DE69731354T2

DE69731354T2 - Empfänger, demodulator und demodulationsverfahren

Info

Publication number: DE69731354T2
Application number: DE69731354T
Authority: DE
Inventors: Gerardus Petrus BALTUS; Josephus Augustus JANSSEN
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1996-05-09
Filing date: 1997-04-30
Publication date: 2005-10-27
Anticipated expiration: 2017-05-01
Also published as: KR19990028800A; WO1997042741A3; CN1193437A; WO1997042741A2; DE69731354D1; CN1201538C; EP0843932B1; EP0843932A2; JPH11509708A; US5808509A; KR100460358B1; JP3902661B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Quadraturempfänger mit einem Demodulator zum Demodulieren von phasen- und/oder frequenzmodulierten Signalen, wobei dieser Demodulator Mittel aufweist zum Erzeugen von Impulsen aus einem in dem Empfänger erzeugten quantisierten ZF-Phasensignal, und Basisbandsignalerzeugungsmittel zum Erzeugen eines rekonstruierten Basisbandsignals aus den Impulsen.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Demodulator und auf ein Demodulationsverfahren. Ein derartiger Empfänger kann ein zellularer oder schnurloser Telefonempfänger, ein Pager der dergleichen sein.
Ein Quadraturempfänger dieser Art ist aus der britischen Patentanmeldung Nr. 2 286 950 bekannt. Darin wird ein Quadraturempfänger beschrieben, wobei ein Zwischenphasensignal durch hartbegrenzende ZF-Quadratursignale quantisiert wird. Ein derartiger Empfänger soll eine Phasenauflösung haben, die im Hinblick auf die Vektordrehung je empfangenes Datenbit des quantisierten Phasensignals ausreicht zum einwendfreien Decodieren eines empfangenen Datensignals. In der britischen Patentenmeldung wird eine gute Phasenauflösung dadurch erreicht, dass zwischen phasengleiche und Quadraturphasensignalachsen zusätzliche Achsen erzeugt werden, beispielsweise mit Hilfe eines ratiometrischen Kombinierers. Das quantisierte Phasensignal wird dadurch demoduliert, dass eine Reihe von positiven und negativen Impulsen aus dem quantisierten Phasensignal erzeugt wird, dass die Reihe einem Tiefpassfilter zugeführt wird und dass die gefilterte Reihe hart begrenzt wird. Trotz der Tatsache, dass bei dem bekannten Empfänger der Quantisierungsschritt in dem Phasensignal reduziert wird, kann es in einem derartigen Empfänger dennoch einen wesentlichen Datenjitter geben, der eine ungenaue Datendetektion herbeiführen kann.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen sehr genauen Quadraturempfänger zu schaffen, der preisgünstig ist und einen verringerten Stromverbrauch hat.
Dazu weist der Quadraturempfänger nach der vorliegenden Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Basisbanderzeugungsmittel vorgesehen sind, um zu ermitteln, ob zwei aufeinander folgende Impulse eine unterschiedliche Polarität haben, und, wenn ja, um zu einem vorbestimmten Rekonstruktionszeitpunkt zwischen den zwei aufeinander folgenden Impulsen einen rekonstruierten Basisbandsignalübergang zu erzeugen. Der vorliegen den Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass das quantisierte Phasensignal Phasensignal deterministische Eigenschaften um Basisbandsignalübergänge herum aufweist und dass Basisbandsignalübergänge zwischen zwei sehr nahe beieinander liegenden Übergängen des quantisierten Phasensignals liegen wenn die quantisierten Pegel in einem geeigneten Abstand voneinander liegen.
Bei einer Ausführungsform eines Quadraturempfängers nach der vorliegenden Erfindung wird der Rekonstruktionszeitpunkt in Abhängigkeit von einem Modulationsverfahren ermittelt, das zum Modulieren der Signale angewandt wird, und zwar derart, dass der Zeitpunkt an das angewandte Modulationsverfahren optimal angepasst wird. Dadurch kann Datenjitter virtuell eliminiert werden. Wenn als Modulationsverfahren FSK (Frequeny Shift Keying) angewandt wird, ist die meist geeignete Wahl des Abstandes mitten zwischen den zwei aufeinander folgenden Impulsen, wenn Offset-FSK angewandt wird, werden die Abstände zu den Impulsen als eine Funktion des Offsets gewählt, und wenn GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) angewandt wird, werden die Abstände entsprechend dem sog. BT-Produkt der GMSK-Modulation gewählt (wobei B die Bandbreite des Modulationsfilters und T die Bitperiode ist). Für mehrpegel-frequenzumgetastete Signale können die Abstände derart gewählt werden, dass sie eine Funktion von Senderparametern und rekonstruierten Daten sind und der Demodulator kann adaptiv gemacht werden zum Anpassen der Abstände innerhalb einer einzigen Bitperiode.
