DE60221617T2

DE60221617T2 - Stromgesteuerte CMOS-Breitbandverstärkerschaltungen

Info

Publication number: DE60221617T2
Application number: DE60221617T
Authority: DE
Inventors: Guangming Foothill Ranch Yin; Jun Irvine Cao
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2001-10-25
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2008-05-21
Anticipated expiration: 2022-08-07
Also published as: US6624699B2; EP1306970B1; US20040056717A1; US7109799B2; EP1306970A3; US20030080815A1; DE60221617D1; EP1306970A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von komplementären Metalloxid-Halbleiter-(CMOS-)Schaltungen und im Besonderen das Gebiet von Hochgeschwindigkeits-CMOS-Breitbanddatenverstärkern für Breitbanddatenübertragungsanwendungen.
2. Besprechung des relevanten Standes der Technik
Hochgeschwindigkeits-Breitbanddatenverstärker werden bei Breitbanddatenübertragungsanwendungen verwendet. Aus einer Reihe von Gründen, die Geschwindigkeitsbeschränkungen der Verarbeitungstechnologie, den Energieverbrauch und andere kostenbezogene Bedenken umfassen, ist es erwünscht, effiziente Techniken zum Erhöhen der Verstärkerbandbreite für Operationen bei höheren Frequenzen zu entwickeln. Hochgeschwindigkeitsschaltungstechniken, wie etwa die stromgesteuerte CMOS- (oder C³MOS-)Logik, die zu einer deutlichen Erhöhung der Geschwindigkeit von unter Verwendung der üblichen CMOS-Verfahrenstechnologie hergestellten Schaltungen geführt haben, wurden entwickelt. Verschiedene C³MOS-Schaltungstechniken sind genauer in der gemeinsam übertragenen Patentanmeldung Nr. 09/484,856, mit dem Titel "Current Controlled CMOS Logic Family", von A. Hairapetian, beschrieben, die hiermit durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit gewürdigt wird.
Andere Techniken wurden entwickelt, um das Verstärkungsbandbreitenprodukt der CMOS-Schaltung zu erhöhen. Die Parallelentzerrung beispielsweise ist ein Ansatz, der zu einem verbesserten Verstärkungsbandbreitenprodukt geführt hat. Die Parallelentzerrung umfasst das Inreihesetzen einer Induktionsspule mit einem Ausgangswiderstand, um die Bandbreite der Schaltung zu erweitern. Eine solche induktive Bandbreitenerweiterungs-(Broadbanding-)Technik in Kombination mit C³MOS-Schaltungen ist in der gemeinsam übertragenen Patentanmeldung Nr. 09/610,905 von M. Green, mit dem Titel "Current Controlled CMOS Circuits with Inductive Broadbanding", genauer beschrieben, die hiermit durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit gewürdigt wird. Die durch eine solche induktive Entzerrung herbeigeführte Erweiterung des Verstärkungsbandbreitenprodukts ist jedoch auf das ungefähr 1,5-Fache beschränkt und die benötigten Induktionsspulen sind im Allgemeinen groß, wodurch eine große Fläche auf einer integrierten Schaltung benötigt wird. Bei Breitbanddatenübertragungen beginnt der verwendbare Datenfrequenzbereich bei mehreren Kilohertz und erstreckt sich bis zu vielen Gigahertz. Ein Breitbandverstärker ist zur Handhabung eines solchen breiten Spektrums von Datenfrequenzen erforderlich. Dies steht im Kontrast zur drahtlosen Domäne, bei der die Datenübertragung nur über ein schmales Band erfolgt, was unter Verwendung eines Resonanzverstärkers mit einer Induktionsspule und einem Kondensator durchgeführt werden kann. Bei einem Breitbanddatenverstärker ist jedoch über ein breites Frequenzband ein relativ konstanter oder flacher Frequenzgang erwünscht.
Bei der Konstruktion eines Breitbandverstärkers wird typischerweise zwischen Verstärkung und Bandbreite ein Kompromiss eingegangen. Das Produkt der Verstärkung und Bandbreite ist bei derselben Topologie für gewöhnlich eine Konstante. Durch Verwendung spezieller Techniken kann die Bandbreite jedoch erweitert werden, wobei dasselbe Verstärkungsniveau aufrechterhalten wird. Eine herkömmliche Möglichkeit besteht darin, eine schnellere Verfahrenstechnologie, wie etwa GaAs oder InP, bei der Herstellung integrierter Schaltungen einzusetzen, auf denen der Breitbanddatenverstärker ausgeführt wird. Diese Technologien sind jedoch im Allgemeinen kostspieliger und nicht so weithin verfügbar wie das übliche CMOS-Verfahren.
