DE69832525T2

DE69832525T2 - Programmierbarer linearer empfänger

Info

Publication number: DE69832525T2
Application number: DE69832525T
Authority: DE
Inventors: C. Steven CICCARELLI; G. Saed YOUNIS; E. Ralph KAUFMAN
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-12-09
Filing date: 1998-12-08
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2018-12-09
Also published as: US6498926B1; HK1034617A1; KR20010032988A; CA2313471C; CN1283334A; EP1040586A1; NO20002931L; IL136405A0; IL136405A; ES2251112T3; AU754973B2; JP4138243B2; CN1136665C; JP2008219922A; KR100537589B1; NO20002931D0; AU1632999A; JP4361588B2; CA2313471A1; DE69832525D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen neuen und verbesserten programmierbaren linearen Empfänger.
II. Beschreibung des relevanten Stand der Technik
Das Design eines Empfängers mit hoher Performance wird durch verschiedene Designeinschränkungen herausfordernd gemacht. Zunächst wird hohe Performance für viele Anwendungen benötigt. Hohe Performance kann beschrieben werden durch die Linearität des aktiven Geräts bzw. des aktiven Bauelements (z.B. Verstärker, Mischer, etc.) und die Rauschzahl (noise figure) des Empfängers. Zweitens ist für viele Anwendungen, wie in einem zellularen Kommunikationssystem, der Energieverbrauch ein wichtiger Betrachtungspunkt aufgrund der portablen Natur des Empfängers. Im Allgemeinen sind hohe Performance und hohe Effizienz Designbetrachtungen, welche zueinander im Konflikt stehen.
Ein aktives Gerät hat die folgende Transferfunktion: y(x) = a1·x + a2·x2 + a3·x3 + Terme höherer Ordnung, (1) wobei x das Eingangssignal, y(x) das Ausgangssignal ist und a₁, a₂ und a₃ die Koeffizienten sind, welche die Linearität des aktiven Geräts definieren. Zum Zweck der Einfachheit werden Terme höherer Ordnung (z.B. Terme oberhalb der dritten Ordnung) ignoriert. Für ein ideales aktives Gerät sind die Koeffizienten a₂ und a₃ 0,0 und das Ausgangssignal ist einfach das Eingangssignal, skaliert um a₁. Jedoch erfahren alle aktiven Geräte eine Menge an Nichtlinearität, welche durch die Koeffizienten a₂ und a₃ quantifiziert wird.
Der Koeffizient a₂ definiert die Menge an Nichtlinearität zweiter Ordnung und der Koeffizient a₃ definiert die Menge an Nichtlinearität dritter Ordnung.
Die meisten Kommunikationssysteme sind schmalbandige Systeme, welche mit einem Eingangs HF Signal betrieben werden, welches eine vorbestimmte Bandbreite und Mittenfrequenz hat. Das Eingangs HF Signal weist typischerweise andere falsche Signale bzw. Fremdsignale auf, welche über das Frequenzspektrum platziert sind. Nichtlinearität innerhalb des aktiven Geräts verursacht Intermodulation von falschen Signalen, was zu Produkten führt, welche in das Signalband fallen können.
Der Effekt der Nichtlinearität zweiter Ordnung (z.B. diejenige, welche durch den x² – Term erzeugt wird) kann normalerweise durch sorgfältige Designmethodik reduziert oder eliminiert werden. Nichtlinearität zweiter Ordnung erzeugt Produkte an den Summen- und Differenzfrequenzen. Typischerweise sind die falschen Signale, welche Produkte zweiter Ordnung im Band erzeugen können, weit entfernt von dem Signalband angeordnet, und können leicht gefiltert werden. Jedoch ist Nichtlinearität dritter Ordnung problematischer. Für Nichtlinearität dritter Ordnung erzeugen falsche Signale x = g₁ cos(w₁t) + g₂·cos(w₂t) Produkte bei den Frequenzen (2 w₁ + w₂) und (2 w₂ – w₁). Somit können falsche Signale in der Nähe des Bandes (welche schwierig herauszufiltern sind) Intermodulationsprodukte dritter Ordnung erzeugen, welche in das Band fallen, was zu Degradation in dem empfangenen Signal führt. Das Problem wird dadurch noch verschlimmert, dass die Amplitude der Produkte dritter Ordnung mit g₂·g₂ ² und g₁ ²·g₂ skaliert wird. Somit erzeugt jede Verdopplung der Amplitude der falschen Signale eine achtfache Erhöhung in der Amplitude des Produkts dritter Ordnung. Auf eine andere Art betrachtet, führt jede Erhöhung um 1 dB, in dem Eingangs HF Signal zu einer 1 dB Erhöhung in dem Ausgangs HF Signal, aber zu einer 3 dB Erhöhung in den Produkten dritter Ordnung.
Die Linearität eines Empfängers (oder des aktiven Geräts) kann durch den eingangsbezogenen Schnittpunkt dritter Ordnung (IIP3 = Input-referred third order intercept point) charakterisiert werden. Typischerweise werden das Ausgangs HF Signal und die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung gegen das Eingangs HF Signal aufgetragen. Wenn sich das Eingangs HF Signal erhöht, ist der IIP3 ein theoretischer Punkt, wo das erwünschte Ausgangs HF Signal und die Produkte dritter Ordnung gleich in der Amplitude werden. Das IIP3 ist ein extrapolierter Wert, weil das aktive Gerät in die Kompression geht, bevor der IIP3 Punkt erreicht wird.
Für einen Empfänger, welcher mehrere aktive Geräte aufweist, welche in einer Kaskade angeordnet sind, kann der IIP3 des Empfängers von der ersten Stufe eines aktiven Geräts zu der n-ten Stufe folgendermaßen berechnet werden:
wobei IIP3_n der eingangsbezogene Schnittpunkt dritter Ordnung von der ersten Stufe von aktivem Gerät zu der n-ten Stufe ist, IIP3_n–1 ist der eingangsbezogene Schnittpunkt dritter Ordnung von der ersten Stufe zu der (m – 1)-ten Stufe, Av_n ist die Verstärkung der n-ten Stufe, IIP3_dn ist der eingangsbezogene Schnittpunkt dritter Ordnung der n-ten Stufe, und alle anderen Terme sind in Decibel (dB) gegeben. Die Berechnung in Gleichung (2) kann in einer sequenziellen Reihenfolge für aufeinanderfolgende Stufen innerhalb des Empfängers ausgeführt werden.
Von Gleichung (2) kann beobachtet werden, dass ein Weg zur Verbesserung des kaskadierten IIP3 des Empfängers die Verringerung der Verstärkung vor dem ersten nichtlinearen aktiven Gerät ist. Jedoch erzeugt jedes aktive Gerät auch thermisches Rauschen, welches die Signalqualität degradiert. Weil der Rauschpegel bei einem konstanten Pegel gehalten wird, erhöht sich die Degradation wenn die Verstärkung verringert wird und die Signalamplitude wird verringert. Die Menge an Degradation kann durch die Rauschzahl (NF = Noise Figure) des aktiven Geräts gemessen werden, welche wie folgt gegeben wird: NFd = SNRin – SNRout, (3) wobei NF_d die Rauschzahl des aktiven Geräts ist, SNR_in ist das Signal zu Rauschverhältnis des Eingangs HF Signals in das aktive Gerät, SNR_out ist das Signal zu Rauschverhältnis des Ausgangs HF Signals von dem aktiven Gerät und NF_d, SNR_in und SNR_out sind alle in Decibel (dB) gegeben. Für einen Empfänger, welcher mehrere aktive Geräte aufweist, welche in einer Kaskade verbunden sind, kann die Rauschzahl des Empfängers von der ersten Stufe von aktivem Gerät zu der n-ten Stufe folgendermaßen berechnet werden:
wobei NF_n die Rauschzahl von der ersten Stufe zu der n-ten Stufe ist, NF_n–1 ist die Rauschzahl von der ersten Stufe zu der (n – 1)-ten Stufe, NF_dn ist die Rauschzahl der n-ten Stufe, und G_n–1 ist die akkumulierte Verstärkung der ersten Stufe durch die (n – 1)-te Stufe in dB. Wie in Gleichung (4) gezeigt ist, kann die Verstärkung des aktiven Geräts die Rauschzahl der nachfolgenden Stufen beeinflussen. Ähnlich zu der IIP3 Berechnung in Gleichung (2) kann die Rauschzahlberechnung in Gleichung (4) in sequenzieller Ordnung für aufeinanderfolgende Stufen des Empfängers ausgeführt werden.
Empfänger werden für viele Kommunikationsanwendungen verwendet, wie zellulare Kommunikationssysteme und Hochdefinitionsfernsehen (HDTV = High Definition Television). Exemplarische zellulare Kommunikationssysteme umfassen Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA = Code Division Multiple Accesss) Kommunikationssysteme, Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (TDMA = Time Division Multiple Access) Kommunikationssysteme und analoge FM Kommunikationssysteme. Die Verwendung von CDMA Techniken in Vielfachzugriffkommunikationssystemen ist in U.S. Patent Nr. 4,901,307, benannt „Spread Spectrum Multiple Access Communication System using Satellite or Terrestrical Repeaters" und in U.S. Patent Nr. 5,103,459, benannt „System and Method for generating Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System", welche beide dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet sind, offenbart. Ein exemplarisches HDTV System ist in U.S. Patent Nr. 5,452,104, U.S. Patent Nr. 5,107,345 und U.S. Patent Nr. 5,021,891, welche alle drei benannt sind „Adaptive Block Size Image Compression Method and System" und U.S. Patent Nr. 5,576,767, benannt „Interframe Video Encoding And Decoding System" offenbart, wobei alle vier Patente dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet sind.
In zellularen Anwendungen ist es üblich, mehr als ein Kommunikationssystem innerhalb der gleichen geografischen Bedeckungsfläche in Betrieb zu haben. Ferner können diese Systeme in oder nahe dem gleichen Frequenzband betrieben werden. Wenn dies auftritt, kann die Sendung von einem System Degradation in dem empfangenen Signal eines anderen Systems verursachen. CDMA ist ein Spreizspektrumkommunikationssystem, welches die Sendeleistung zu jedem Benutzer über die gesamte Signalbandbreite von 1,2288 MHz spreizt. Die spektrale Antwort einer FM basierenden Sendung kann konzentrierter werden an der Mittenfrequenz. Somit kann FM basierende Sendung dazu führen, dass Störsignale (jammers) innerhalb des zugewiesenen CDMA Bands auftreten, und sehr nahe zu dem empfangenen CDMA Signal. Ferner kann die Amplitude der Störsignale viele Male größer sein als diejenige des CDMA Signals. Diese Störsignale können Intermodulationsprodukte dritter Ordnung verursachen, welche die Performance des CDMA Systems degradieren können.
Typischerweise wird der Empfänger derart entwickelt, dass er einen hohen IIP3 aufweist, um die Degradation aufgrund von Intermodulationsprodukten, welche durch Störsignale verursacht werden, zu minimieren. Jedoch erfordert das Design für einen hohen IIP3 Empfänger, dass die aktiven Geräte innerhalb des Empfängers mit einem hohen Gleichstrom vorgespannt werden, wodurch große Mengen an Leistung verbraucht werden. Dieser Designansatz ist insbesondere unerwünscht für zellulare Anwendungen, wobei der Empfänger eine portable Einheit ist, und die Leistung limitiert ist.