Bei einer Ausführungsform eines Quadraturempfängers nach der vorliegenden Erfindung umfassen die Mittel zum Erzeugen der Impulse von dem ZF-Phasensignal Paare kreuzweise gekoppelter differenzierender Mittel, von denen Eingänge mit Quadraturzweigen gekoppelt sind und von denen Ausgänge mit einem Kombinierer gekoppelt sind zum Schaffen der Impulse. Dadurch werden einfache Mittel geschaffen zum Erzeugen der Impulse. Bei dem bekannten Empfänger, wie in der genannten britischen Patentanmeldung Nr. 2 286 950 beschrieben, werden positive und negative Impulse erzeugt, und zwar mit Hilfe von Zustandsvergleichsmitteln. Eine derartige Lösung wird nicht einwandfrei funktionieren in Kombination mit dem Rekonstruktionsverfahren nach der vorliegenden Erfindung, weil wenn diese Lösung in einer asynchronen logischen Betriebsart verkörpert ist, Störungen verursacht werden, welche die Leistung des Rekonstruktionsverfahren nach der vorliegenden Erfindung zerstören und wenn in einer synchronen oder getakteten Betriebsart verkörpert, wird Datenjitter verursacht, der nicht mehr eliminiert werden kann, und zwar wegen der Tatsache, dass ein Taktgeber für die getaktete Betriebsart benutzt wird, nicht zu dem Datensignal synchronisiert ist und nicht mit dem Jitter korreliert sein wird. Auf entsprechende Weise arbeiten die Mittel zum Erzeugen der Impulse nach der vorliegenden Erfindung, wobei nicht von Zuständen Gebrauch gemacht wird, sehr vorteilhaft mit dem Rekonstruktionsverfahren nach der vorliegenden Erfindung zusammen.
Bei einer Ausführungsform eines Quadraturempfängers nach der vorliegenden Erfindung umfasst der Empfänger ein Interpolationsnetzwerk zum Bilden interpolierter Signale aus quadraturempfangener I-Signalen und Q-Signalen. Dadurch können genaue zusätzliche Achsen in dem quantisierten Phasensignal gemacht werden, wodurch die Gesamtleistung des Empfängers verbessert wird.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die Zwischenfrequenz eine sog. Null-Zwischenfrequenz. Im Allgemeinen soll die Zwischenfrequenz eine niedrige Zwischenfrequenz sein, so dass positive und negative Impulse gebildet werden können.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Quadraturempfängers nach der vorliegenden Erfindung,
2 einen ersten Frequenz-Abwärtsmischer in einem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung,
3 einen zweiten Frequenz-Abwärtsmischer in einem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung,
4 ein Zeitdiagramm einer Basisband-Signalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung,
5A eine Impulszählanordnung zum Erzeugen von Impulsen in einem Demodulator nach der vorliegenden Erfindung,
5B eine erste Ausführungsform einer Signalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung,
6 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkung der ersten Ausführungsform, und
7 ein Flussdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer Signalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung.
In den Figuren sind für die gleichen Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Quadraturempfängers 1 nach der vorliegenden Erfindung, gekoppelt mit einer Antenne 2 zum Empfangen von HF-Signalen. Der Empfänger 1 umfasst einen geräuscharmen HF-Verstärker 3, der zur Abwärtsmischung des HF-Signals zu ZF-Signalen IF1, IF2, IF3 und IF4 mit einem Frequenz-Abwärtsmischer 4 gekoppelt ist, die ein ZF-Phasensignal bilden, das mit Hilfe von Begrenzern 5, 6, 7 und 8 quantisiert wird zum Bilden eines quantisierten ZF-Phasensignals, dargestellt durch begrenzte ZF-Signale LIF1, LIF2, LIF3 und LIF4. Das quantisierte ZF-Phasensignal kann in einem Quadraturzustandsdiagramm dargestellt werden, wie in 4 der genannten britischen Patentanmeldung Nr. 2. 286 950 dargestellt. Der Frequenz-Abwärtsmischer 4 kann vorgesehen werden, zum Bilden jeder gewünschten Anzahl Zwischenzustände, wobei die Anzahl Phasenzustände die Phasenauflösung bestimmt. Der Empfänger 1 umfasst weiterhin einen Ortsoszillator 9, der mit dem Frequenz-Abwärtsmischer 4 gekoppelt ist und einen phasenempfindlichen Demodulator 10, der ein rekonstruiertes Basisbandsignal DTA, ein Basisbanddatensignal schafft.
