative, worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
  23. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, das weiterhin folgendes umfasst: das Empfangen an einer Basisstation, die eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, während einer Initialisierungszeitspanne eines Spreiz-Pilot-Signals, das ein bekanntes Datensignal umfasst, das über eine Vielzahl von diskreten Tönen gespreizt ist; und das Korrelieren des bekannten Datensignal vom Pilot-Spreiz-Signal mit einem bekannten Bezugs-Datensignal, und das Bilden eines unitären adaptiven Entspreizung-Codes, der auf die Merkmale der empfangenen Signale an den Antennenelementen der Anordnung basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes einem gegebenen Element der Antennenelemente und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht, und worin der Schritt des adaptiven Entspreizens des ersten Spreizsignals mit einem abgeleiteten Entspreizung-Code durchgeführt wird, der auf den unitären adaptiven Entspreizung-Code basiert und der auf die Merkmale des ersten Spreizsignals und der Antennenelemente der Anordnung basiert, und worin der Schritt zum Spreizen des zweiten Datensignals an der Basisstation mit dem zweiten Spreizung-Code durchgeführt wird, der vom abgeleiteten Entspreizung-Code abgeleitet wird, der das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen und Antennenelementen der Anordnung verteilt, wobei ein zweites Spreizsignal gebildet wird, das spektral und räumlich gespreizt ist.
  24. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 23, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal eine Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt eine Multiplikation einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals ist; oder worin der Spreizung-Schritt eine Multiplikation einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals ist; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin der Entspreizung-Schritt die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals gleichzeitig behandelt; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne Teile einer Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne sind; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  25. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, worin der Empfangsschritt an einer Basisstation durchgeführt wird, die eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, und das erste Spreizsignal ein erstes Datensignal umfasst, das in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code, der dem Benutzer für die erste Zeitspanne zugeordnet ist, über eine Vielzahl von diskreten Tönen gespreizt wird, und der weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem unitären adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale der an den Antennenelementen der Anordnung empfangenen Signale basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes einem gegebenen Element der Antennenelemente und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht; worin der Entspreizung-Code durch die Komponenten eines Gewichtsvektors W angegeben wird, worin W = (R–1 xx)rxy worin rxy ein Schätzwert des Kreuzkorrelationsvektors des empfangenen Signals und ein Schätzwert der im empfangenen Signal enthaltenen Daten ist, und R–1 xx ein Schätzwert der invertierten Autokorrelationsmatrix des empfangenen Signals ist; und das Spreizen des zweite Datensignals an der Basisstation mit dem zweiten Spreizung-Code, der vom Entspreizung-Code abgeleitet wird, der das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen und über Antennenelemente der Anordnung verteilt, wobei ein zweites Spreizsignal gebildet wird, das spektral und räumlich gespreizt ist.
  26. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 25, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal eine Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben, das auf mehreren Antennen in der Anordnung gesendet wird; oder worin der Entspreizung-Schritt eine Multiplikation einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals ist; oder worin der Spreizung-Schritt eine Multiplikation einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals ist; oder worin der Entspreizung-Schritt die Werte der komplexen Entspreizung-Codes bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Signalquelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert; oder worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin der Entspreizung-Schritt die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals gleichzeitig behandelt; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne Teile einer Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne sind; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um die Signalqualität des empfangenen Signals zu maximieren.
  27. Ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationssystem, das folgendes umfasst: eine Basisstation, die während einer ersten Zeitspanne von einer Fernstation ein erstes Spreizsignal empfängt, das ein erstes Datensignal umfasst, das über eine Vielzahl von diskreten Tönen in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant gespreizt ist; ein Signal-Entspreizung-Gerät an der Basisstation, der das erste Spreizsignal mittels Verwendung von Entspreizung-Codes entspreizt, die adaptiv auf mindestens ein Merkmal des empfangenen ersten Spreizsignals basieren; ein Signal-Spreizung-Gerät an der Basisstation, das ein zweites Datensignal spreizt, indem zweite von den Entspreizung-Codes abgeleitete Spreizung-Codes verwendet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal über eine Vielzahl von diskreten Tönen redundant spreizen, um ein zweites Spreizsignal zu bilden; und die Basisstation das zweite Spreizsignal in einer zweiten Zeitspanne an die Fernstation sendet.