Mehrere Techniken wurden in dem Stand der Technik eingesetzt, um den Bedarf für hohen IIP3 nachzukommen. Eine solche Technik, welche auch beabsichtigt, den Leistungsverbrauch zu minimieren, ist, die Verstärkungsstufe mit einer Vielzahl mit Verstärkern zu implementieren, welche parallel verbunden sind, und die Verstärker selektiv frei zu geben, wenn hoher IIP3 benötigt wird. Diese Technik ist detailliert in der U.S. Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/843,904, benannt „Dual Mode Amplifier with high Efficiency and high Linearity", angemeldet am 17. April 1997, zugeordnet zu den Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung, offenbart. Eine andere Technik ist, die empfangene HF Signalleistung zu messen, und die Verstärkung der Verstärker basierend auf der Amplitude der HF Signalleistung anzupassen. Diese Technik ist detailliert in der U.S. Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/723,491, benannt „Method an Apparatus for Increasing Receiver Power Immunity to Interference", angemeldet am 30. September 1996, zugeordnet zu den Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung, offenbart. Diese Techniken verbessern die IIP3 Performance, aber haben weder den Leistungsverbrauch reduziert noch die Komplexität des Schaltkreises minimiert.
Ein exemplarisches Blockdiagramm einer Empfängerarchitektur des Stands der Technik ist in 1 gezeigt. Innerhalb des Empfängers 1100 wird das empfangen HF Signal durch die Antenne 1112 empfangen, durch den Duplexer 1114 geroutet und zu dem Verstärker 1116 mit geringem Rauschen (LNA = Low Noise Amplifier) geliefert. Der LNA 1116 verstärkt das HF Signal und liefert das Signal zu dem Bandpassfilter 1118. Der Bandbassfilter 1118 filtert das Signal, um einige der falschen Signale zu entfernen, welche Intermodulationsprodukte in den nachfolgenden Stufen verursachen können. Das gefilterte Signal wird zu dem Mischer 1120 geliefert, welcher das Signal zu einer Zwischenfrequenz (ZF bzw. IF = Intermediate Frequency) herunter konvertiert, mit der Sinuskurve von dem lokalen Oszillator 1122. Das IF Signal wird zu dem Bandpassfilter 1124 geliefert, welcher falsche Signale filtert und Produkte der Herunterkonversion vor der nachfolgenden Herunterkonversionsstufe filtert. Das gefilterte IF Signal wird zu dem Verstärker 1126 mit automatischer Verstärkungskontrolle (AGC = Automatic Gain Controll) geliefert, welcher das Signal mit einer variablen Verstärkung verstärkt, um ein IF Sig nal an der benötigten Amplitude zu liefern. Die Verstärkung wird durch ein Steuerungssignal von dem AGC Steuerungsschaltkreis 1128 gesteuert. Das IF Signal wird zu dem Demodulator 1130 geliefert, welcher das Signal gemäß dem Modulationsformat, welches an dem Sender verwendet wird, demoduliert. Für digitale Übertragung, wie binäre Phasenumtastung (BPSK = Binary Phase Shift Keying), quaternäre Phasenumtastung (QPSK = Quaternary Phase Shift Keying), versetzte quaternäre Phasenumtastung (OQPSK = Offset Quaternary Phase Shift Keying), und quadratische Amplitudenmodulation (QAM = Quadrature Amplitude Modulation) wird ein digitaler Modulator verwendet, um die digitalisierten Basisbanddaten vorzusehen. Für die FM Übertragung wird ein FM Demodulator verwendet, um das analoge Signal vorzusehen.
Der Empfänger 1100 weist die Grundfunktionalitäten auf, welche von den meisten Empfängern benötigt werden. Jedoch kann die Anordnung der Verstärker 1116 und 1126, der Bandpassfilter 1118 und 1124, und des Mischers 1120 umgeordnet werden, um die Performance des Empfängers für eine bestimmte Anwendung zu optimieren. In dieser Empfängerarchitektur wird hoher IIP3 vorgesehen durch Vorspannen der aktiven Geräte mit hohem Vorspann- bzw. Bias-Gleichstrom (DC bias current), und/oder durch Steuerung der Verstärkung des Verstärkers 1126.
Die Empfängerarchitektur hat mehrere Nachteile. Zunächst werden die aktiven Geräte typischerweise mit einem hohen Gleichstrom vorgespannt, um das höchste benötigte IIP3 vorzusehen. Dies hat den Effekt, dass der Empfänger 1100 mit hohem IIP3 Betriebspunkt zu aller Zeit betrieben wird, obwohl hoher IIP3 zur meisten Zeit nicht benötigt wird. Zweitens kann das hohe IIP3 verbessert werden durch Anpassen der Verstärkung des AGC Verstärkers 1126, wie er in dem bereits erwähnten U.S. Patent Nr. 5,099,204 offenbart ist. Jedoch kann die Verringerung der Verstärkung des Verstärkers 1126 die Rauschzahl des Empfängers 1100 degradieren.
Weitere Aufmerksamkeit wird auf das Dokument WO96/19048A gelenkt, welches ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verbesserung der Immunität gegen Interferenz eines Funkempfängers beschreibt. Der Leistungspegel eines empfangenen Signals wird detektiert. Wenn der Leistungspegel einen vorbestimmten Leistungsschwellenwert erreicht oder überschreitet, wird der Verstärker mit geringem Rauschen umgangen, um somit die Schnittpunkte der Empfängerkomponenten zu erhöhen. Es wird diskutiert, die Verwendung eines HF Leistungsdetektors einzuschließen, um die Vorderseitenverstärkung als eine Funktion von Störleisung zu steuern. Anstelle eines schaltbaren HF Verstärkungsblocks, werden mehrere Verfahren der kontinuierlichen Verstärkungskontrolle vorgeschlagen. Kontinuierliche Verstärkungskontrolle erlaubt die Interferenzunterdrückung und Sensitivität des Empfängers, welcher bei geringeren Signalpegeln als der schaltbare Verstärkungsblock angepasst werden soll, zu kontrollieren. Ein Verfahren wird diskutiert, welches die Eingangsverstärkung auf eine vorbestimmte Menge einstellt. Die Empfängerverarbeitung misst die Verstärkungsänderung in der IF Signalleistung. Wenn die Veränderung weniger als eine vorbestimmte Menge ist, sind das CDMA Signal und die Störsignale unterhalb des Rauschpegels und dadurch wird die Verstärkung erhöht. Wenn die Veränderung der Signalleistung größer ist als die vorbestimmte Menge, ist die Interferenz offensichtlich und die Verstärkung wird reduziert, um die Intermodulationsprodukte zu reduzieren. Dieser Vorgang wird verwendet, bis der Empfänger an dem besten Kompromiss zwischen Interferenz und Rauschzahl betrieben wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden ein programmierbarer linearer Empfänger, gemäß Anspruch 1, und Verfahren zur Programmierung von Linearität in einem Empfänger gemäß Anspruch 8, vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist ein neuer und verbesserter programmierbarer linearer Empfänger, welcher den erforderlichen Grad an Systemperformance mit reduziertem Leistungsverbrauch vorsieht. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel weist der Empfänger einen Dämpfer, mindestens eine Stufe eines Verstärkers mit fester Verstärkung, einen Mischer und einen Demodulator auf. Jeder Verstärker hat einen Umgehungssignalpfad, welcher ein Pad und einen Schalter aufweist. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel weisen die Verstärker und die Mischer aktive Geräte auf, deren IIP3 Betriebspunkt individuell angepasst werden kann durch Vorspannsteuerungssignale. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird die benötigte AGC durch den Dämpfer, die Verstärker und die Pads und den Demodulator vorgesehen.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen programmierbaren linearen Empfänger vorzusehen, welcher den Leistungsverbrauch minimiert, basierend auf der gemessenen Nichtlinearität in dem Ausgangssignal von dem Empfänger. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird die Menge an Nichtlinearität von dem Stärkeindikator für empfangenes Signal (RSSI = Received Signal Strength Indicator) Steigungsverfahren gemessen. Die RSSI Steigung ist das Verhältnis der Veränderung in dem Ausgangssignal plus Intermodulation zu der Veränderung in dem Eingangssignal. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird der Eingangssignalpegel periodisch um einen vorbestimmten Pegel erhöht, und das Ausgangssignal von dem Empfänger wird gemessen. Das Ausgangssignal weist das gewünschte Signal und Intermodulationsprodukte von Nichtlinearität innerhalb des Empfängers auf. Wenn der Empfänger linear betrieben wird, erhöht sich der Ausgangssignalpegel dB für dB mit dem Eingangssignalpegel. Wenn jedoch der Empfänger in den nichtlinearen Bereich übergeht, erhöhen sich Intermodulationsprodukte aufgrund von Nichtlinearität schneller als das gewünschte Signal. Durch Detektieren der RSSI Steigung kann die Menge an Degradation aufgrund der Nichtlinearität bestimmt werden. Diese Information wird dann verwendet, um den IIP3 Betriebspunkt des Verstärkers und Mischers einzustellen, um den benötigten Grad an Performance vorzusehen, während der Leis tungsverbrauch minimiert wird. Die Menge an Nichtlinearität kann auch durch andere Messtechniken abgeschätzt werden, wie Energie pro Chip zu Rausch Verhältnis (Ec/Io = Energy per Chip to Noise Ratio).
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen programmierbaren linearen Empfänger vorzusehen, welcher Leistungsverbrauch basierend auf dem Betriebsmodus des Empfängers minimiert. Jeder Betriebsmodus des Empfängers kann an einem Eingangssignal betrieben werden, welches einzigartige Charakteristika (z.B. CDMA, FM) hat, und jeder Betriebsmodus kann verschiedenen Performanceerfordernisse haben. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel hat eine Steuerung innerhalb des Empfängers das Wissen um den Betriebsmodus, und um die zugeordneten Einstellungen der Komponenten innerhalb des Empfängers, um die benötigte Performance vorzusehen. Zum Beispiel benötigt der CDMA Modus einen hohen IIP3 Betriebspunkt, und das aktive Gerät wird dementsprechend vorgespannt, wenn der Empfänger in dem CDMA Modus betrieben wird. Im Kontrast dazu hat der FM Modus weniger strikte Linearitätsanforderungen, und kann auf einen geringeren IIP3 Betriebspunkt vorgespannt werden, während der Empfänger im FM Modus betrieben wird.