Das Dokument "D. L. C. LEUNG et al.: "A 3-V CMOS differential bandpass amplifier for GSM receivers", CIRCUITS AND SYSTEMS, 1998, ISCAS'98, PROCEEDINGS OF THE 1998 IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON MONTEREY, CA, USA, 31. Mai – 3. Juni 1998, NEW YORK, NY, USA, IEEE, 31. Mai 1998 (31.5.1998), Seiten 341-344, XP010289447 ISBN: 0-7803-4455-3" offenbart eine Verstärkerstufe, die dafür ausgelegt ist, eine Verschiebung der Mittenfrequenz infolge von Verfahrensabweichungen zu vermindern.
Bei bekannten Verstärkerstufen treten Verschlechterungen der Verstärkung und/oder Bandbreite infolge parasitärer Kapazitäten (Millerkapazitäten) auf.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Verstärkerstufe bereitzustellen, die einen breiten Hochverstärkungsabschnitt des Frequenzgangs des Verstärkers vorsieht, ohne die Verstärkung zu beeinträchtigen. Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Verstärkerstufe bereitzustellen, die weniger Energie verbraucht und kostspielige Verfahrensanforderungen beseitigt.
Diese Ziele werden durch eine Verstärkerstufe gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 erreicht.
Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß wird eine Erweiterung der Verstärkerbandbreite unter Verwendung einer Kombination aus Parallelentzerrung (shunt peaking), Reihenentzerrung (series peaking) und Millerkapazitätskompensation erreicht, die an der Verstärkereingangsstufe, Zwischenstufen oder der letzten Stufe platziert wird.
Die Erfindung erzielt eine maximale Bandbreitenerweiterung durch Verwendung einer Reihen-Induktionsspulenentzerrung mit der Millerkapazitätskompensationstechnik und einer Parallel-Induktionsspulenentzerrung in einer stromgesteuerten CMOS-Schaltung (C³MOS). Die Reihenentzerrung stellt ein bestimmtes Spitzenbandbreitenprodukt bereit, das von der Induktivität L, der Kapazität C und der Qualität Q dieser zwei Komponenten abhängig ist. Die Bandbreite ist umgekehrt proportional zur Quadratwurzel von LC. Die Entzerrung hängt aufgrund ihrer eingeschränkten Q hauptsächlich von der Induktivität ab. Durch Verringern der Millerkapazität des C³MOS-Eingangs wird eine breitere Bandbreite mit einem angemessenen Entzerrungswert erhalten. Der Gesamtfrequenzgang des Verstärkers kann mit einer breiteren Bandbreite von minimaler Welligkeit und minimaler Phasenverzerrung erhalten werden.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst eine Verstärkerstufe eine Stromquelle (bevorzugt einen vormagnetisierten Transistor), einen ersten und einen zweiten Differenztransistor, die mit der Stromquelle gekoppelt sind, eine erste und eine zweite Reihen-Entzerrspule, die mit den Gate-Anschlüssen des ersten bzw. des zweiten Differenztransistors gekoppelt sind, einen ersten Ausgangswiderstand und eine erste Parallel-Entzerrspule, die in Reihe geschaltet und mit dem Drain Anschluss des ersten Differenztransistors gekoppelt sind, sowie einen zweiten Ausgangswiderstand und eine zweite Parallel-Entzerrspule, die in Reihe geschaltet und mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors gekoppelt sind.
Erfindungsgemäß sind ein erster und ein zweiter Millerkapazitäts-Kompensationskondensator zwischen den Drain- und Gate-Anschlüssen des ersten und des zweiten Differenztransistors quergekoppelt.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Mehrstufen-Differenzverstärker eine Reihenentzerrung und eine Parallelverzerrung in den verschiedenen Stufen des Mehrstufen-Differenzverstärkers. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Millerkapazitätskompensation in den verschiedenen Stufen des Mehrstufen-Differenzverstärkers eingesetzt. Die Reihenentzerrung, die Parallelentzerrung und die Millerkapazitätskompensation können überall in den verschiedenen Stufen des Mehrstufen-Differenzverstärkers in einer beliebigen von verschiedenen Kombinationen angeordnet werden. Bei einer Ausführungsform sind die Reihenentzerrung, die Parallelentzerrung und die Millerkapazitätskompensation sämtlich in der ersten Stufe des Mehrstufen-Differenzverstärkers kombiniert.
Diese und andere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der genauen Beschreibung der Erfindung und Figuren hervor.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt eine Verstärkerstufe gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Reihenentzerrung, Parallelentzerrung und Millerkapazitätskompensation aufweist.
2 zeigt eine Verstärkerstufe mit Parallel-Entzerrspulen und parasitären Parallel-Kondensatoren.
3 zeigt eine Verstärkerstufe mit Reihen-Entzerrspulen und parasitären Reihen-Kondensatoren.
4 zeigt eine Verstärkerstufe mit parasitären Millerkapazitäten und Millerkapazitäts-Kompensationskondensatoren.
5 zeigt eine gängige stromgesteuerte CMOS-Logikbausteinschaltung, die in den Stufen des Mehrstufen-Verstärkers enthalten ist.