2 zeigt eine erste Ausführungsform des Frequenz-Abwärtsmischers 4 in dem Empfänger 1 nach der vorliegenden Erfindung mit Mischern 20, 21, 22 und 23 zum Heruntermischen des HF-Signals HF unter Verwendung des von dem Ortsoszillator 9 erzeugten Oszillatorsignals mit den richtigen Phasen ϕ₁, ϕ₂, ϕ₃ und ϕ₄, und zwar 0, 45, 90 und 135 Grad. Der Frequenz-Abwärtsmischer 4 umfasst weiterhin Filter 24, 25, 26 und 27. Die Phasenauflösung kann durch Hinzufügung von Mischern gesteigert werden. Ein derartiger Frequenz-Abwärtsmischer 4 ist in dem Artikel "A Fully integrated 1 V/100 μA high bitrate C_-FSK receiver", von M. D. Pardoen, "Proceedings of the Workshop Avances in Analoque Circuit Design", den 6. bis B. April 1993, Katholieke Universiteit Leuven, 15 Seiten, detailliert beschrieben.
3 zeigt eine zweite Ausführungsform einer bevorzugten Ausführungsform des Frequenz-Abwärtsmischers 4 in dem Empfänger 1 nach der vorliegenden Erfindung, wodurch Quadratursignale I und Q geschaffen werden. Der Frequenz-Abwärtsmischer 4 umfasst ein Interpolationsnetzwerk zum Bilden der Signale IF2 und IF4 als interpolierte Signale der Signale I und Q, wobei das Netzwerk eine Reihenschaltung aus den Widerständen 30 und 31 aufweist, die zwischen dem I- und dem Q-Zweig vorgesehen ist, wobei an dem Abgriff das Signal IF2 geschaffen wird und eine Reihenschaltung aus den Widerständen 32 und 33, die zwischen dem I- und dem Q-Zweig vorgesehen ist, wobei an dem Abgriff das Signal IF4 geliefert wird, wobei der Widerstand 33 über einen Inverter 34 mit dem I-Zweig gekoppelt ist.
4 zeigt ein Zeitdiagramm der Basisbandsignalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung als eine Funktion der Zeit t. Ein zu dem Quadraturempfänger 1 zu übertragendes und von demselben zu empfangendes Basisbanddatensignal TDTA ist dargestellt, wobei das Signal TDTA Daten eines ersten logischen Pegels "1" und eines zweiten logischen Pegels "0" darstellt und wobei die Daten eine Symbolperiode T haben. Nach der vorliegenden Erfindung bestimmt der Empfänger 1 das rekonstruierte Datensignal DTA von dem empfangenen Signal RF nach der Frequenzabwärtsmischung von einem Phasensignal ϕ eines zusammengesetzten begrenzten Zwischenfrequenzsignals, das durch die Signale LIF1, LIF2, LIF3 und LIF4 gebildet ist. In dem gegebenen Beispiel stellt das Phasensignal ϕ Phaseninformation dar, die in den vier Signalen IF1 bis IF4 vorhanden ist. Es lassen sich fünf Phasenquantisierungspegel LE1, LE2, LE3, LE4 und LE5 unterscheiden. Im Allgemeinen ist die Anzahl Quantisierungspegel von den zu detektierenden Daten abhängig. In dem Demodulator 10 werden betreffende positive und negative Impulse PP1, PP2, PP3, PP4, PP5 und PP6 und NP1, NP2, NP3, NP4, NP5 und NP6 aus dem Phasensignal ϕ in dem betreffenden Beispiel in der Sequenz PP1, NP1, PP2, PP3, NP2, NP3, PP4, NP4, NP5, PP5, NP6 und