Es ist nun ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen programmierbaren linearen Empfänger vorzusehen, welcher den Leistungsverbrauch basierend auf den gemessenen Signalpegeln an verschiedenen Stufen innerhalb des Empfängers minimiert. Leistungsdetektoren können zu dem Ausgang von gewählten Komponenten gemessen werden, um den Leistungspegel des Signals zu messen. Die Leistungsmessungen werden dann verwendet, um den IIP3 Betriebspunkt von jeder Komponente einzustellen, welche über einen vorbestimmten Grad an Nichtlinearität hinaus betrieben wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher werden von der detaillierten Beschreibung, welche untenstehend angegeben wird, wenn sie zusammen mit den Zeichnungen genommen wird, in welchen gleiche Bezugszeichen durchgehend entsprechendes identifizieren, und wobei:
1 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen Empfängers gemäß dem Stand der Technik;
2 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen programmierbaren linearen Empfängers der vorliegenden Erfindung;
3 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen programmierbaren linearen Dualbandempfängers der vorliegenden Erfindung;
4 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen QPSK Demodulators, welcher innerhalb des Empfängers der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
5A bis 5B sind schematische Diagramme eines exemplarischen diskreten Designs eines Verstärkers mit geringem Rauschen (LNA = Low Noise Amplifier) und einer Stromquelle, welche in den Empfängern der vorliegenden Erfindung jeweils verwendet werden;
6A bis 6B sind jeweils Diagramme der IIP3 Performance gegen Vorspannstrom des Transistors, welcher in dem LNA verwendet wird und der Leistungskurven der LNA;
7A bis 7B sind Diagramme vom Zweiton- und Einton-Störsignalspezifikationen für CDMA Signale, wie sie durch IS-98-A jeweils definiert werden;
8A bis 8B sind Diagramme des AGC Steuerungsbereichs zum Erhöhen und Verringern jeweils von CDMA Eingangsleistung;
9 ist ein Diagramm eines exemplarischen IIP3 Vorspannsteuerungsmechanismus der vorliegenden Erfindung; und
10A bis 10B sind Diagramme der IIP3-Vorspannsteuerung jeweils zum Erhöhen und Verringern von CDMA Eingangsleistung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGS-BEISPIELE
Der Empfänger der vorliegenden Erfindung sieht den benötigten Grad an Systemperformance vor, und minimiert den Leistungsverbrauch durch Steuerung der Gleichstrom-Vorspannung der aktiven Geräte. Die vorliegende Erfindung kann unter Verwendung von einem von drei Ausführungsbeispielen ausgeführt werden, welche untenstehend detailliert beschrieben sind. In dem ersten Ausführungsbeispiel wird die Menge an Nichtlinearität an dem Ausgang des Empfängers gemessen und verwendet, um den IIP3 Betriebs- bzw. Arbeitspunkt der aktiven Geräte innerhalb des Empfängers zu setzen, wie die Verstärker und Mischer. In dem zweiten Ausführungsbeispiel werden der IIP3 Betriebspunkt der aktiven Geräte gemäß dem erwarteten empfangenen Signalpegel basierend auf dem Betriebsmodus des Empfängers gesetzt. Und in dem dritten Ausführungsbeispiel werden der IIP3 Betriebspunkt der aktiven Geräte gemäß dem gemessenen Signalpegel an verschiedenen Stufen innerhalb des Empfängers gesetzt.
In der vorliegenden Erfindung wird die AGC Funktion durch einen AGC Steuerungsschaltkreis vorgesehen, welcher zusammen mit einem Vorspannsteuerungsschaltkreis betrieben wird. Der IIP3 Betriebspunkt des aktiven Geräts wird gemäß der gemessenen Menge an Nichtlinearität gesetzt, welche abhängig ist von der Amplitude des Signals. Die Signalamplitude hängt wiederum von den Verstärkungseinstellungen des Empfängers ab. In der vorliegenden Erfindung werden die AGC und die Vorspannsteuerung in einer integrierten Art und Weise betrieben, um den benötigten Pegel an Linearität über einen spezifizierten AGC Bereich vorzusehen, während der Leistungsverbrauch minimiert wird.
I. Empfängerarchitektur
Ein Blockdiagramm einer exemplarischen Empfängerarchitektur der vorliegenden Erfindung ist in 2 gezeigt. Innerhalb des Empfängers 1200 wird das gesendete HF Signal von der Antenne 1212 empfangen, durch den Duplexer 1214 gelenkt, und zu dem Dämpfer 1216 geliefert. Der Dämpfer 1216 schwächt das HF Signal ab, um ein Signal mit der benötigten Amplitude vorzusehen, und liefert das abgeschwächte Signal zu dem HF Prozessor 1210. Innerhalb des HF Prozessors 1210 wird das abgeschwächte Signal zu dem Pad 1222a und dem Verstärker mit geringem Rauschen (LNA) 1220a geliefert. LNA 1220a verstärkt das HF Signal und liefert das verstärkte Signal zu dem Bandpassfilter 1226. Das Pad 1222a liefert einen vorbestimmten Pegel an Abschwächung und ist in Serie mit dem Schalter 1224a verbunden. Der Schalter 1224a liefert eine Umgehungsroute um LNA 1220a, wenn die Verstärkung von LNA 1220a nicht benötigt wird. Der Bandpassfilter 1226 filtert das Signal, um falsche Signale zu entfernen, welche Intermodulationsprodukte in den nachfolgenden Signalverarbeitungsstufen erzeugen können. Das gefilterte Signal wird zu dem Pad 1222b und dem Verstärker mit geringem Rauschen (LNA) 1220b geliefert. LNA 1220b verstärkt das gefilterte Signal und liefert das Signal zu dem HF/IF Prozessor 1248. Das Pad 1222b sieht einen vorbestimmten Grad an Abschwächung vor, und ist in Serie mit dem Schalter 1224b verbunden. Der Schalter 1224b sieht eine Umgehungsroute um LNA 1220b vor, wenn die Verstärkung von LNA 1220b nicht benötigt wird. Innerhalb des HF/IF Prozessors 1248 konvertiert der Mischer 1230 das Signal herunter zu einer Zwischenfrequenz (IF), mit der Sinuskurve von dem lokalen Oszillator (LO) 1228. Das IF Signal wird zu dem Bandpassfilter 1232 geliefert, welcher falsche Signale und Herunterkonversionsprodukte außerhalb des Bandes herausfiltert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das gefilterte IF Signal zu dem Spannungssteuerungsverstärker (WGA) 1234 geliefert, welcher das Signal mit einer variablen Verstärkung verstärkt, welche durch ein Verstärkungssteuerungssignal angepasst wird. Der Verstärker 1234 kann auch als ein Verstärker mit fester Verstärkung implementiert werden, abhängig von den Systemanforderungen, und dies ist auch in nerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung. Das verstärkte IF Signal wird zu dem Demodulator 1250 vorgesehen, welcher das Signal gemäß dem Modulationsformat demoduliert, welches durch den Sender (nicht gezeigt) verwendet wird. Der HF Prozessor 1210 und der HF/IF Prozessor 1248 werden kollektiv bezeichnet als das front end.
Ein Blockdiagramm eines exemplarischen Demodulators 1250, welcher zur Demodulation von quadraturmodulierten Signalen (z.B. QPSK, OQPSK und QAM) verwendet wird, ist in 4 gezeigt. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Demodulator 1250 als ein Untersamplings-Bandpassdemodulator implementiert. Das IF Signal wird vorgesehen, um den Sigma Delta analog zu digital Konverter (ΣΔ ADC) 1410 mit einem Bandpass zu filtern, welcher das Signal mit einer hohen Samplingfrequenz quantisiert, welche durch das CLK Signal bestimmt wurde. Ein exemplarisches Design eines ΣΔ ADC ist detailliert in der U.S. Anmeldung mit Seriennummer 08/928,874, benannt „Sigma Delta Analog to Digital Converter", angemeldet am 12. September 1997, und dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet, detailliert beschrieben. Die Verwendung eines ΣΔ ADC innerhalb eines Empfängers ist in der ebenfalls anhängigen U.S. Patentanmeldung mit Seriennummer 08/987,306, benannt „Receiver witih Sigma Delta Analog to Digital Converter", angemeldet am 9. Dezember 1997, dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet, offenbart. Das quantisierte Signal wird zu dem Filter 1412 geliefert, welcher das Signal filtert und dezimiert. Das gefilterte Signal wird zu Multiplizierern 1414a und 1414b geliefert, welche jeweils das Signal zum Basisband herunterkonvertieren, mit den In-Phase und quadratischen Sinuskurven von dem lokalen Oszillator (LO2) 1420 und dem Phasenverschieber 1428. Der Verschieber 1418 liefert 90 Grad an Phasenverschiebung für das quadratische Sinussignal. Die Basisband I und Q Signale werden jeweils zu Tiefpassfiltern 1416a und 1416b geliefert, welche das Signal filtern, um die I und Q Daten zu liefern. Die Basisbanddaten in 2 weisen die I und Q Daten in 4 auf. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel liefern der Filter 1412 und/oder die Tiefpassfilter 1416 ebenfalls Skalierung des Signals, um dem Demodulator 1250 zu ermöglichen, Basisbanddaten mit verschiedenen Amplituden vorzusehen. Andere Implementierungen des Demodulators 1250 können entwickelt werden, um die Demodulation von QPSK modulierten Wellenformen durchzuführen, und sind innerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung.
Unter Rückbezugnahme auf 2 weist der Empfänger 1200 die einfachen Funktionalitäten auf, welche von den meisten Empfängern benötigt werden. Jedoch kann die Anordnung des Dämpfers 1216, der LNAs 1220a und 1220b, der Bandpassfilter 1226 und 1232 und des Mischers 1230 neu geordnet werden, um die Performance des Empfängers 1200 für spezielle Anwendungen zu optimieren. Zum Beispiel kann der Dämpfer 1216 zwischen LNA 1220a und dem Bandpassfilter 1226 eingefügt werden, um die Performance der Rauschzahl zu erhöhen. Ferner kann ein Bandpassfilter vor den LNA 1220a eingefügt werden, um unerwünschte falsche Signale vor der ersten Verstärkerstufe zu entfernen. Verschiedene Anordnungen der Funktionalitäten, welche hierin gezeigt sind, können bedacht werden und sind innerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung. Ferner können andere Anordnungen der Funktionalitäten, welche hierin gezeigt sind, in Kombination mit anderen Empfängerfunktionalitäten, welche dem Stand der Technik bekannt sind, ebenfalls betrachtet werden, und sind innerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung.
In der vorliegenden Erfindung werden der Dämpfer 1216, die Schalter 1224a und 1224b, und der Demodulator 1250 durch den AGC Steuerungsschaltkreis 1260 derart gesteuert, dass das IF Signal von dem Verstärker 1234 bei der benötigten Amplitude ist. Die AGC Funktion wird untenstehend detailliert beschrieben. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel sind die LNAs 1220a und 1220b Verstärker mit fester Verstärkung. LNAs 1220a und 1220b und der Mischer 1230 werden durch den Vorspannsteuerungsschaltkreis 1280 gesteuert, um den Vorspanngleichstrom und/oder Spannungen dieser aktiven Geräte derart anzupassen, dass die benötigte Linearitätsperformance mit minimalem Leistungsverbrauch erreicht wird. Der variable IIP3 Vorspannsteuerungsmechanismus wird untenstehend detailliert beschrieben.
Die Empfängerarchitektur der vorliegenden Erfindung kann angepasst werden zur Verwendung in verschiedenen Anwendungen, einschließlich zellularen Telefon- und HDTV-Anwendungen. In dem zellularen Telefon kann der Empfänger 1200 zur Verwendung in CDMA Kommunikationssystemen angepasst werden, welche in dem Band für persönliche Kommunikationssysteme (PCS = Personal Communication System) oder dem zellularen Band betrieben werden.
Ein Blockdiagramm eines exemplarischen Empfängers, welcher Dualband (PCS und zellular) und Dualmodus (CDMA und AMPS) unterstützt ist in 3 gezeigt. Das PCS Band hat eine Bandbreite von 60 MHz und eine Mittenfrequenz von 1900 MHz. Das zellulare Band hat eine Bandbreite von 25 MHz und einen Mittenfrequenz von 900 MHz. Jedes Band benötigt einen individuellen HF Bandpassfilter. Deshalb werden 2 HF Prozessoren für die beiden Bänder verwendet.
Der Empfänger 1300 weist viele der gleichen Komponenten wie diejenigen in dem Empfänger 1200 (siehe 2) auf. Die Antenne 1312, der Duplexer 1314 und der Dämpfer 1316 sind identisch zu der Antenne 1212, dem Duplexer 1214 und dem Dämpfer 1216 in dem Empfänger 1200. Das abgeschwächte Signal von dem Dämpfer 1316 wird an den HF Prozessoren 1310a und 1310b vorgesehen. Der HF Prozessor 1310a ist derart ausgebildet, dass er in dem zellularen Band arbeitet, und der HF Prozessor 1310b ist derart ausgebildet, dass er in dem PCS Band arbeitet. Der HF Prozessor 1310a ist identisch zu dem HF Prozessor 1210 in dem Empfänger 1200. Der HF Prozessor 1310a weist 2 Stufen von Verstärkern mit niedrigem Rauschen (LNA) 1320a und 1320b, verbunden in einer Kaskade mit dem Bandpassfilter 1326, eingeschoben zwischen den Stufen, auf. Jedes LNA 1320 hat einen parallelen Signalpfad, welcher das Pad 1322 und den Schalter 1324 aufweist. Der HF Prozessor 1310b ist ähnlich zu dem HF Prozessor 1310a, mit Ausnahme der Tatsache, dass die LNAs 1321a und 1321b und der Bandpassfilter 1327 derart ausgebildet sind, dass sie in dem PCS Band arbeiten.