6 zeigt eine Vorspannungserzeugungsschaltung, die zur Verwendung in den verschiedenen erfindungsgemäßen Verstärkerstufen geeignet ist.
7 zeigt einen Mehrstufen-Verstärker mit Reihenentzerrung, Parallelentzerrung und Millerkapazitätskompensation an verschiedenen Positionen des Mehrstufen-Verstärkers.
8 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz eines Mehrstufen-Verstärkers über eine bestimmte Anzahl an Stufen, die kleiner ist als die Gesamtzahl der Stufen des Mehrstufen-Verstärkers, bei dem die Grenzfrequenz über die bestimmte Anzahl an Stufen kleiner ist als bei dem Mehrstufen-Verstärker erforderlich.
9 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz einer Verstärkerstufe, die Parallel-Entzerrspulen aufweist, welche eine Frequenzgangspitze erzeugen, die über der Grenzfrequenz der bestimmen Anzahl an Stufen liegt, für die in 8 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist.
10 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz eines Mehrstufen-Verstärkers, der die Verstärkerstufe mit Parallelentzerrung aufweist, für die in 9 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist und die nach der bestimmten Anzahl an Stufen kommt, für die in 8 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist.
11 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz einer Verstärkerstufe, die Reihen-Entzerrspulen aufweist, welche eine Frequenzgangspitze erzeugen, die über der Grenzfrequenz des Mehrstufen-Verstärkers liegt, für den in 10 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist.
12 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz eines Mehrstufen-Verstärkers, der die Verstärkerstufe mit Reihenentzerrung aufweist, für die in 11 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist und die nach dem Mehrstufen-Verstärker kommt, für den in 10 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist.
Die Figuren werden in der genauen Beschreibung der Erfindung näher erläutert.
GENAUE BESCHREIBUNG DER SPEZIFISCHEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Parallelentzerrung und die Reihenentzerrung in demselben Breitbanddatenverstärker kombiniert. Bei verschiedenen Ausführungsformen eines Mehrstufen-Breitbanddatenverstärkers können einige Stufen eine Reihenentzerrung, aber keine Parallelentzerrung aufweisen, andere Stufen können eine Parallelentzerrung, aber keine Reihenentzerrung aufweisen, andere Stufen können eine Reihenentzerrung und eine Parallelentzerrung aufweisen und noch andere Stufen können weder eine Reihenentzerrung noch eine Parallelentzerrung aufweisen.
1 zeigt eine Verstärkerstufe 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Reihenentzerrung, Parallelentzerrung und Millerkapazitätskompensation aufweist. Ein Stromquellentransistor 101 wird durch eine Vorspannung (BIAS) vormagnetisiert, so dass im Stromquellentransistor 101 ein konstanter Strom i vom Drain-Anschluss zum Source-Anschluss fließt. Der Gate-Anschluss eines ersten Differenztransistors 102 ist mit dem negativen Ende einer ersten Reihen-Entzerrspule 103 verbunden, wobei ein positives Differenzeingangssignal IN_P 104 mit dem positiven Ende der ersten Reihen-Entzerrspule 103 gekoppelt ist. Ebenso ist der Gate-Anschluss eines zweiten Differenztransistors 105 mit dem negativen Ende einer zweiten Reihen-Entzerrspule 106 verbunden, wobei ein negatives Differenzeingangssignal IN_N 107 mit dem positiven Ende der zweiten Reihen-Entzerrspule 106 gekoppelt ist. Wenn der erste und der zweite Differenztransistor 102 und 105 identisch sind, dann haben die erste und die zweite Reihen-Entzerrspule 103 und 106 dieselbe Induktivität L_REIHE. Das negative Ende eines ersten Ausgangswiderstands 108 ist mit dem Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 verbunden und sein positives Ende ist mit dem negativen Ende einer ersten Parallel-Entzerrspule 110 verbunden. Das negative Ende eines zweiten Ausgangswiderstands 109 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors 105 verbunden und sein positives Ende ist mit dem negativen Ende einer zweiten Parallel-Entzerrspule 111 verbunden. Die positiven Enden der ersten und der zweiten Parallel-Entzerrspule 110 und 111 sind mit der positiven Versorgungsspannung verbunden. Der erste und der zweite Ausgangswiderstand 108 und 109 haben denselben Widerstandswert R und die erste und die zweite Parallel-Entzerrspule 110 und 111 haben dieselben Induktivitäten L_PARALLEL. Das positive Ende eines Millerkapazitäts-Kompensationskondensators 112 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors 105 gekoppelt und sein negatives Ende ist mit dem Gate-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 verbunden. Das positive Ende eines Millerkapazitäts-Kompensationskondensators 113 ist mit dem Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 gekoppelt und sein negatives Ende ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten Differenztransistors 105 verbunden. Ein erstes Ausgangssignal OUT_P 114 wird am Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors 105 und das zweite Ausgangssignal OUT_N 115 am Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 entnommen.