PP6, wie angegeben, erzeugt. Jeweils, wenn das Phasensignal ϕ einen Quantisierungspegel passiert, während es eine positive Neigung hat, wird ein positiver Impuls erzeugt, und jeweils, wenn das Phasensignal ϕ einen Quantisierungspegel passiert, während es eine negative Neigung hat, wird ein negativer Impuls erzeugt. Für eine virtuell einwandfreie Rekonstruktion benutzt die vorliegende Erfindung die deterministischen Eigenschaften der Phasenfunktion um einen Übergang des übertragenen Basisbandsignals TDTA herum. Es hat sich herausgestellt, dass wenn der Rekonstruktionszeitpunkt derart gewählt wird, dass es ein vorbestimmter Zeitpunkt t₁ zwischen zwei aufeinander folgenden Impulsen entgegengesetzter Polarität ist, dann eine sehr gute Rekonstruktion des Datensignals TDTA erreicht werden kann. Der vorbestimmte Zeitpunkt wird in Abhängigkeit von dem Modulationsverfahren gewählt. Im Allgemeinen ist der vorbestimmte Zeitpunkt eine Funktion der Senderparameter und der rekonstruierten Daten. Im Falle einer FSK-Modulation liegt der vorbestimmte Zeitpunkt im Wesentlichen mitten zwischen zwei Im pulsen, im Falle von Offset-FSK-Modulation wird der vorbestimmte Zeitpunkt mit dem FSK-Offset gewichtet und im Falle von GMSK-Modulation ist der Abstand von dem vorbestimmten Zeitpunkt zu den aufeinander folgenden entgegengesetzten Impulsen eine Funktion des BT-Produktes des GMSK-Modulationssignals. Im Falle einer Offset-FSK-Modulation wird ein Gewichtungsfaktor ε zum Gewichten des vorbestimmten Zeitpunktes t₁ wie folgt ermittelt: ε = [2T – (t_c – t_a)]/(t_c – t_a), wobei t_a, t_b und t_c Zeitpunkte einer Folge eines positiven Impulses, eines negativen Impulses und eines positiven Impulses sind. Dann ist der vorbestimmte Zeitpunkt t₁ = [(t_a + t_b)/2] + 0,5ε(t_a –t _b). Weiterhin gilt für Offset-FSK, dass die Frequenzdifferenz in Frequenz-Offsets eines "0"- und eines "1"-Datums ε/2π ist. In dem gegebenen Beispiel wird FSK-Modulation angewandt, so dass die Rekonstruktionszeitpunkte mitten zwischen zwei aufeinander folgenden entgegengesetzten Impulsen liegen, d. h. mitten zwischen den Impulsen PP1 und NP1, NP1 und PP2, PP3 und NP2, NP3 und PP4, PP4 und NP4, NP5 und PP5, PP5 und NP6 und NP6 und PP6, wobei genügend Quantisierungspegel vorausgesetzt werden. Die Anzahl Quantisierungspegel, erforderlich zur Rekonstruktion ist eine Funktion des minimalen Phasenhubes innerhalb der Symbolperiode T. Nebst dem rekonstruierten Datensignal DTA ist ein nicht einwandfrei rekonstruiertes Datensignal IMP dargestellt, welches das Ergebnis eines nicht einwandfreien Rekonstruktionsverfahrens wäre, wobei nur die Information verwendet werden würde, die in den Impulsen vorhanden ist zu den Zeitpunkten, wo derartige Impulse auftreten würden. Das Signal IMP ist nicht eine genaue Replik des Basisbandsignal TDTA, während das Signal DTA das wohl ist.