Der Ausgang von den HF Prozessoren 1310a und 1310b wird zu dem Multiplexer (MUX) 1326 geliefert, welcher das gewünschte Signal auswählt gemäß einem Steuerungssignal von der Steuerungseinheit 1370 (nicht gezeigt in 3 aus Gründen der Einfachheit). Das HF Signal von MUX 1346 wird zu dem HF/IF Prozessor 1348 geliefert, welcher identisch zu dem HF/IF Prozessor 1248 in 2 ist. Das IF Signal von dem Prozessor 1348 wird zu dem Demodulator (DEMOD) 1350 geliefert, welches das Signal gemäß dem Modulationsformat, welches bei dem entfernten Sender (nicht gezeigt) verwendet wird, demoduliert. Der Demodulator 1350, der AGC Steuerungsschaltkreis 1316, der Vorspannsteuerungsschaltkreis 1380 und der Nichtlinearitätsmesschaltkreis 1390 in 3 sind jeweils identisch zu dem Demodulator 1250, dem AGC Steuerungsschaltkreis 1260, dem Vorspannsteuerungsschaltkreis 1280 und dem Nichtlinearitätsmessschaltkreis 1290 in 2.
Die Steuerung 1370 ist mit dem AGC Steuerungsschaltkreis 1360, dem Vorspannsteuerungsschaltkreis 1380 und MUX 1346 verbunden, und steuert den Betrieb dieser Schaltkreise. Die Steuerung 1370 kann als ein Mikroprozessor, als ein Mikrocontroller oder als ein digitaler Signalprozessor, programmiert um die hier beschriebenen Funktionen auszuführen, implementiert werden. Die Steuerung 1370 kann auch ein Speicher-/Lagerelement zum Speichern der Betriebsmodi des Empfängers 1300 und der zugeordneten Steuerungssignale aufweisen.
Unter Bezugnahme auf 2 wird ein exemplarisches Design des Empfängers 1200, welches speziell angepasst ist für zellulare Telefonanwendungen, untenstehend detailliert gegeben. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel hat der Dämpfer 1216 einen Abschwächungsbereich von 20 dB und liefert eine Abschwächung von 0,2 dB bis –20 dB. Der Dämpfer 1216 kann mit einem Paar von Dioden oder durch Feldeffekttransistoren (FETs) ausgebildet werden, deren Implementierungen im Stand der Technik bekannt sind. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel haben die LNAs 1220a und 1220b feste Verstärkungen von jeweils 13 dB. Die LNAs 1220a und 1220b können of-the-shelf monolithische HF Verstärker oder Verstärker sein, welche diskrete Komponenten verwenden. Ein exemplarisches diskretes Design von LNA 1220 wird untenstehend detailliert gegeben. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel sehen die Pads 1222a und 1222b eine Abschwächung von 5 dB vor und können mit Widerständen in der Art und Weise, welche im Stand der Technik bekannt ist, implementiert werden. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Bandpassfilter 1226 ein akustischer Oberflächenwellen-Filter (SAW = Surface Accoustic Wave), welcher eine Bandbreite von 25 MHz hat, die gesamte Bandbreite des zellularen Bandes, und bei 900 MHz zentriert ist.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Bandpassfilter 1232 auch ein SAW Filter, welches eine Bandbreite von 1,2288 MHz hat, die Bandbreite des CDMA Systems, und ist bei 116,5 MHz zentriert. Der Mischer 1230 ist ein aktiver Mischer, welcher ein off-the-shelf Mischer sein kann, wie ein Motorola MC13143 oder ein anderer aktiver Mischer, welcher in der Art und Weise ausgebildet ist, welche im Stand der Technik bekannt ist. Der Mischer 1230 kann auch mit passiven Komponenten wie ein doppelausgeglichener Diodenmischer implementiert werden. Der Verstärker 1234 kann ein monolithischer Verstärker oder ein Verstärker sein, welcher mit diskreten Komponenten ausgebildet ist. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird der Verstärker 1234 ausgebildet, um einen Verstärkung von 40 dB vorzusehen.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der gesamte Verstärkungsbereich des Empfängers 1200, ausschließlich des Demodulators 1250, +51 dB bis –5 dB. Dieser Verstärkungsbereich nimmt exemplarische Einfügungsverluste von –3 dB für Bandpassfilter 1226, eine Verstärkung von +1 dB für den Mischer 1230 und einen Einfügungsverlust von –13 dB für den Bandpassfilter 1232 an. Für CDMA Anwendungen wird ein AGC Bereich von 80 dB typischerweise benötigt, um geeignet Pfadverlust, Fadingbedingungen und Störsignale zu bewerkstelligen. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der AGC Bereich, welcher durch den Dämpfer 1216, LNAs 1220a und 1220b, und Pads 1222a und 1222b vorgesehen wird, 56 dB. In dem ex emplarischen Ausführungsbeispiel wird der verbleibende AGC Bereich von 24 dB durch den Demodulator 1250 und/oder den Verstärker 1234 vorgesehen. Innerhalb des Demodulators 1250 (siehe 4) quantisiert ADC 1410 die analoge Wellenform und liefert die digitalisierten Werte zu den nachfolgenden digitalen Signalverarbeitungsblöcken. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist die benötigte Auflösung für ADC 1410 4 Bits. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel sehen zusätzliche 6 Bits an Auflösung zusätzlichen Freiraum für die noch ungefilterten Störsignalen vor. ADC 1410 kann ausgebildet werden, um mehr als 10 Bits an Auflösung vorzusehen. Jedes zusätzliche Bit über 10 kann verwendet werden, um 6 dB an Verstärkungssteuerung vorzusehen. Möglicherweise können bei hohen CDMA Signalpegeln die Störsignalspegel außerhalb des Bandes nicht weiterhin +72 dB oberhalb des CDMA Signals sein. Wenn deshalb das CDMA Signal stark ist, benötigen die Störsignale weniger als 6 Bits an Auflösung für Störsignalfreiraum. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist die AGC Funktion, welche in dem Demodulator 1250 ausgeführt wird, nur dann aktiv, wenn das CDMA Signal stark ist, z.B. an dem hohen Ende des CDMA Steuerungsbereichs. Somit werden die zusätzlichen Bits an Auflösung, welche ursprünglich für Störsignalfreiräume reserviert wurden, nun für die AGC Funktion verwendet, wenn das Ergebnis des starken CDMA Signalpegels verwendet wird. Das Design eines Untersampling-Bandpasses ΣΔ ADC, welcher die Performance vorsieht, welche für den Empfänger 1200 benötigt wird, ist in der vorstehend genannten ebenfalls angemeldeten U.S. Patentanmeldung mit Seriennummer 08/987,306 offenbart.
II. Verstärkungsdesign
Ein schematisches Diagramm eines exemplarischen diskreten LNA Designs ist in 5A gezeigt. Innerhalb von LNA 1220 wird der HF Eingang an einem Ende des AC Verbindungskondensators 1512 vorgesehen. Das andere Ende des Kondensators 1512 ist mit einem Ende des Kondensators 1514 und der Induktivität 1516 verbunden. Das andere Ende des Kondensators 1514 ist mit einer analogen Erde verbunden, und das andere Ende der In duktivität 1516 ist mit einem Ende von Widerständen 1518 und 1520 und der Basis des Transistors 1540 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 1518 ist mit der Spannungsversorgung Vdc verbunden, und das andere Ende des Widerstands 1520 ist mit der analogen Erde verbunden. Der Umgehungskondensator 1522 ist mit Vdc und der analogen Erde verbunden. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Transistor 1540 ein HF Transistor mit geringem Rauschen, wie der Siemens BFP420, welcher normalerweise im Stand der Technik verwendet wird. Der Emitter des Transistors 1540 ist mit einem Ende der Induktivität 1542 verbunden. Das andere Ende der Induktivität 1542 ist mit der Stromquelle 1580 verbunden, welche auch mit der analogen Erde verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 1540 ist mit einem Ende der Induktivität 1532, dem Widerstand 1534 und dem Kondensator 1536 verbunden. Das andere Ende der Induktivität 1532 und dem Widerstand 1534 ist mit Vdc verbunden. Das andere Ende der Kapazität 1536 weist den HF Ausgang auf.
Innerhalb LNA 1220 sehen Kondensatoren 1512 und 1536 jeweils AC Kopplung des HF Eingangs und von Ausgangssignalen vor. Der Kondensator 1514 und die Induktivität 1516 sehen Rauschanpassung vor. Die Induktivitäten 1516 und 1532 sehen auch jeweils Anpassung des LNA Eingangs und Ausgangs vor. Die Induktivität 1532 sieht auch einen Gleichstrom-Pfad für den Vorspannstrom des Transistors 1540 vor. Die Induktivität 1542 sieht Degeneration der Emitterimpedanz vor, um Linearität zu verbessern. Die Widerstände 1518 und 1520 setzen die Gleichstrom-Vorspannspannung an der Basis des Transistors 1540. Der Widerstand 1534 bestimmt die Verstärkung von LNA 1220 und die Ausgangsimpedanz. Die Stromquelle 1580 steuert den Vorspannstrom des Transistors 1540, welcher das IIP3 von LNA 1220 bestimmt.
Ein schematisches Diagramm einer exemplarischen Stromquelle 1580 ist in 5B gezeigt. Die Quellen von n-Kanal MOSFETs 1582 und 1584 sind mit der analogen Erde verbunden. Der Drain von MOSFET 1484 ist mit einem Ende des Widerstands 1586 verbunden. Das andere Ende des Wider stands 1586 ist mit dem Drain von MOSFET 1582 verbunden, und weist den Ausgang der Stromquelle 1580 auf. Der Umgehungskondensator 1588 ist über den Ausgang der Stromquelle 1580 und die analoge Erde verbunden. Das Gate von Mosfet 1582 ist mit Vbias1 verbunden, das Gate von Mosfet 1584 ist mit Vbias2 verbunden.
Die Mosfets 1582 und 1584 sehen den Kollektorvorspannstrom Icc für den Transistor 1540 vor, welcher wiederum den IIP3 Betriebspunkt von LNA 1220 bestimmt. Die Gates der MOSFETs 1582 und 1584 sind jeweils mit Steuerungsspannungen Vbias1 und Vbias2 verbunden. Wenn Vbias1 klein ist (z.B. 0 Volt) ist der MOSFET 1582 ausgeschaltet und liefert keinen Kollektorvorspannstrom Icc für den Transistor 1540. Wenn Vbias1 hoch ist (z.B. sich Vdc annähert) wird Mosfet 1582 eingeschaltet und sieht den maximalen Kollektorvorspannstrom für den Transistor 1540 vor. Somit bestimmt Vbias1 die Menge an Kollektorvorspannstrom Icc, welcher durch den MOSFET 1582 vorgesehen wird. Ähnlich bestimmt Vbias2 die Menge an Kollektorvorspannstrom, welcher von dem MOSFET 1584 vorgesehen wird. Jedoch begrenzen die Spannung an der Basis des Transistors 1540 und der Wert des Widerstands 1586 den maximalen Kollektorvorspannstrom, welcher durch den MOSFET 1584 vorgesehen wird.