2 stellt eine Verstärkerstufe 200 mit Parallel-Entzerrspulen und parasitären Parallel-Kondensatoren dar. Eine erste parasitäre Parallel-Kapazität 201 ist zwischen dem zweiten Ausgangssignal OUT_N 115 und der Energieversorgung vorhanden und eine zweite parasitäre Parallel-Kapazität 202 ist zwischen dem ersten Ausgangssignal OUT_P 114 und der Energieversorgung vorhanden. Die erste parasitäre Kapazität 201 und die zweite parasitäre Kapazität 202 sind in den gestrichelten Kästen dargestellt, um anzuzeigen, dass sie keine physischen Schaltungselemente sind, die absichtlich konstruktionsgemäß ausgeführt sind, sondern vielmehr inhärent und parasitär in der hergestellten Schaltung vorhanden sind. Der erste Ausgangswiderstand 108, die erste Parallel-Entzerrspule 110 und die erste parasitäre Parallel-Kapazität 201 bilden eine erste Widerstands-Induktionsspulen-Kondensator-(RLC-)Schaltung und der zweite Ausgangswiderstand 109, die zweite Parallel-Entzerrspule 111 und die zweite parasitäre Parallel-Kapazität 202 bilden eine zweite RLC-Schaltung. Die RLC-Schaltungen am Ausgang der Verstärkerstufe bilden ein konjugiertes Paar Pole in der komplexen Ebene, was bewirkt, dass eine Entzerrung oder Resonanzanhebung des Frequenzgangs vor dem Roll-Off (Abfall) erfolgt.
3 stellt eine Verstärkerstufe 300 mit Reihen-Entzerrspulen und parasitären Reihen-Kondensatoren dar. Ein erster Reihen-Kondensator 301 ist zwischen dem Gate-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 und Masse vorhanden und ein zweiter Reihen-Kondensator 302 ist zwischen dem Gate-Anschluss des zweiten Differenztransistors 105 und Masse vorhanden. Der erste Reihen-Kondensator 301 und der zweite Reihen-Kondensator 302 sind von gestrichelten Rechtecken umschlossen, um anzuzeigen, dass sie unvermeidliche parasitäre Ergebnisse der auf einem Substrat gebildeten Transistoren sind und nicht absichtlich in die Schaltung eingebaut wurden. Die erste Reihen-Entzerrspule 103 und der erste Reihen-Kondensator 301 bilden eine erste Induktionsspulen-Kondensator-(IC-)Schaltung und die zweite Reihen-Entzerrspule 106 und der zweite Reihen-Kondensator 302 bilden eine zweite IC-Schaltung. Die IC-Schaltungen am Eingang der Verstärkerstufe bilden ein konjugiertes Paar Pole in der komplexen Ebene, was bewirkt, dass eine Entzerrung oder Resonanzanhebung des Frequenzgangs vor dem Roll-Off erfolgt.
4 stellt eine Verstärkerstufe 400 mit Millerkapazitäts-Kompensationskondensatoren und parasitären Millerkapazitäten dar. Das positive Ende eines ersten Reihen-Millerkapazitäts-Kompensationskondensators 401 ist mit dem Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 gekoppelt und sein negatives Ende ist mit dem Gate-Anschluss des ersten Differenztransistors 102 gekoppelt. Das positive Ende eines zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensators 402 ist mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors gekoppelt und sein negatives Ende ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten Differenztransistors gekoppelt. Der erste Millerkapazitäts-Kompensationskondensator 112 kompensiert oder löscht den Effekt der parasitären ersten Millerkapazität 401 des ersten Differenztransistors 102 und der zweite Millerkapazitäts-Kompensationskondensator 113 kompensiert oder löscht den Effekt der parasitären zweiten Millerkapazität 402 des zweiten Differenztransistors 105.
Die erfindungsgemäßen Breitbanddatenverstärker sind Kleinsignalverstärker. Das Hauptziel der erfindungsgemäßen Breitbanddatenverstärker besteht darin, eine hohe Verstärkung zu haben, um so die Signalstärke vom Eingang zum Ausgang zu erhöhen. Die Breitbanddatenverstärker sind bevorzugt linear in ihrer Kleinsignaltransferfunktion und sind somit Linearverstärker. Jede Stufe in dem erfindungsgemäßen Mehrstufen-Breitbanddatenverstärker stellt einen Pol in der komplexen Ebene dar. Da ein erfindungsgemäßer Breitbanddatenverstärker ein Mehrstufen-Verstärker ist, wird die Bandbreite mit jeder nachfolgenden Stufe vom Eingang zum Ausgang kleiner und kleiner.
Daher ist es erwünscht, einen Datenverstärker zu erzeugen, der eine Bandbreite von z.B. ungefähr 10 Gigahertz und z.B. 6 Stufen aufweist, wie in 7 gezeigt. Mit den heutigen Herstellungsverfahren ist dies mit herkömmlichen Verstärkerstufen nicht möglich.