5A zeigt eine Impulszählanordnung 50 zum Erzeugen von Impulsen in dem Demodulator 10 nach der vorliegenden Erfindung. Die Impulszählanordnung 50 umfasst Spannungsdifferenzierer 51, 52, 53 und 54, Multiplizierer 55, 56, 57 und 58, einen Inverter 59, und einen Addierer 60. Die begrenzten Zwischenfrequenzsignale LIF1, LIF2, LIF3 und LIF4 werden den Spannungsdifferenzierern 51, 52, 53 bzw. 54 zugeführt, die mit ihrer betreffenden Ausgangsseite mit den betreffenden Eingängen 61, 62, 63 und 64 der Multiplizierer 55, 56, 57 und 58 gekoppelt sind. Die Eingänge 65, 66, 67 und 68 der Spannungsdifferenzierer 51, 52, 53 und 54 werden mit zweiten Eingängen 70, 71, 72 und 69 der betreffenden Multiplizierer 55, 56, 57 und 58 derart gekoppelt, dass der Eingang 65 mit dem Eingang 70 gekoppelt ist, dass der Eingang 66 mit dem Eingang 71 gekoppelt ist, dass der Eingang 67 mit dem Eingang 72 gekoppelt ist und dass der Eingang 68 mit dem Ein gang 69 gekoppelt ist, und zwar über den Inverter 59. Die Ausgangssignale an den Ausgängen 73, 74, 75 und 76 werden den Eingängen des Addierers 60 zugeführt. Dadurch wird ein phasenempfindlicher Demodulator erhalten, bei dem die Impulse PP1, NP1, ... erzeugt werden. Der Demodulator 10 umfasst weiterhin einen Impulsspalter 61 zum Spalten des Stromes positiver und negativer Impulse PP1, NP1, ... in einzelne Ströme positiver und negativer Impulse PP1, PP2, ..., und NP1, NP2, .... Statt des dargestellten Impulszähldemodulators 50 kann jeder geeignete Demodulator verwendet werden, der positive und negative Impulse liefert, wie beschrieben.
5B zeigt einer erste Ausführungsform einer Signalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung in dem Demodulator 10 mit Basisbandsignalerzeugungsmitteln 80 zum Erzeugen des rekonstruierten Basisbandsignals DTA aus den Impulsen PP1, NP1, .... Bei dieser Ausführungsform kann eine einwandfreie Rekonstruktion erhalten werden ohne die Notwendigkeit eines eingehenden Speichers, wenn die nachfolgende Bedingung erfüllt wird: X/2 < π/n < X, wobei X der minimale Phasenhub innerhalb der Symbolperiode ist und wobei n die Anzahl Phasenquantisierungspegel ist. Dadurch ist die Rekonstruktionsverzögerung nach wie vor gering und es sind keine große Speicher erforderlich, die sonst zur Speicherung von Impulszeiten positiver oder negativer Impulse erforderlich wären, wenn sie zu sehr vereinzelt wären, d. h. in Abständen, die leicht zwei Symbolperioden übersteigen könnten. In den Basisbandsignalerzeugungsmitteln 80 werden aus den positiven und negativen Impulsen betreffende Spannungen V₁ und V₂ erzeugt und daraus Spannungen V₃ und V₄, die zu der gewünschten variablen Zeitverzögerung proportional sind, wobei diese Verzögerung im Falle von FSK-Modulation die Hälfte der Zeit zwischen zwei aufeinander folgenden entgegengesetzten Impulsen ist. Dazu steuern die positiven und die negativen Impulse betreffende Schalter 81 und 82 parallel zu Kondensatoren 83 und 84, durch die Lastströme fließen, die von Stromquellen 85 und 86 erzeugt werden, wenn die Schalter 81 und 82 offen sind. Die Spannungen V₃ und V₄ werden an den Kondensatoren 87 und 88 gebildet, die mit den Kondensatoren 83 und 84 über betreffende Verstärker 89 und 90 gekoppelt sind, welche die Spannungen V₁ und V₂ an den Kondensatoren 83 und 84 abtasten und über die Schalter 91 und 92 von den positiven und negativen Impulsen gesteuert werden. Zur Steuerung der Schalter 91 und 92 werden die positiven Impulse PP1, ... einem Stelleingang 93 einer SR-Flip-Flop-Schaltung 94 zugeführt und die negativen Impulse NP1, ... werden einem Rückstelleingang 95 der SR-Flip-Flop-Schaltung 