Die IIP3 Performance von LNA 1220 gegen den Kollektorvorspannstrom Icc ist in 6A illustriert. Es sei beachtet, dass der IIP3 ungefähr 6 dB pro Oktavenanstieg (oder Verdopplung) in dem Kollektorvorspannstrom ansteigt. Der Kollektorvorspannstrom des Transistors 1540, die Verstärkung von LNA 1220 und das IIP3 von LNA 1220 gegen die Steuerungsspannung Vbias1 sind in 6B illustriert. Man beachte, dass die Verstärkung ungefähr konstant ist (das heißt, Verstärkungsvariation von ungefähr 1 dB für alle Vbias1 Spannungen). Man beachte ebenfalls, dass sich der IIP3 in ähnlicher Art und Weise mit dem Kollektorvorspannstrom Icc verändert. Somit kann der Kollektorvorspannstrom verringert werden, wenn ein hoher IIP3 nicht benötigt wird, mit minimalem Effekt auf die Verstärkung von LNA 1220.
Die 5A und 5B zeigen jeweils ein exemplarisches Design von LNA 1220 und der Stromquelle 1580. LNA 1220 kann derart entwickelt werden, dass andere Topologien verwendet werden, um die benötigte Performance vorzusehen (höhere Verstärkung, verbesserte Rauschzahl, bessere Passung). LNA 1220 kann mit anderen aktiven Geräten, wie bipolaren Junction Transistoren (BJT = Bipolar Junction Transistor), Heterojunction-Bipolartransistoren (HBT = Heterojunction Bipolar Transistor), Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET = Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), Galliumarsenid-Feldeffekttransistoren (GaAsFET = Gallium Arsenide Field Effect Transistor) oder anderen aktiven Geräten entwickelt werden. LNA 1220 kann auch als monolithischer Verstärker in der im Stand der Technik bekannten Art und Weise implementiert werden. Ähnlich kann die Stromquelle 1508 entwickelt und implementiert werden in anderen Arten und Weisen, welche im Stand der Technik bekannt sind. Die verschiedenen Implementierungen von LNA 1220 und der Stromquelle 1580 sind innerhalb des Bereichs der vorliegenden Erfindung.
III. Variable IIP3 Vorspann- bzw. Biassteuerung
Wie obenstehend beschrieben können Intermodulationsprodukte innerhalb des Bandes durch falsche Signale erzeugt werden, welche durch nichtlineare Geräte durchgehen. Eine Anwendung, welche eine anspruchsvolle Linearitätserfordernis hat, ist ein CDMA Kommunikationssystem, welches gleichzeitig angebracht ist mit anderen zellularen Kommunikationssystemen, wie AMPS = Advanced Mobile Phone System. Die anderen zellularen Telefonsysteme können falsche Signale (oder Störsignale) mit hoher Leistung in der Nähe des Betriebsbands des CDMA Systems übertragen, wobei sie hohe IIP3 Erfordernisse an den CDMA Empfänger stellen.
Die Erfordernis der Unterdrückung für falsche Signale eines CDMA Systems ist definiert durch 2 Spezifikationen, ein Zweitontest und ein Eintontest, in dem „TIA/EIA/IS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation", nachfolgend als IS-98-A Standard beschrieben. Der Zweitontest ist in 7A illustriert. Die zwei Töne sind bei f₁ = +900 kHz und f₂ = +1700 kHz lokalisiert, ausgehend von der Mittenfrequenz der CDMA Wellenform. Die zwei Töne sind gleich in der Amplitude und 58 dB höher als die Amplitude des CDMA Signals. Dieser Test simuliert ein FM moduliertes Signal, welches auf dem benachbarten Kanal gesendet wird, wie das Signal eines AMPS Systems. Das FM modulierte Signal enthält den Großteil der Leistung in dem Träger, wohin gegen die Leistung der CDMA Wellenform über die Bandbreite von 1,2288 MHz gespreizt ist. Das CDMA Signal ist immuner gegenüber Kanalbedingungen und wird bei einem kleinen Leistungspegel durch eine Leistungssteuerungsschleife gehalten. In der Tat wird das CDMA Signal bei dem minimalen Leistungspegel gehalten, welcher notwendig ist, für einen benötigten Grad an Performance, um Interferenz zu reduzieren und die Kapazität zu erhöhen.
Der Eintontest ist in 7B illustriert. Der Eintontest ist bei f₁ = +900 kHz von der Mittenfrequenz der CDMA Wellenform lokalisiert und hat eine Amplitude von +72 dBc höher als die Amplitude des CDMA Signals.
Gemäß dem IS-98-A ist die Linearität des Empfängers bei dem CDMA Eingangsleistungspegel von –101 dBm, –90 dBm und –79 dBm spezifiziert. Für den Zweitontest sind die Störsignale bei –43 dBm, –32 dBm und –21 dBm (+58 dBc), und das äquivalente Signal innerhalb des Bandes der Intermodulationsprodukte sind jeweils bei –104 dBm, –93 dBm und –92 dBm, für den Eingangsleistungspegel von –101 dBm, –90 dBm und –79 dBm.
Wie in 7A illustriert ist, erzeugen die falschen Töne (oder Störsignale) bei f₁ = +900 kHz und f₂ = +1700 kHz Intermodulationsprodukte dritter Ordnung bei (2 f₁ – f₂) = +100 kHz und (2 f₂ – f₁) = +2500 kHz. Das Produkt bei +2500 kHz kann leicht gefiltert werden durch die nachfolgenden Bandpassfilter 1226 und 1232 (siehe 2). Jedoch fällt das Produkt bei +100 kHz innerhalb der CDMA Wellenform und degradiert das CDMA Signal.
Um die Degradation in der Performance des Empfängers 1200 zu minimieren wird das IIP3 der aktiven Geräte innerhalb des Empfängers 1200 gemäß der Menge an Nichtlinearitäten in dem empfangenen Signal angepasst. Der Empfänger 1200 ist derart entwickelt, um die Zweitonintermodulationsspezifikation zu erfüllen. In der Praxis jedoch sind die Störsignale nur für einen Teil der Betriebszeit des Empfängers 1200 vorhanden. Ferner wird die Amplitude der Störsignale kaum den +58 dB Pegel wie spezifiziert erreichen. Deshalb ist es eine Verschwendung von Batterieleistung, für die schlimmsten anzunehmenden Störsignale zu entwickeln, und den Empfänger 1200 in dem hohen IIP3 Modus in Erwartung der schlimmsten anzunehmenden Störsignalen zu betreiben.
In der vorliegenden Erfindung werden der IIP3 der aktiven Geräte, insbesondere LNA 1220b und der Mischer 1230 gemäß der gemessen Nichtlinearität in dem Ausgangssignal von dem Empfänger 1200 angepasst. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird Nichtlinearität durch die RSSI Steigungsmethode gemessen. Die Messung von der RSSI Steigung ist detailliert in U.S. Patent Nummer 5,107,225, benannt „High Dynamic Range Closed Loop Automatic Gain Control Circuit", veröffentlich am 21. April 1992, dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet, beschrieben. Unter Bezugnahme auf 2 hat der Bandpassfilter 1243 eine Bandbreite von 1,2288 MHz und unterdrückt die meisten der Störsignale und Intermodulationsprodukte außerhalb des Bandes. Intermodulationsprodukte, welche in das Band fallen, können nicht unterdrückt werden und addieren zu der CDMA Wellenform. Das IF Signal von dem Verstärker 1234 wird zu dem Demodulator 1250 geliefert, welcher das IF Signal verarbeitet und die digitalisierten Basisbanddaten, welche die I und Q Daten aufweisen, vorsieht. Die Basisbanddaten werden zu dem Nichtlinearitäts-Messschaltkreis 1290 geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel berechnet der Nichtlinearitäts-Messschaltkreis 1290 die Leistung des Signals gemäß der folgenden Gleichung: P = (I2 + Q2), (5) wobei P die Leistung des Basisbandsignals ist, und I und Q die Amplituden von jeweils der I und Q Signale sind. Die Leistungsmessung wird zu dem Steuerungsschaltkreis 1280 geliefert.
Die Leistungsmessung enthält die Leistung der gewünschten Basisband I und Q Signale, wie auch die Leistung der Intermodulationsprodukte. Wie obenstehend beschrieben erhöhen sich die Intermodulationsprodukte für Nichtlinearität zweiter Ordnung für jeden dB Anstieg um 2 dB, in dem Eingangssignalpegel. Für Nichtlinearität dritter Ordnung erhöhen sich die Intermodulationsprodukte um 3 dB für jeden dB Anstieg in dem Ausgangssignalpegel. Somit kann die Menge an Intermodulation durch Messung der RSSI Steigung abgeschätzt werden, welche definiert ist als die Veränderung des Ausgangssignalpegels gegen die Veränderung in dem Eingangssignalpegel. Die Veränderung in dem Eingangssignalpegel kann auf eine vorbestimmte Erhöhung gesetzt werden (z.B. 0,5 dB). Wenn der Empfänger 1200 in dem linearen Bereich betrieben wird, entspricht eine Erhöhung von 0,5 dB in dem Eingangssignalpegel einer Erhöhung von 0,5 dB in dem Ausgangssignalpegel und einer RSSI Steigung von 1,0. Da jedoch eines oder mehrere aktive Geräte in den nichtlinearen Betriebsbereich übergehen erhöht sich die RSSI Steigung. Eine höhere RSSI Steigung entspricht einem größeren Grad an Nichtlinearität. Eine RSSI Steigung von 3,0 entspricht dem Betrieb des Empfängers 1200 in totaler Kompression (z.B. kein Anstieg in dem gewünschten Ausgangssignalpegel, wenn der Eingang erhöht wird) und der Ausgang wird dominiert durch Intermodulationsprodukte dritter Ordnung.