5 zeigt eine gängige stromgesteuerte CMOS-Logikbausteinschaltung 500, die in jeder Stufe des erfindungsgemäßen Mehrstufen-Verstärkers enthalten ist. Somit können die verschiedenen Kombinationen aus Reihen-Entzerrspulen, Parallel-Entzerrspulen und Millerkapazitäts-Kompensationskondensatoren der gängigen stromgesteuerten CMOS-Logikbausteinschaltung 500 hinzugefügt werden, die allen erfindungsgemäßen Verstärkerstufen gemeinsam ist.
6 zeigt eine Vorspannungserzeugungsschaltung 600, die zur Verwendung in den verschiedenen erfindungsgemäßen Verstärkerstufen geeignet ist. Eine Stromquelle 601 treibt einen Strom durch einen Stromspiegeltransistor 602. Der Gate- und der Drain-Anschluss des Stromspiegeltransistors 602 sind miteinander verbunden, so dass die Vorspannung BIAS 102 den Gate-Anschluss des Stromspiegeltransistors 602 vormagnetisiert, damit er den Strom von der Stromquelle 601 spiegeln kann. Wenn die Vorspannung BIAS 102 zu einer oder mehreren anderen Stufen des Mehrstufen-Verstärkers zirkuliert wird und wenn der Stromquellentransistor 101 in der Stufe, zu der die Vorspannung BIAS 102 geleitet wird, dieselbe Größe wie der Stromspiegeltransistor 602 hat, dann fließt derselbe Strom sowohl durch den Stromspiegeltransistor 602 als auch durch den Stromquellentransistor 101. Wenn der Stromquellentransistor 101 und der Stromspiegeltransistor 602 hinsichtlich ihren Transistor-Breiten-/Längenwerten nicht dieselbe Größe aufweisen, dann sind die durch die zwei Transistoren fließenden Ströme proportional zu ihrem Transistor-Breiten-/Längenverhältnis.
7 stellt einen erfindungsgemäßen Mehrstufen-Verstärker 700 mit Reihenentzerrung, Parallelentzerrung und Millerkapazitätskompensation in verschiedenen Kombinationen und an verschiedenen Stufen im Mehrstufen-Verstärker 700 dar. Der Mehrstufen-Verstärker 700 umfasst sechs Stufen 701, 702, 703, 704, 705 und 706, die alle die gängige stromgesteuerte CMOS-Logikbausteinschaltung 500 umfassen. Die erste Verstärkerstufe 701 umfasst eine erste und eine zweite Reihen-Entzerrspule 711 und 712, eine erste und eine zweite Parallel-Entzerrspule 713 und 714 sowie einen ersten und einen zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensator 715 und 716. Somit umfasst die erste Verstärkerstufe 701 eine Reihenentzerrung, Parallelentzerrung und Millerkapazitätskompensation sämtlich in derselben Stufe 701. Die zweite Verstärkerstufe 702 umfasst eine erste und eine zweite Reihen-Entzerrspule 721 und 722 sowie eine erste und eine zweite Parallel-Entzerrspule 723 und 724. Somit umfasst die zweite Verstärkerstufe 702 eine Reihenentzerrung und eine Parallelentzerrung in derselben Stufe 702. Die dritte Verstärkerstufe 703 umfasst eine erste und eine zweite Parallel-Entzerrspule 733 und 734 sowie einen ersten und einen zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensator 735 und 736. Somit umfasst die dritte Verstärkerstufe 703 eine Parallelentzerrung und eine Millerkapazitätskompensation in derselben Stufe 703. Die vierte Verstärkerstufe 704 umfasst eine erste und eine zweite Reihen-Entzerrspule 741 und 742 sowie einen ersten und einen zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensator 745 und 746. Somit umfasst die vierte Verstärkerstufe 704 eine Reihenentzerrung und eine Millerkapazitätskompensation in derselben Stufe 704. Die fünfte Verstärkerstufe 705 umfasst eine erste und eine zweite Parallel-Entzerrspule 753 und 754, weshalb die erste Verstärkerstufe 705 eine Parallelentzerrung ohne Reihenentzerrung oder Millerkapazitätskompensation aufweist. Die letzte Verstärkerstufe 706 weist weder eine Reihenentzerrung noch eine Parallelentzerrung oder Millerkapazitätskompensation auf.
Der in 7 gezeigte Mehrstufen-Verstärker 700 ist auf einer integrierten Signalschaltung ausgeführt. Daher wird der positive Signaleingang 750 über einen Eingangsblock 754 empfangen, der negative Signaleingang 751 über einen Eingangsblock 755 empfangen, der positive Signalausgang 752 über den Ausgangsblock 756 ausgetrieben und der positive Signalausgang 753 über den Ausgangsblock 757 ausgetrieben.