94 zugeführt, wobei ein Ausgang 96 der SR-Flip-Flop-Schaltung über einen Spannungsdifferenzierer 97 ein Steuersignal CT1 zur Steuerung des Schalters 92 liefert, und wobei ein inverser Ausgang 98 der SR-Flip-Flop-Schaltung 94 ein Steuersignal CT2 liefert zur Steuerung des Schalters 91 über einen Spannungsdifferenzierer 99. Im Wesentlichen ist das nicht einwandfreie Rekonstruktionssignal IMP an dem Ausgang 96 der SR-Flip-Flop-Schaltung 94 vorhanden und das Signal IMP und der invertierte Wert desselben werden zum Erzeugen von Spannungen V₅ und V₆ benutzt, die rechtzeitig starten und zunehmen bei Datenübergängen in dem Signal IMP. Dies wird durch Kopplung der Spannungsdifferenzierer 97 und 99 erreicht mit ähnlichen geschalteten Stromquellen wie zum Erzeugen von V₁ und V₂, gebildet durch SR-Flip-Flop-Schaltungen 100 und 101, deren betreffenden Stelleingängen 102 und 103 die Steuersignale CT1 und CT2 zugeführt werden, und deren betreffenden Umkehrausgänge 104 und 105 die Schalter 106 und 107 über Kondensatoren 108 und 109 steuern. Wenn die Schalter 106 und 107 offen sind, sind die Kondensatoren 108 und 109 Schalter in einer Lastmode, wobei betreffende Lastströme von Stromquellen 110 und 111 geliefert werden. Zum Bilden von Spannungen V₇ und V₈ aus den Spannungen V₃ und V₅ und einer negativen Bezugsspannung V_ref und aus den Spannungen V₄ und V₆ und der negativen Bezugsspannung V_ref sind Addierer 112 und 113 vorgesehen, die mit Begrenzern 114 und 115 gekoppelt sind. Die Null-Übergangszeitpunkte der Spannungen V₇ und V₈ bestimmen die Zeitpunkte, wo das rekonstruierte Basisbandsignal DTA einen Signalübergang machen soll zum Schaffen einer einwandfreien Rekonstruktion. Zum Erhalten des Signals DTA aus den Spannungen V₇ und V₈ werden diese Spannungen einer RS-Flip-Flop-Schaltung 116 zugeführt, von der ein Rückstelleingang 117 mit dem Begrenzer 114 gekoppelt ist, und ein Stelleingang 118 mit dem Begrenzer 115 gekoppelt ist. Ein Übergang der Flip-Flop-Schaltung 116 wird weiterhin verwendet zum Zurückstellen der Flip-Flop-Schaltungen 100 und 101. Ein Ausgang 119 der Flip-Flop-Schaltung 116 wird benutzt zum Zurückstellen der Flip-Flop-Schaltung 100, wobei der Ausgang 119 mit einem Rückstelleingang 120 der Flip-Flop-Schaltung 100 gekoppelt ist, und ein Ausgang 121 der Flip-Flop-Schaltung 116 wird's benutzt zum Zurückstellen der Flip-Flop-Schaltung 101, wobei der Ausgang 121 mit einem Rückstelleingang 122 der Flip-Flop-Schaltung 101 gekoppelt ist.
6 zeigt ein Zeitdiagramm zur weiteren Erläuterung der Wirkungsweise der ersten Ausführungsform. An dem Ausgang 96 der Flip-Flop-Schaltung 94 ist das nicht einwandfrei rekonstruierte Signal IMP verfügbar, wie beschrieben. Das Signal IMP ist eine grobe Annäherung der übertragenen Daten, deren Datenwerte richtig sind, wobei aber das Timing der Datenübergänge dennoch falsch ist. Der Schalter 81 wird durch positive Impulse geschlossen und der Schalter 82 wird durch negative Impulse geschlossen. Wenn der Schalter 81 durch einen positiven Impuls zu dem Zeitpunkt t₀ geschlossen wird, wird der Kondensator 83 nahezu unmittelbar auf 0 Volt entladen. Wenn der Schalter 81 danach geöffnet wird, nimmt die Spannung V₁ mit der Zeit zu, bis der nächste positive Impuls erscheint. Auf gleiche Weise wird die Spannung V₂ zwischen Schaltzeitpunkten, ausgehend von dem Zeitpunkt t₁, erzeugt. Die Spannungen an den Kondensatoren 83 und 84 werden von den Kondensatoren 87 und 88 zu den Zeitpunkten abgetastet, wenn ein Datenübergang in dem Signal IMP mit dem entgegengesetzten Vorzeichen gegenüber den Spannungen V₁ bzw. V₂ auftritt. Durch Verwendung von Signalübergängen