In der vorliegenden Erfindung kann die RSSI Steigung gegen einen vorbestimmten RSSI Schwellenwert verglichen werden. Wenn die RSSI Steigung den Schwellenwert übersteigt wird der IIP3 des richtigen aktiven Geräts erhöht. Alternativ ist die RSSI Steigung unterhalb dem RSSI Schwellenwert, der IIP3 wird verringert. Der RSSI Schwellenwert kann angepasst werden während des Betriebs des Empfängers 1200 basierend auf der benötigten Bitfehlerrate (BER = Bit Error Rate) oder Rahmenfehlerrate (FER = Frame Error Rate) Performance. Ein höherer RSSI Schwellenwert erlaubt einen hö heren Pegel an Intermodulationsprodukten bevor der IIP3 erhöht wird, wobei der Leistungsverbrauch auf Kosten von BER oder FER Performance minimiert wird. Der RSSI Schwellenwert kann auch durch eine Steuerungsschleife angepasst werden, welche den Schwellenwert für einen gewünschten benötigten Pegel an Performance setzt (z.B. 1 % FER). In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird die RSSI Steigung zu 1,2 gewählt. Jedoch ist die Verwendung von anderen RSSI Schwellenwerten innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
In der vorliegenden Erfindung ist es nicht kritisch, die Amplitude der Störsignale direkt zu messen. Es ist wichtiger, den unerwünschten Effekt der Störsignale zu messen, in Bezug auf höhere Pegel an Intermodulationsprodukten auf dem gewünschten Signal. Die RSSI Steigung ist ein Verfahren der Messung des Grads der Nichtlinearität. Der Grad der Nichtlinearität kann auch gemessen werden durch Berechnung der Veränderung in dem Energie pro Chip zu Rausch Verhältnis (Ec/Io) des Ausgangssignals für eine inkrementelle Veränderung in der Amplitude des Eingangssignals. Die Intermodulationsprodukte erhöhen sich um einen Faktor 3 zu 1, wenn der Empfänger 1200 in Kompression ist und das Ausgangssignal wird durch Intermodulationsprodukte dritter Ordnung dominiert. Wie bei dem RSSI Steigungsverfahren kann der Grad an Nichtlinearität durch die Veränderung in Ec/Io gegen die Veränderung in dem Eingangssignalpegel abgeschätzt werden. Andere Verfahren der Messung des Grads an Nichtlinearität können in Erwägung gezogen werden und sind innerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel werden die IIP3 der aktiven Geräte gemäß der Menge an Nichtlinearität maximiert (z.B. durch Messung der RSSI Steigung), welcher jedes aktive Gerät ausgesetzt ist. Die LNAs 1220a und 1220b liefern eine feste Verstärkung. Somit erfährt der Mischer 1230 den größten Signalpegel, LNA 1220b erfährt den nächstgrößten Signalpegel und LNA 1220a erfährt den kleinsten Signalpegel (dies nimmt an, dass die Verstärkung von LNA 1220a größer ist als der Einfügungsverlust des Bandpassfilters 1226). Mit diesen Annahmen wird der IIP3 Betriebspunkt des Mischers 1230 zunächst erhöht, wenn ein Störsignal detektiert ist (z.B. durch hohe RSSI Steigungsmessung). Wenn der IIP3 des Mischers 1230 voll eingestellt ist (z.B. durch den höchsten IIP3 Betriebspunkt), wird der IIP3 von LNA 1220b erhöht. Zum Schluss, wenn der IIP3 von LNA 1220b einmal voll eingestellt ist, kann der IIP3 von LNA 1220a erhöht werden. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird LNA 1220a bei einem vorbestimmten IIP3 Betriebspunkt gehalten, um die Performance des Empfängers 1200 zu optimieren. In der komplementären Art und Weise wird das IIP3 von LNA 1220b zunächst verringert, wenn kein Störsignal detektiert wurde. Wenn einmal der IIP3 von LNA 1220b voll angepasst wurde (z.B. durch den kleinsten IIP3 Betriebspunkt) wird der IIP3 des Mischers 1230 verringert.
Der IIP3 von LNA 1220b und des Mischers 1230 kann in einer kontinuierlichen Art und Weise angepasst werden (z.B. durch Vorsehen von kontinuierlichen Vbias1 und Vbias2 Steuerspannungen) oder in diskreten Schritten. Die vorliegende Erfindung ist auf die Verwendung von kontinuierlichen, diskreten Schritten oder anderen Verfahren zur Kontrolle des IIP3 der aktiven Geräte gerichtet.
Der oben beschriebene Grad an IIP3 Anpassung nimmt an, dass das IIP3 die einzige Betrachtung ist. Jedoch können verschiedene Anwendungen verschiedene Eingangsbedingungen erfahren, und verschiedene Performanceanforderungen haben. Der Grad an IIP3 Anpassung kann erneut angeordnet werden, um diese Anforderungen zu erfüllen. Ferner kann die IIP3 Anpassung in der Richtung von dem oben beschriebenen umgekehrt werden (z.B. Verringerung von IIP3 für ansteigenden Eingangssignalpegel), um die Performance des Empfängers 1200 für eine bestimmte Betriebsbedingung zu optimieren. Verschiedenen Grade an IIP3 Anpassung und verschiedene Richtungen an IIP3 Anpassung sind innerhalb der Reichweite der vorliegenden Erfindung.
IV. Verstärkungssteuerung
Die meisten Empfänger sind konstruiert, um einen weiten Bereich an Eingangssignalpegeln aufzunehmen. Für CDMA Empfänger ist der benötigte AGC Bereich nominal 80 dB. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung (siehe 2) wird der AGC Bereich durch den Dämpfer 1216, LNAs 1220a und 1220b, Pads 1222a und 1222b, den Demodulator 1250 und möglicherweise den Verstärker 1234 vorgesehen. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel liefert der Dämpfer 1216 einen AGC Bereich von 20 dB, die Pads 1222a und 1222b liefern jeweils einen AGC Bereich von 5 dB, LNAs 1220a und 1220b liefern jeweils einen AGC Bereich von 13 dB und der Verstärker 1234 und/oder der Demodulator 1250 liefert einen AGC Bereich von 24 dB. Der AGC Bereich von einem oder mehreren dieser Komponenten kann angepasst werden und sind innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung. Ferner kann der Verstärker 1234 ausgebildet sein, um einen AGC Bereich vorzusehen, um diejenigen von anderen Komponenten zu ergänzen. Zum Beispiel kann der AGC Bereich von den Pads 1222 jeweils auf 2 dB reduziert werden, und der Verstärker 1234 kann mit einem AGC Bereich von 6 dB ausgebildet sein.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel werden die ersten 2 dB an AGC Bereich durch den Demodulator 1250 vorgesehen. Der Demodulator 1250 weist Bandpass-Subsampling ΣΔ ADC 1410 auf, was zusätzliche Bits an Auflösung liefert, welche für die AGC Steuerung verwendet werden können. Die nächsten 20 dB an AGC Bereich werden durch den Dämpfer 1216 und/oder den Verstärker 1234 vorgesehen. Die nächsten 18 dB an AGC Bereich werden durch LNA 1220a und das Pad 1222a vorgesehen. Die nächsten 18 dB an AGC Bereich werden durch LNA 1220b und das Pad 1222b vorgesehen. Und die verbleibenden 22 dB an AGC Bereich werden durch den Verstärker 1234 und/oder den Demodulator 1250 vorgesehen.
Ein exemplarisches Diagramm, welches den AGC Steuerungsbetrieb des Empfängers 1200 in der vorliegenden Erfindung für ansteigende CDMA Eingangssignalleistung illustriert, ist in 8A illustriert. In diesem Beispiel ist der Verstärker 1234 als ein Verstärker mit fester Verstärkung aus Gründen der Einfachheit implementiert. Der CDMA Eingangsleistungspegel kann von –104 dBm bis –24 dBm reichen. Von –104 dBm zu –102 dBm werden die LNAs 1220a und 1220b angeschaltet, die Schalter 1224a und 1224b werden ausgeschaltet, und das AGC wird durch den Demodulator 1250 vorgesehen. Von –102 dBm bis –85 dBm wird das AGC durch den Dämpfer 1216 vorgesehen. Von –84 dBm bis –62 dBm wird LNA 1220a ausgeschaltet, der Schalter 1224a wird angeschaltet, LNA 1220b bleibt an, der Schalter 1224b bleibt aus und das AGC wird durch den Dämpfer 1216 vorgesehen. Von –63 dBm bis –46 dBm werden LNAs 1220a und 1220b ausgeschaltet, die Schalter 1224a und 1224b werden angeschaltet, und das AGC wird durch den Dämpfer 1216 vorgesehen. Zum Schluss wird, oberhalb –46 dBm, der Dämpfer 1216 voll abgeschwächt, der IF Eingangssignalpegel in dem Demodulator 1250 Dezibel pro Dezibel erhöht, mit dem Eingangs HF Signalpegel, und das AGC wird nach dem ADC 1410 durch den Demodulator 1250 vorgesehen.
Ein exemplarisches Diagramm, welches den AGC Steuerungsbetrieb des Empfängers 1200 für abfallende CDMA Signalleistung illustriert, ist in 8B illustriert. Wieder ist der Verstärker 1234 als ein Verstärker mit fester Verstärkung in diesem Beispiel aus Gründen der Einfachheit implementiert. Von –24 dBm bis –46 dBm werden die LNAs 1220a und 1220b ausgeschaltet, Schalter 1224a und 1224b werden angeschaltet und das AGC wird nach dem ADC 1410 durch den Demodulator 1250 geliefert. Von –46 dBm bis –66 dBm wird der AGC durch den Dämpfer 1216 vorgesehen. Von –66 dBm und –69 dBm ist der Dämpfer 1216 in dem Zustand minimaler Abschwächung und das AGC wird durch den Demodulator 1250 geliefert. Bei –70 dBm wird LNA 1220b angeschaltet und der Schalter 1224b wird ausgeschaltet. Von –70 dBm bis –84 dBm wird das AGC durch den Dämpfer 1216 geliefert. Von –84 dBm bis –90 dBm wird das AGC durch den Demodulator 1250 geliefert. Bei –91 dBm wird LNA 1220a angeschaltet und der Schalter 1224a wird ausgeschaltet. Von –91 dBm bis –102 dBm wird das AGC durch den Dämpfer 1216 vorgesehen und von –102 dBm bis –104 dBm wird das AGC durch den Demodulator 1250 vorgesehen.
Die 8A bis 8B illustrieren die Eingangs HF Signalpegel, wobei die LNAs 1220a und 1220b an- und ausgeschaltet werden. LNA 1220a wird ausgeschaltet, wenn der Eingangssignalpegel –85 dBm übersteigt (siehe 8A), aber wird nicht wieder angeschaltet bis der Signalpegel unter –91 dBm abfällt. Die 6 dB an Hysterese halten LNA 1220a davon ab, zwischen den An- und Aus-Zuständen hin und her zu springen. LNA 1220b wird auch mit einer Hysterese von 6 dB aus dem gleichen Grund vorgesehen. Verschiedenen Beträge der Hysterese können verwendet werden, um die Systemperformance zu optimieren, und sind innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
Die obige Diskussion illustriert eine exemplarische Implementierung der benötigten AGC Steuerung. Die AGC Steuerung kann auch mit AGC Verstärkern, welche einstellbare Verstärkungen haben, implementiert werden. Ferner ist die Anordnung des Dämpfers 1216 und LNAs 1220a und 1220b, wie in 2 gezeigt ist, nur eine Implementierung, welche die CDMA Spezifikation erfüllt. Andere Implementierungen dieser AGC Funktionalitäten, welche Elemente verwenden, welche hierin beschrieben wurden, und andere Implementierungen, welche diese Elemente in Kombination mit anderen Elementen oder Schaltkreisen verwenden, welche im Stand der Technik bekannt sind, sind innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
V. Empfängereinstellung gemäß der gemessen Nichtlinearität
In dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die IIP3 der aktiven Geräte gemäß dem gemessenen Grad an Nichtlinearität, welcher durch den Empfänger 1200 erzeugt wurde, gesetzt. Der Grad an Nichtlinearität kann durch die RSSI Steigung oder durch Ec/Io Messung bestimmt werden. Das Zeitablaufdiagramm einer exemplarischen RSSI Steigungsmessungsimplementierung ist in 9 illustriert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird der Eingangs HF Signalpegel durch Veränderung der Abschwächung des Dämpfers 1216 in kurzen Pulsen verändert. Jeder Puls wird als ein „Wackeln" bezeichnet. Die RSSI Steigung wird für jeden Puls gemessen, und die Messungen werden über eine vorbestimmte Periode T gemittelt, um die Genauigkeit der RSSI Steigungsmessung zu verbessern. An dem Ende der Periode T wird die gemessene RSSI Steigung verglichen mit dem RSSI Schwellenwert und das Ergebnis wird verwendet, um das IIP3 der aktiven Geräte in der oben beschriebenen Art und Weise anzupassen.