Die Parallelentzerrung erhöht die Bandbreite einer einzelnen Stufe und erhöht daher auch die Bandbreite des Mehrstufen-Verstärkers, in dem die einzelne Stufe vorhanden ist. Die Parallelentzerrung erzeugt eine Spitze in der Verstärkung des Verstärkers zum hohen Ende des Spektrums hin, wobei jedoch ein unvermeidlicher Roll-Off der Transferfunktion am hohen Ende des Spektrums vorhanden ist, und wobei es außerdem unerwünscht ist, die Spitze zu hoch auszuführen, da dies Verzerrungen verursacht.
Bei der Reihenentzerrung wird die Spitzenfrequenz f_REIHE für eine ideale Induktionsspule und einen idealen Kondensator durch die folgende Gleichung angegeben.
Abhängig von der Q der realen Induktionsspule und des realen Kondensators ist der Frequenzgang der Reihenentzerrstufe dem Parallelentzerrungs-Frequenzgang ähnlich.
Durch die Wahl der richtigen Reihen-Induktionsspule kann die Entzerrfrequenz der Reihenentzerrstufe so gewählt werden, dass sie direkt über der ROll-Off-Frequenz aller vorherigen Stufen einen Höchstwert erreicht. Wenn die Roll-Off-Frequenz der vorherigen Stufen z.B. 8 Gigahertz beträgt, dann wird die Entzerrfrequenz der nächsten Reihenentzerrstufe so gewählt, dass sie über 8 Gigahertz liegt, so dass der in der Reihenentzerrstufe endende Frequenzgang des Mehrstufen-Verstärkers ziemlich flach ist und so dass die Roll-Off-Frequenz des Mehrstufen-Verstärkers z.B. ungefähr 10 Gigahertz beträgt.
Zur Erhöhung der Entzerrfrequenz der Reihenentzerrstufe kann entweder die Induktivität der Induktionsspule oder alternativ die Kapazität des Kondensators reduziert werden. Wenn jedoch die Induktivität der Induktionsspule reduziert wird, wird das Entzerrungsniveau niedriger, wodurch die Fähigkeit, den Roll-Off der vorherigen Stufen effizient zu kompensieren, verringert wird. Durch Reduzieren der Kapazität des Kondensators jedoch werden die Reihenentzerrung der Verstärkung und auch die Frequenz der Reihenentzerrung erhöht.
Vom Gate-Anschluss zum Drain-Anschluss eines CMOS-Transistors ist eine parasitäre Millerkapazität vorhanden. Quergekoppelte Kondensatoren sind in der erfindungsgemäßen Schaltungsstufe enthalten, um die Millerkapazitäten zu kompensieren oder zu löschen.
Daher werden gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Reihenentzerrung, die Parallelentzerrung und die Millerkapazität kombiniert. Die erfindungsgemäße Kombination führt zu einem flachen Frequenzgang zu einer höheren Roll-Off-Frequenz als bei herkömmlichen Breitbanddatenverstärkern und es ist außerdem eine geringe Verzerrung der Phase vorhanden. Bei einem linearen System ist es erwünscht, bei allen Frequenzen dieselbe Verzögerung zu haben, um eine ordnungsgemäße Signalrückgewinnung zu erleichtern. Die Phase ist eine Funktion der Verzögerung und wird durch die folgende Gleichung angegeben. ϕ = 2πfΔt
Wenn daher jede Frequenzkomponente dieselbe Verzögerung im Verstärker erfährt, dann ist die Phase bei jeder Frequenz anders, wobei die Phase jedoch linear proportional zur Frequenz ist. Eine Verzerrung der Phase ergibt sich, wenn bei jeder Frequenz eine andere Verzögerung vorhanden ist, daher ist die Phase nicht linear auf die Frequenz bezogen.
Die vorliegende Erfindung ist auf jede beliebige Breitbandanwendung, wie etwa eine SONET-Anwendung, anwendbar.