in dem Signal IMP statt der Impulse selber wird vermieden, dass der Signalwert der Signale V₃ und V₄ geändert wird, wenn eine Anzahl positiver oder negativer Impulse nacheinander auftritt. Dies wird der Tatsache zugeschrieben, dass nur die Zeit zwischen zwei aufeinander folgenden Impulsen mit entgegengesetztem Vorzeichen interessant ist. Weil die Spannungen V₃ und V₄ proportional zu dem Zeitabstand zweier aufeinander folgender Impulse entgegengesetzten Vorzeichens sind, sind diese Spannungen ein Maß für die gewünschte Zeitverzögerung zum Ermitteln des einwandfreien Rekonstruktionszeitpunktes. Bei einem "0"- zu "1"-Übergang des Signals IMP wird die Flip-Flop-Schaltung 100 gestellt und bei einem "1"- zu "0"-Übergang wird die Flip-Flop-Schaltung 101 gestellt. Dadurch geben die Flip-Flop-Schaltungen 100 und 101 an, nach einer bestimmten Zeitverzögerung, dass ein Übergang in der betreffenden Richtung des zu rekonstruierenden Signals auftreten wird. Wenn also die Flip-Flop-Schaltungen 100 und 101 gestellt werden, werden die Kondensatoren 108 und 109 durch die Stromquellen 110 und 111 aufgeladen, ausgehend von den Zeitpunkten t₂ bzw. t₃. Die Spannungen V₇ und V₈ werden wie oben beschrieben geformt und die Null-Durchgänge der Spannungen V₇ und V₈ bestimmen die Übergangszeitpunkte des rekonstruierten Signals DTA. Die negative Bezugsspannung V_ref, die ebenfalls V₇ und V₈ bestimmt, bestimmt die gesamte Verzögerung zwischen einem Übergang in dem ursprünglichen Datensignal und dem rekonstruierten Datensignal. In der gegebenen Ausführungsform soll diese Verzögerung zwischen einer und zwei Symbolperioden liegen, wodurch weniger als eine Symbol periode Kausalitätsprobleme verursacht und mehr als zwei Symbolperioden zu nicht detek tierten Übergängen führen.
7 zeigt ein Flussdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer Signalrekonstruktion nach der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Ausführungsform kann der Hauptteil der Hardwareausführungsform, wie beschrieben, durch einen programmierten DSP (Digital Signal Processor) oder dergleichen ersetzt werden. Das heißt, die Impulse PP1, NP1, ... werden einem Eingangsport des DSP zugeführt und die rekonstruierten Daten werden an einem Ausgangsport des DSP verfügbar. Der DSP (nicht detailliert dargestellt) ist programmiert entsprechend dem Flussdiagramm. Mit einem internen Taktgeber (nicht detailliert dargestellt) des DSP werden die Vorzeichen der Impulse zusammen mit ihren Auftrittszeiten in einem (nicht detailliert dargestellten) DSP-Speicher gespeichert, wie in dem Block "RETRIEVE DEMODULATOR PULSES" des Flussdiagramms angegeben. Danach sucht das Programm nach aufeinander folgenden Impulspaaren, wie in dem Block "SEARCH SUCCESSIVE OPPOSITE PULSES" angegeben. Dann bestimmt das Programm den vorbestimmten Zeitpunkt zwischen derartigen Paaren von Impulsen, angegeben in dem Block "DETERMINE PREDETERMINED INSTATS IN PULSE PAIRS". Daraufhin wird eine aktualisierte Zeittabelle bestimmt, welche die Zeitpunkte der bestimmten Ausgangsdatenübergänge angibt, angegeben in dem Block "GENERATED UPDATED TIME TABLE". Zum Schluss werden die rekonstruierten Daten DTA an einem (nicht detailliert dargestellten) Ausgangsport des DSP zu den Zeitpunkten, wie durch die aktualisierte Zeittabelle bestimmt, erzeugt, wobei nach einem positiven Impuls ein "0" zu "1"-Übergang erzeugt wird, und wobei nach einem negativen Impuls ein "1" zu "0"-Übergang erzeugt wird. Auf diese Weise wird bestimmt, zu welchem Zeitpunkt und in welcher Richtung die Daten sich ändern. Die Auslieferung der Daten DTA ist in dem Block "OUTPUT DTA" angegeben.