Wie in 9 gezeigt ist, ist die RSSI Steigungsmessung bei T₀ geringer als der RSSI Schwellenwert, was anzeigt, dass der Empfänger 1200 innerhalb einer linearen Grenze betrieben wird. Somit wird der IIP3 von LNA 1220b verringert, um Leistungsverbrauch zu sparen. Ähnlich ist an dem Ende der Perioden T₁, T₂ und T₃ die gemessene RSSI Steigung geringer als der RSSI Schwellenwert und das IIP3 von LNA 1220b wird weiter verringert. An dem Ende der Periode T₄ ist die gemessene RSSI Steigung geringer als der RSSI Schwellenwert und das IIP3 des Mischers 1230 wird verringert, weil das IIP3 von LNA 1220b voll auf den minimalen IIP3 Betriebspunkt eingestellt wurde. An dem Ende der Periode T₅ ist die gemessene RSSI Steigung größer als der RSSI Schwellenwert, was anzeigt, dass die Intermodulationsprodukte über einen nicht mehr akzeptierbaren Pegel hinaus erhöht wurden. Das IIP3 des Mischers 1230 wird erhöht, um die Linearität in Antwort darauf zu verbessern.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist jeder Puls 200 μsec in der Dauer, die Periode T ist 5 msec und die Anzahl an Impulsen innerhalb einer Periode T ist neun. Unter Verwendung dieser Werte ist der Belastungszyklus bzw. die Belegungsrate (duty cycle) 36 %. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel soll der Belastungszyklus der Pulse gering genug sein, so dass das Ec/Io des gewünschten Signals minimal verringert wird durch die periodische Störung in der Signalamplitude. Die Breite der Pulse wird ausgewählt, um kurz in der Dauer zu sein, um die Störung des AGC Steuerungsschaltkreises 1280 zu minimieren. Typischerweise ist die AGC Steuerungsschleife langsam und kann nicht die Veränderungen in dem Signalpegel, welche durch die kurzen Abschwächungspulse verursacht werden, verfolgen. Dies ist ins besondere wichtig, weil die Veränderung in der Amplitude des Ausgangssignals genau die Veränderungen in der Amplitude des Eingangssignals und der Intermodulationsprodukte reflektieren sollen, und nicht die Veränderungen, welche durch den AGC Steuerungsschaltkreis 1280 verursacht wurde. Jedoch führen kurze Pulsbreiten zu genauer Messung der Ausgangssignalleistung. Die vorliegende Erfindung ist auf die Verwendung von Pulsen variabler Breite und verschiedene Belastungszyklen für die hierin beschriebenen Funktionen gerichtet.
Die Amplitude der Störung in dem Eingangs HF Signalpegel wird derart gewählt, um klein zu sein, um die Degradation in dem Ausgangssignal zu minimieren, und um den Effekt auf den IIP3 des gesamten Empfängers 1200 zu minimieren. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist der Abschwächungsschritt für die RSSI Steigungsmessung 0,5 dB. Andere Werte für den Abschwächungsschritt können verwendet werden, und sind innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird der RSSI Schwellenwert als 1,2 gewählt. Die Verwendung von einem RSSI Schwellenwert kann zu einem hin und her Springen der IIP3 Betriebspunkte zwischen sukzessiven Perioden T führen. Um dies zu verhindern können zwei RSSI Schwellenwerte verwendet werden, um einen Hysterese vorzusehen. Das IIP3 wird nicht erhöht, bis die gemessene RSSI Steigung den ersten RSSI Schwellenwert übersteigt, und das IIP3 wird nicht verringert bis die gemessene RSSI Steigung unterhalb des zweiten RSSI Schwellenwerts ist. Die Verwendung eines einzigen Schwellenwerts oder verschiedener Schwellenwerte sind innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung.
Ein Diagramm, welches den IIP3 Vorspannsteuerungsbetrieb des Empfängers 1200 der vorliegenden Erfindung illustriert, für ansteigenden HF Leistungspegel, ist in 10A gezeigt. Das Eingangs HF Signal weist ein CDMA Signal und Zweiton-Störsignale auf, welche +58 dBc oberhalb des CDMA Signals sind. Wenn die CDMA Signalleistung zwischen –104 dBm und –101 dBm ist, wird der IIP3 des Mischers 1230 auf +10 dBm gesetzt, und der IIP3 der LNAs 1220a und 1220b werden auf 0 dBm gesetzt. Wenn das CDMA Signal über –101 dBm hinaus erhöht wird, übersteigt die gemessene RSSI Steigung den RSSI Schwellenwert, und der IIP3 des Mischers 1230 wird auf +15 dBm erhöht, um den Grad an Nichtlinearität zu minimieren. Der Dämpfer 1216 sieht Abschwächung des Eingangs HF Signals zwischen –104 dBm und –84 dBm vor. Bei –84 dBm wird LNA 1220a umgangen, und der Dämpfer 1216 wird auf seinen geringen Abschwächungszustand zurückgesetzt. Wenn die CDMA Signalleistung bei –83 dBm, –71 dBm, –75 dBm und –71 dBm ist, wird das IIP3 von LNA 1220b erhöht, um Intermodulationsprodukte zu minimieren. Bei ungefähr –64 dBm wird LNA 1220b umgangen und der Dämpfer 1216 wird erneut auf seinen geringen Abschwächungszustand gesetzt.
Ein Diagramm, welches den IIP3 Vorspannsteuerungsbetrieb des Empfängers 1200 für abfallenden Eingangs HF Signalpegel illustriert, wird in 10B gezeigt. Das Eingangs HF Signal weist erneut ein CDMA Signal und Zweiton-Störsignale auf, welche +58 dBc überhalb des CDMA Signals sind. Anfänglich, wenn die CDMA Eingangssignalleistung bei –60 dBm ist, werden LNAs 1220a und 1220b umgangen. Wenn die CDMA Signalleistung auf –70 dBm verringert wird, wird LNA 1220b eingeschaltet, um die notwendige Verstärkung vorzusehen. Bei ungefähr –76 dBm, –80 dBm, –84 dBm und –88 dBm, wird das IIP3 von LNA 1220b verringert, um den Leistungsverbrauch zu minimieren. Bei –90 dBm erreicht der Dämpfer 1216 seinen oberen Abschwächungsbereich und LNA 1220a wird angeschaltet. Bei –100 dBm wird der IIP3 des Mischers 1230 verringert, um Leistung zu sparen, weil der Eingangs HF Signalpegel klein ist.
Wie oben diskutiert wurde wird der Eingangs HF Leistungspegel, wo der IIP3 des Mischers 1230 und der LNAs 1220a und 1220b angepasst wird, durch die gemessene RSSI Steigung bestimmt. Die RSSI Steigungsmessung kann nicht zu linear beabstandeten IIP3 Vorspannschaltpunkten führen, wie in den 10A und 10B gezeigt ist. Ferner können die schrittweisen Schalt punkte durch eine kontinuierlich einstellbare Vorspannsteuerung ersetzt werden.
VI. Empfängereinstellung gemäß dem Betriebsmodus
In dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die IIP3 der aktiven Geräte gemäß dem Betriebsmodus des Empfängers gesetzt. Wie oben ausgeführt kann der Empfänger 1300 (siehe 3) in einem zellularen Telefon verwendet werden, bei welchem es erforderlich ist, es entweder im PCS oder im zellularen Band zu betreiben. Jedes Band kann entweder digitale und/oder analoge Plattformen unterstützen. Jede Plattform kann ferner eine Vielzahl von Betriebsmodi aufweisen. Die verschiedenen Betriebsmodi werden verwendet, um die Performance zu verbessern, und Batterieleistung zu sparen. Zum Beispiel werden verschiedene Betriebsmodi verwendet, um die folgenden Merkmale eines zellularen Telefons zu unterstützen: (1) Paging in geschlitzten Modus für längere Standby-Zeit, (2) Verstärkungsstufe für dynamische Bereichserweiterung, (3) Punktuierte Senderausgabe für längere Gesprächszeit, (4) Frequenzbandwahl für zweibandige Telefone (PCS und zellulare), (5) Vielfachzugriff-Umschaltung zwischen Systemen (CDMA, AMPS, GSM, etc.) und (6) Mittel zur Schaltkreisvorspannsteuerung in der Anwesenheit von Störsignalen.
Die Betriebsmodi des zellularen Telefons können verschiedenen Performanceerfordernisse haben. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel wird jeder Betriebsmodus einem einzigen Identifizierer zugeordnet, welcher N Modusbits aufweist. Die Modusbits definieren spezielle Charakteristika der Betriebsmodi. Zum Beispiel kann ein Modusbit verwendet werden, um zwischen PCS und zellularem Band zu wählen, und ein anderes Modusbit kann verwendet werden, um zwischen digitalem (CDMA) oder analogem (FM) Modus zu wählen. Die N Modusbits werden zu einem logischen Schaltkreis innerhalb der Steuerung 1370 geliefert, welcher die N Modusbits in einem Steuerungsbus dekodiert, welcher bis zu 2^N Steuerungsbits aufweist. Der Steuerungsbus wird zu Schaltkreisen innerhalb des Empfängers 1300, wel che Steuerung benötigen, gelenkt. Zum Beispiel kann der Steuerungsbus das Folgende lenken: (1) Setzen des IIP3 des Mischers innerhalb des HF/IF Prozessors 1348 und der LNAs innerhalb des HF Prozessors 1310a und 1310b, (2) Setzen der Verstärkung des Empfängers 1300, (3) Setzen der Gleichstrom-Vorspannspannung und/oder -ströme für anderen HF und IF Schaltungen innerhalb des Empfängers 1300, (4) Wählen des gewünschten Signalbands, und (5) Setzen des Oszillators auf die geeigneten Frequenzen.
Ein exemplarisches Ausführungsbeispiel der IIP3 Steuerung für den Empfänger 1300, basierend auf dem Betriebsmodus, ist in Tabellen 1 und 2 illustriert. Der Empfänger 1300 unterstützt Dualband (PCS und zellular) und Dualmodus (CDMA und FM). In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel unterstützt das PCS Band nur CDMA Übertragung, wobei das zellulare Band sowohl CDMA und FM Übertragungen unterstützt (die FM Übertragung kann von dem AMPS System sein). In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel werden vier Modusbits verwendet. Die vier Modusbits sind die BAND_SELECT, IDLE/, FM/ und LNA_RANGE bits. Das BAND_SELECT bit bestimmt das Band des Betriebs und wird definiert als 1 = PCS und 0 = zellular. Das IDLE/bit (0 = idle) setzt den Empfänger 1300 in den Lehrlauf (z.B. Betrieb bei kleinerem IIP3), wenn das zellulare Telefon inaktiv ist. Das FM/bit (0 = FM) setzt den Empfänger 1300, um FM Signal zu verarbeiten. Und das LNA_RANGE bit (1 = Umgehung) setzt die Verstärkung des Empfängers 1300. Wenn das LNA_RANGE bit gesetzt wird, was den Umgehungsmodus bestimmt, werden Vbias1 und Vbias2 des ersten LNA 1320a oder 1321a gering gesetzt, und das LNA wird ausgeschaltet. Wenn das BAND_SELECT bit auf 0 gesetzt wird (zellulares Band) wird der Empfänger 1300 in einem der zellularen Betriebsmodi, welche in Tabelle 1 aufgelistet sind, betrieben. Tabelle 1 listet nur die IIP3 Betriebspunkte von LNAs 1320a und 1320b. Eine ähnliche Tabelle kann für die IIP3 Betriebspunkte des aktiven Mischers innerhalb des HF/IF Prozessors 1348 erzeugt werden. In dem zellularen Modus wird der Vorspanngleichstrom für die LNAs 1321a und 1321b ausgeschaltet, um Batterieleistung zu sparen.
Tabelle 1 – Empfängersteuerung für zellulare Betriebsmodi
Wenn BAND SELECT auf 1 gesetzt wird (PCS Band), arbeitet das Telefon in einem der PCS Betriebsmodi, welche in Tabelle 2 gelistet sind. In dem PCS Modus wird der Vorspannstrom der LNAs 1320a und 1320b ausgeschaltet, um Batterieleistung zu sparen.