Die 8 bis 12 stellen die Größe der Transferfunktion H über der Frequenz (mit anderen Worten dem Frequenzgang) von Mehrstufen-Verstärkern und einzelnen Stufen an verschiedenen Positionen dar. 8 beispielsweise ist eine beispielhafte graphische Darstellung der Größe der Transferfunktion über der Frequenz der in 7 gezeigten ersten zwei Stufen 701 und 702 von den Signaleingängen 750 und 751 zu den Zwischen-Signalknoten 760 und 761. 9 ist eine beispielhafte graphische Darstellung der Größe der Transferfunktion über der Frequenz der in 7 gezeigten Stufe 703 von den Zwischen-Signalknoten 760 und 761 zu den Zwischen-Signalknoten 770 und 771. 10 ist eine beispielhafte graphische Darstellung der Größe der Transferfunktion über der Frequenz der in 7 gezeigten ersten drei Verstärkerstufen 701, 702 und 703 von den Signaleingängen 750 und 751 zu den Zwischen-Signalknoten 770 und 771. 11 ist eine beispielhafte graphische Darstellung der Größe der Transferfunktion über der Frequenz der in 7 gezeigten vierten Verstärkerstufe 704 von den Zwischen-Signalknoten 770 und 771 zu den Zwischen-Signalknoten 780 und 781. 12 ist eine beispielhafte graphische Darstellung der Größe der Transferfunktion über der Frequenz der in 7 gezeigten ersten vier Verstärkerstufen 701, 702, 703 und 704 von den Signaleingängen 750 und 751 zu den Zwischen-Signalknoten 780 und 781. Die in den 8 bis 12 gezeigten graphischen Darstellungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu und kommen einer graphischen Darstellung der tatsächlichen Frequenzgänge nahe. In manchen Fällen kann die Parallelentzerrung in einer Stufe ihre Bandbreite nur ohne einen Entzerrungseffekt erweitern.
8 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 800 eines Mehrstufen-Verstärkers über eine bestimmte Anzahl an Stufen, die kleiner ist als die Gesamtzahl der Stufen des Mehrstufen-Verstärkers. Bei diesem Verstärker ist die Grenzfrequenz über die bestimmte Anzahl an Stufen kleiner als es bei dem Mehrstufen-Verstärker erforderlich ist, da sie ansonsten den Verstärker daran hindert, die erforderliche Gesamtbandbreite zu erreichen. Der Logarithmus der Größe der Ausgangssignalspannungsamplitude zum Eingangssignalspannungsamplitudenverhältnis ist auf der y-Achse über dem Logarithmus der Frequenz f des Eingangssignals auf der x-Achse dargestellt. Die Grenzfrequenz f₁ ist die Frequenz, bei der der Roll-Off (Abfall) beginnt, aufzutreten.
9 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 900 einer Verstärkerstufe, die Parallel-Entzerrspulen aufweist, welche eine Frequenzgangspitze erzeugen, die über der Grenzfrequenz der bestimmten Anzahl an Stufen liegt, für die in 8 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist. Der Logarithmus der Größe der Ausgangssignalspannungsamplitude zum Eingangssignalspannungsamplitudenverhältnis ist auf der y-Achse über dem Logarithmus der Frequenz f des Eingangssignals auf der x-Achse dargestellt. Die Grenzfrequenz f₁ des Mehrstufen-Verstärkers über eine bestimmte Anzahl an Verstärkerstufen, die kleiner ist als die Gesamtzahl der Stufen, ist zur Bezugnahme in 9 dargestellt. Die Verstärkerstufe, für die in 9 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 900 dargestellt ist, ist so ausgeführt, dass die Entzerrfrequenz f₂, die aus den Parallel-Entzerrspulen resultiert, höher ist als die Grenzfrequenz f₁, oder in anderen Fällen ist die Gesamtgrenzfrequenz infolge der Bandbreitenerweiterung aus der Parallelentzerrung nicht deutlich niedriger als f₁.
10 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 1000 eines Mehrstufen-Verstärkers, der die Verstärkerstufe mit Parallelentzerrung aufweist, für die in 9 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist und die nach der bestimmten Anzahl an Stufen kommt, für die in 8 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist. Die Parallelentzerrung auf der Frequenz f₂ bei der Verstärkerstufe, für die in 9 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist, kompensiert den Roll-Off im Frequenzgang zwischen den Frequenzen f₁ und f₂, der bei der in 8 gezeigten Frequenz f_' auftritt.
11 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 1100 einer Verstärkerstufe, die Reihen-Entzerrspulen aufweist, welche eine Frequenzgangspitze bei der Frequenz f₃ erzeugen, die über der Grenzfrequenz f₂ liegt, bei der der Roll-Off der Größe der Transferfunktion über der Frequenz des Mehrstufen-Verstärkers beginnt, für den in 10 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz gezeigt ist. Wenn die Stufe, für die in 11 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist, nach dem Mehrstufen-Verstärker angeordnet ist, für den in 10 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist, dann kompensiert die Entzerrung oder Resonanzanhebung, die bei der Frequenz f₃ auftritt, den Roll-Off im Frequenzgang, der bei dem in 10 gezeigten Mehrstufen-Verstärker bei der Frequenz f₂ auftritt, wie in 12 dargestellt.
12 zeigt die Größe der Transferfunktion über der Frequenz 1200 eines Mehrstufen-Verstärkers, der die Verstärkerstufe mit Reihenentzerrung aufweist, für den in 11 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist und die nach dem Mehrstufen-Verstärker kommt, für den in 10 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz dargestellt ist. Die Reihenentzerrung bei der Frequenz f₃ für die Verstärkerstufe, für die in 11 die Größe der Transferfunktion über der Frequenz gezeigt ist, kompensiert den Roll-Off im Frequenzgang zwischen den Frequenzen f₂ und f₃, der bei der in 10 gezeigten Frequenz f₂ auftritt.