  28. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationssystem nach Anspruch 27, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal die Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben; oder worin das Signal-Entspreizung-Gerät eine Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals multipliziert; oder worin das Signal-Spreizung-Gerät eine Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals multipliziert; oder worin das Signal-Spreizung-Gerät die komplexen Entspreizung-Codewerte bestimmt, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert werden, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das erste Spreizsignal empfängt, und das Signal-Entspreizung-Gerät weiterhin folgendes umfasst: ein Mittel zum Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale des empfangenen Spreizsignals basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes der Kombination einer gegebenen Antenne der Mehrelement-Antennen und eines gegebenen Tons der diskreten Töne entspricht; wodurch das Signal-Entspreizung-Gerät in der selben mathematischen Operation die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals bestimmt; oder worin die Basisstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das zweite Spreizsignal sendet, und worin das Signal-Spreizung-Gerät adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Basisstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei das Signal-Entspreizung-Gerät weiterhin folgendes umfasst: ein Mittel zum adaptiven Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um ein Signalqualitätsmerkmal des empfangenen Signals zu verbessern.
  29. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationssystem nach Anspruch 28, fünfte Alternative, worin das Signal-Entspreizung-Gerät adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Quelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
  30. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationssystem nach Anspruch 27, das weiterhin folgendes umfasst: eine Fernstation, die in der ersten Zeitspanne das erste Spreizsignal sendet.
  31. Ein sehr bandbreiteneffizientes Kommunikationsverfahren, das folgendes umfasst: a) das Empfangen an einer Fernstation während einer ersten Zeitspanne eines ersten Spreizsignals, das ein erstes Datensignal umfasst, das über eine Vielzahl von diskreten Tönen in Übereinstimmung mit einem ersten Spreizung-Code redundant gespreizt ist; b) das Entspreizen des an der Fernstation empfangene ersten Spreizsignals, indem Entspreizung-Codes verwendet werden, die auf der Grundlage von mindestens einem Merkmal des empfangenen ersten Spreizsignals adaptiv bestimmt werden; c) das Spreizen an der Fernstation eines zweiten Datensignals, indem zweite Spreizung-Codes verwendet werden, die von den Entspreizung-Codes abgeleitet werden, wobei die zweiten Spreizung-Codes das zweite Datensignal redundant über eine Vielzahl von diskreten Tönen spreizen, um ein zweites Spreizsignal zu bilden; und d) das Senden des zweiten Spreizsignals während einer zweiten Zeitspanne.
  32. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 31, worin sowohl das erste als auch zweite Spreizsignal eine Spektralform eines diskreten Mehrtonsignals haben; oder worin der Entspreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der Entspreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des ersten Spreizsignals umfasst; oder worin der Spreizung-Schritt das Multiplizieren einer Komplexzahl-Darstellung der zweiten Spreizung-Codes mit einer Komplexzahl-Darstellung des zweiten Datensignals umfasst; oder worin der Entspreizung-Schritt die Bestimmung der Werte der komplexen Entspreizung-Codes umfasst, die dann mit einer Komplexzahl-Darstellung der empfangenen Signale multipliziert wer den, was zu einem Schätzwert des ersten Datensignals führt; oder worin die Fernstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das erste Spreizsignal empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das Entspreizen des ersten Spreizsignals mit einem adaptiven Entspreizung-Code, der auf die Merkmale des empfangenen Spreizsignals basiert, worin ein gegebenes Element des Spreizung-Codes der Kombination aus einer gegebenen Antenne der Mehrelement-Antennen und einem gegebenen Ton der diskreten Töne entspricht, wodurch der Entspreizung-Schritt in der selben mathematischen Operation die räumlichen und spektralen Komponenten des ersten Spreizsignals bestimmt; oder worin die Fernstation eine Mehrelement-Antennenanordnung hat, die das zweite Spreizsignal sendet, und worin der Spreizung-Schritt adaptiv die Energie des gesendeten Signals des zweiten Spreizsignals in Richtung einer Quelle des ersten Spreizsignals positioniert und adaptiv die Energie des gesendeten Signals in Richtung Störer reduziert; oder worin die erste Zeitspanne und die zweite Zeitspanne eine Zeitteilung-Duplex-Zeitspanne umfassen; oder worin die Fernstation zusammen mit dem ersten Spreizsignal Störsignale von Störsignalquellen empfängt, wobei der Entspreizung-Schritt weiterhin folgendes umfasst: das adaptive Reduzieren der Störsignale durch das adaptive Einstellen der Entspreizung-Codes, um dass Signalqualitätmerkmal des empfangenen Signals zu verbessern.
  33. Das sehr bandbreiteneffiziente Kommunikationsverfahren nach Anspruch 32, fünfte Alternative, worin der Entspreizung-Schritt adaptiv die räumliche Richtung der Empfangsempfindlichkeit in Richtung einer gewünschten Quelle positioniert und die Empfangsempfindlichkeit aus Störquellen reduziert.
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