Text in der Zeichnung
7

Start
Wiedergewinnung der Demodulatorimpulse
Suche nach aufeinander folgenden entgegengesetzten Impulsen
Bestimmung vorbestimmter Zeitpunkte in Impulspaaren
Erzeugung aktualisierter Zeittafel
Ausgang DTA
Ende

Claims

Quadraturempfänger (1) mit einem Demodulator (10) zum Demodulieren von phasen- und/oder frequenzmodulierten Signalen, wobei dieser Demodulator Mittel aufweist zum Erzeugen von Impulsen aus einem in dem Empfänger erzeugten quantisierten ZF-Phasensignal, und Basisbandsignalerzeugungsmittel zum Erzeugen eines rekonstruierten Basisbandsignals aus den Impulsen, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisbanderzeugungsmittel vorgesehen sind, um zu ermitteln, ob zwei aufeinander folgende Impulse eine unterschiedliche Polarität haben, und, wenn ja, um zu einem vorbestimmten Rekonstruktionszeitpunkt zwischen den zwei aufeinander folgenden Impulsen einen rekonstruierten Basisbandsignalübergang zu erzeugen.
Quadraturempfänger nach Anspruch 1, wobei der Rekonstruktionszeitpunkt in Abhängigkeit von einem Modulationsverfahren bestimmt wird, das zum Modulieren der Signale derart angewandt wird, dass der Zeitpunkt an das angewandte Verfahren optimal angepasst wird.
Quadraturempfänger nach Anspruch 2, wobei die modulierten Signale in der Frequenz umgetastete Signale sind und der Abstand im Wesentlichen in der Mitte der zwei aufeinander folgenden Impulse ist.
Quadraturempfänger nach Anspruch 2, wobei die modulierten Signale versetzte in der Frequenz umgetastete Signale sind und der Abstand eine Funktion eines Frequenzversatzes ist.
Quadraturempfänger nach Anspruch 2, wobei die modulierten Signale in der Frequenz minimal umgetastete Gaußsche Signale sind und der Abstand eine Funktion eines sog. BT-Produktes der modulierten Gaußsche Signale ist.
Quadraturempfänger nach Anspruch 2, wobei die modulierten Signale mehr stufige in der Frequenz umgetastete Signale sind und der Abstand eine Funktion von Senderparameter und rekonstruierter Daten ist, und wobei der Demodulator Mittel aufweist zum Anpassen des Abstandes innerhalb einer Bitperiode, und zwar in Abhängigkeit von den Senderparametern und den rekonstruierten Daten.
Quadraturempfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Mittel zum Erzeugen der Impulse aus dem ZF-Phasensignal Paare kreuzweise gekoppelte Differenzierungsmittel aufweisen, von denen Eingänge mit Quadraturzweigen gekoppelt sind und von denen zum Schaffen der Impulse Ausgänge mit einer Kombinierschaltung gekoppelt sind.
Quadraturempfänger nach Anspruch 7, wobei der Empfänger (1) ein Interpolationsnetzwerk (30–33) aufweist zum Bilden interpolierter Signale aus quadratur empfangenen I-Signalen und Q-Signalen.
Demodulator (10) zum Demodulieren phasen- und/oder frequenzmodulierter Signale, wobei dieser Demodulator Mittel aufweist zum Erzeugen von Impulsen aus einem in einem Empfänger erzeugten quantisierten ZF-Phasensignal, und Basisbandsignalerzeugungsmittel zum Erzeugen eines rekonstruierten Basisbandsignals aus den Impulsen, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisbanderzeugungsmittel vorgesehen sind um zu ermitteln, ob zwei aufeinander folgende Impulse eine unterschiedliche Polarität haben, und, wenn ja, um zu einem vorbestimmten Rekonstruktionszeitpunkt zwischen den zwei aufeinander folgenden Impulsen einen rekonstruierten Basisbandsignalübergang zu erzeugen.
Demodulationsverfahren zum Demodulieren von phasen- und/oder frequenzmodulierten Signalen, wobei aus einem quantisierten ZF-Phasensignal Impulse erzeugt werden und aus den Impulsen ein rekonstruiertes Basisbandsignal erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass ermittelt wird, ob zwei aufeinander folgende Impulse eine unterschiedliche Polarität haben und, wenn ja, um zu einem vorbestimmten Rekonstruktionszeitpunkt zwischen den zwei aufeinander folgenden Impulsen einen rekonstruierten Basisbandsignalübergang zu erzeugen.