Tabelle 2 – Empfängersteuerung für PCS Betriebsmodus
Die Tabellen 1 und 2 listen die IIP3 Betriebspunkte der LNAs, um den Leistungsverbrauch zu minimieren, während die benötigte Performance erhalten wird. Zusätzliche Tabellen können erzeugt werden für andere Schaltkreise, welche Steuerung benötigen. Zum Beispiel kann eine Tabelle erzeugt werden, welche das AGC auf den geeigneten Betriebsbereich basierend auf dem erwarteten Eingangssignalpegel für den gewünschten Betriebsmodus setzt. Andere Tabellen können erzeugt werden, um die Gleichstrom-Vorspannspannungen oder -ströme zu setzen, welche von verschiedenen Schaltkreisen innerhalb des Empfängers 1300 benötigt werden.
VII. Empfängereinstellung gemäß dem empfangenen Signalpegel
In dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das IIP3 der aktiven Geräte gemäß der gemessenen Amplitude des Signals bei verschiedenen Signalbearbeitungsschritten innerhalb des Empfängers gesetzt. Unter Bezugnahme auf 2 können Leistungsdetektoren mit dem Ausgang von ausgewählten Komponenten verbunden werden, um den Leistungspegel des Signals zu messen. In dem ersten Ausführungsbeispiel des Empfängereinstellungsschemas, können Leistungsdetektoren zu dem Ausgang von LNA 1220a und 1220b und dem Mischer 1230b angeschlossen werden, um die Leistung des HF Signals von diesen Komponenten zu messen. Die Leistungsmessungen werden dann zu dem Vorspannsteuerungsschaltkreis 1280 geliefert, welcher diese Information benutzt, um den IIP3 Betriebspunkt von jener Komponente, welche über einem vorbestimmten Grad an Nichtlinearität arbeitet, einzustellen. In dem zweiten Ausführungsbeispiel dieses Empfängereinstellungsschemas können Leistungsdetektoren zu dem Ausgang des Mischers 1230 und des Demodulators 1250 verbunden werden, um die Leistung des HF Signals und des Basisbandsignals jeweils von diesen Komponenten zu messen. Die Leistungsmessungen werden auch für den Vorspannsteuerungsschaltkreis 1280 vorgesehen. Die Differenz in der Leistung zwischen diesen beiden Messungen repräsentiert die Leistung von den Signalen außerhalb des Bandes, welche verwendet werden kann, um auf die benötigte IIP3 Performance zu schließen. Der Vorspannsteuerungsschaltkreis 1280 passt den Betriebspunkt der Komponenten in der oben beschriebenen Art und Weise an, um den benötigten Grad an Performance zu erhalten. Der Leistungsdetektor kann in vielen Art und Weisen, welche im Stand der Technik bekannt sind, implementiert werden, wie ein Diodendetektor, gefolgt von einem Tiefpassfilter.
Die vorstehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird geliefert, um jedem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung auszuführen oder zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen zu diesen Ausführungsbeispielen werden dem Fachmann leicht offensichtlich sein, und die hierin definierten generischen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung einer erfinderischen Tätigkeit angewendet werden. Somit ist es nicht beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele eingeschränkt ist, sondern ihr soll der breiteste Umfang, welcher mit den Prinzipien und neuen Merkmalen, welche hierin offenbart sind, konsistent ist, gewährt werden.

Claims

Ein programmierbarer linearer Empfänger (1200), der Folgendes aufweist: (a) ein anpassbares Verstärkungselement (1216) zum Empfangen eines HF-Signals, wobei das anpassbare Verstärkungselement (1216) einen Verstärkungssteuerungseingang besitzt; (b) eine Verstärkungssteuerungsschaltung (1260) zum periodischen Erhöhen des Eingangsignalpegels und verbunden mit dem Verstärkungssteuerungseingang des anpassbaren Verstärkungselements (1216); (c) zumindest eine Verstärkerstufe (1220), die (1) verbunden ist mit dem anpassbaren Verstärkungselement und (2) einen variablen IIP3-Arbeits- bzw. -Operationspunkt besitzt, und zwar anpassbar durch einen Bias-Steuereingang; (d) einen Demodulator (1250), der: (1) verbunden ist mit der zumindest einen Verstärkerstufe, (2) zum Vorsehen von Basisbanddaten dient; (e) eine Messschaltung der Nichtlinearität (1290), die: (1) verbunden ist mit dem Demodulator (1250) und (2) entweder: (A) zum Messen der RSSI-Steigung, resultierend von der Erhöhung im Eingangspegel dient, oder (B) zum Berechnen einer Veränderung in dem Energie-pro-Chip-zu-Rausch-Verhältnis (Ec/Io), das aus der Erhöhung des Eingangspegels resultiert, dient; (f) eine Bias-Steuerungsschaltung (1280) zum Einstellen eines IIP3-Arbeitspunktes einer aktiven Vorrichtung bzw. Bauelement durch Steuern des Gleichstrom-Bias-Stromes und/oder der Spannung gemäß der Messung der Nichtlinearität, wobei die Bias-Steuerungsschaltung (1280) verbunden ist mit (1) der Messschaltung der Nichtlinearität (1290) und (2) mit dem Bias-Steuerungseingang der Verstärkerstufe.
Empfänger (1200) nach Anspruch 1, wobei das anpassbare Verstärkungselement (1216) ein Dämpfungsglied ist.
Empfänger (1200) nach Anspruch 1, wobei die Messschaltung der Nichtlinearität (1290) zum Messen der RSSI-Slope bzw. -Steigung dient.
Empfänger (1200) nach Anspruch 1, wobei die Messschaltung der Nichtlinearität (1290) zur Berechnung einer Veränderung in dem Energie-pro-Chip-zu-Rausch-Verhältnis (Ec/Io) in Abhängigkeit einer Veränderung in einem Pegel des HF-Signals dient.
Empfänger (1200) nach Anspruch 1, der weiterhin Folgendes aufweist: einen Mischer (1230) mit einem Bias-Steuerungseingang, der verbunden ist mit der Bias-Steuerungsschaltung (1280), wobei der Mischer (1230) zwischen der zumindest einen Verstärkerstufe und dem Demodulator (1250) angeordnet ist.
Empfänger (1200) nach Anspruch 1, der weiterhin Folgendes aufweist: einen Schalter bzw. Switch (1224), der parallel mit jeder der zumindest einen Verstärkerstufe verbunden ist, wobei der Switch einen Steuerungseingang verbunden mit der Verstärkungssteuerungsschaltung (1260) besitzt.
Empfänger (1200) nach Anspruch 6, der weiterhin Folgendes aufweist: ein Pad- bzw. Anschlusselement (1222), verbunden in Serie mit dem Switch (1224).
Ein Verfahren zur programmierbaren Linearität in einem Empfänger (1200), das die folgenden Schritte aufweist: (a) Empfangen eines HF-Signals; (b) Dämpfen des HF-Signals, um einen vorbestimmten Pegel; (c) Verstärken des HF-Signals mit zumindest einem Verstärker (1220), um ein verstärktes HF-Signal zu erzeugen, wobei der zumindest eine Verstärker (1220) ein aktives Gerät (active device) aufweist; (d) Demodulieren des verstärkten HF-Signals, um ein Ausgabesignal zu erhalten; (e) periodisches Erhöhen des Eingangsignalpegels durch Variieren der Dämpfung; (f) Messen eines Pegels der Nichtlinearität in dem Ausgabesignal bzw. Ausgangssignal durch: (1) Messen der resultierenden RSSI-Steigung des Ausgangsignals; oder (2) Messen der resultierenden Veränderung in einem Ec/Io des Ausgangssignals und (g) Einstellen eines IIP3-Arbeitspunktes des aktiven Geräts durch Steuern seines Bias-Gleichstroms (DC bias current) und/oder der Bias-Gleichspannung gemäß der Messung der Nichtlinearität.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei für den Fall, dass es mehr als einen Verstärker gibt, der Einstellungsschritt in einer Reihenfolge, bestimmt durch eine Rauschgrößen-Performance des Empfängers (1200) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei für den Fall, dass es mehr als einen Verstärker gibt der Einstellungsschritt nach einer Reihenfolge ausgeführt wird, die auf den Signalpegeln von den aktiven Geräten innerhalb des Empfängers (1200) basiert.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des aktiven Geräts, der den höchsten Ausgangssignalpegel besitzt als erstes erhöht wird, wenn sich das HF-Signal erhöht.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des aktiven Geräts, der den zweithöchsten Ausgangssignalpegel besitzt, als zweites erhöht wird, wenn sich das HF-Signal erhöht und das aktive Gerät mit dem höchsten Ausgangssignalpegel auf einen vorbestimmten IIP3-Arbeitspunkt erhöht ist.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des aktiven Geräts, der den niedrigsten Ausgangssignalpegel besitzt als erstes gesenkt wird, wenn sich das HF-Signal absenkt.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des aktiven Geräts, das den zweitniedrigsten Ausgangssignalpegel besitzt, als zweites gesenkt wird, wenn sich das HF-Signal absenkt und das aktive Gerät mit dem niedrigsten Ausgangssignalpegel auf einen vorbestimmten IIP3-Arbeitspunkt abgesenkt ist.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Einstellungsschritt in diskreten Schritten ausgeführt.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Einstellungsschritt auf kontinuierliche Art und Weise ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Messschritt durch Messen einer RSSI-Steigung des Ausgangssignals ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Messschritt ausgeführt wird, durch Messen einer Veränderung in einem Ec/Io-Verhältnis in Abhängigkeit einer Veränderung in dem HF-Signalpegel.
Verfahren nach Anspruch 17, das weiterhin folgende Schritte aufweist: Vergleichen der gemessenen RSSI-Steigung mit einer RSSI-Steigungsschwelle; wobei der Einstellungsschritt gemäß einem Ergebnis aus dem Vergleichsschritt ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die RSSI-Steigungsschwelle eingestellt wird gemäß einem erforderlichen Performance-Pegel bzw. Level des Empfängers (1200).
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die RSSI-Schwelle 1,2 ist.
Verfahren nach Anspruch 19, das weiterhin folgende Schritte aufweist: Bilden eines Durchschnitts der gemessenen RSSI-Steigung über eine vorbestimmte Zeitperiode.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei die vorbestimmte Zeitperiode 5 Millisekunden ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Dämpfungsschritt periodisch in Pulsen ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei die Pulse 200 Mikrosekunden (μs) Dauer besitzen.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der vorbestimmte Pegel des Dämpfungsschrittes 0,5 dB ist.
Verfahren nach Anspruch 8, das weiterhin folgende Schritte aufweist: Abschalten des zumindest einen Verstärkers, und zwar einer nach dem anderen, wenn das HF-Signal eine vorbestimmte Schwelle überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 27, wobei der zumindest eine Verstärker der am nächsten zu einem Eingang bzw. einer Eingangsgröße des Empfängers (1200) ist, als erstes ausgeschaltet wird, wenn das HF-Signal eine vorbestimmte Schwelle überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 8, der weiterhin folgende Schritte aufweist: Mischen des verstärkten HF-Signals um ein ZF-Signal zu erhalten, wobei der Mischungsschritt mit einem Mischer (1230) ausgeführt wird, der ein aktives Gerät aufweist; und Filtern des ZF-Signals, um ein gefiltertes ZF-Signal zu erhalten; wobei der Demodulierungsschritt auf das gefilterte ZF-Signal ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des Mischers (1230) als erstes erhöht wird, wenn sich das HF-Signal erhöht.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei der IIP3-Arbeitspunkt des Mischers (1230) als Letztes gesenkt wird, wenn sich das HF-Signal absenkt.