In der ersten Stufe kann die Verbindungsdrahtinduktivität dazu verwendet werden, die Reihenentzerrungsinduktivität zu realisieren. Zur Erzielung eines flachen Frequenzgangs wird die Reihenentzerrstufe dazu verwendet, die Bandbreite zu erweiten, die aus den mehreren Parallelentzerrstufen resultiert. Die Reihenentzerrstufe kann effizient dazu verwendet werden, eine höhere Bandbreite zum Ende des Verstärkers hin zu erreichen. Da die früheren Stufen im Verstärker bevorzugt hauptsächlich damit befasst sind, eine hohe Verstärkung zu erzielen, sind sie nicht dazu ein der Lage, eine hohe Bandbreite zu erzeugen. Die Entzerrungsfrequenzen der Reihenentzerrstufen können leicht durch Ändern des Induktionsspulenwerts angepasst werden, um eine breite Bandbreite zu erhalten.
Die letzte Stufe weist bevorzugt ausschließlich eine Parallelentzerrung auf, möglicherweise mit einem 50Ohm-Ausgangswiderstand. Da die erste Stufe einen Verbindungsdraht mit einer inhärenten Induktivität aufweist, ist bei der ersten Stufe eine Reihenentzerrung fast notwendig. Da ein relativ bestimmtes Rauschniveau an allen Stufen in alle Signale eingebracht wird, ist es erwünscht, die Verstärkung so weit wie praktikabel in den frühren Stufen zu erhöhen, so dass der Rauschabstand überall im Verstärker so hoch wie möglich ist. Eine bestimmte Rauschstärke verschlechtert ein kleineres Signal proportional mehr als ein größeres Signal. Wenn das Signal in den Zwischenstufen kleiner ist, verschlechtert das Rauschen das kleinere Signal und das Rauschen wird zusammen mit dem Signal später im Verstärker verstärkt. Daher wird, dadurch dass sich der Großteil der Verstärkung in den frühen Stufen befindet, nur das in den frühen Stufen mit hoher Verstärkung verursachte Rauschen verstärkt, während das Rauschen, das durch die späteren Stufen mit niedrigerer Verstärkung absorbiert wird, nicht so sehr verstärkt wird.
Aus Gründen des Rauschens ist es erwünscht, eine hohe Verstärkung nahe dem Beginn des Verstärkers zu realisieren, insbesondere in der ersten Stufe des Verstärkers. Daher sind die Transistoren in der ersten Stufe im Vergleich zu den späteren Stufen ziemlich groß. Die Millerkapazitätskompensation wird in den Stufen mit höherer Verstärkung leichter erreicht als in den Stufen mit niedrigerer Verstärkung. Die Größe der zum Kompensieren oder Löschen einer gegebenen Millerkapazität C_gd erforderlichen Kapazität ist nachfolgend angegeben.
Wobei A die Verstärkung der Stufe ist. Somit ist beispielsweise, wenn A gleich 1 ist, kein Kondensator groß genug, um die Millerkapazität zu kompensieren. Bei einer sehr großen Verstärkung jedoch, ist der Kompensationskondensator nur inkremental größer als die Millerkapazität.
Die Millerkapazität beeinflusst den Ausgangspol, so dass es erwünscht ist, dass der Kondensator in einer Stufe vorhanden ist, in der die Verstärkung ziemlich hoch ist. Auf diese Weise kann die Millerkapazität effizient kompensiert oder gelöscht werden und in der Ausgangsstufe ist keine derart hohe Kapazität vorhanden. In der letzten Stufe wird die Parallelentzerrung verwendet, da das Signal begrenzt ist, so dass die Bandbreite nicht von so großer Bedeutung ist. Darüber hinaus ist es erwünscht, ein Ringing (Überschwingen) am Ausgang zu vermeiden. Bei der Parallelentzerrung ist es möglich, eine ziemlich lineare Phasencharakteristik zu erhalten, die Bandbreite kann jedoch dennoch erweitert werden. Die Treiberstufe verwendet ebenfalls viel Strom, da sie typischerweise eine relativ niedrige Impedanz treibt, so dass die Bandbreite im Allgemeinen kein großes Problem darstellt. Die letzte Stufe treibt typischerweise aus der integrierten Schaltung hinaus und in eine andere Einrichtung hinein.
Der Mehrstufen-Verstärker ist hauptsächlich aus Verstärkungszwecken mit mehreren Stufen ausgeführt, obgleich das Signal typischerweise auch etwas in der Stärke erhöht wird. Das in den Chip eintretende Signal kann beispielsweise eine Größenordnung von 10 Millivolt haben, obgleich es erwünscht ist, das Signal mit 500 Millivolt auszutreiben.
Bei der Reihenentzerrung wird das Signal am Gate-Anschluss des Transistors, der Stelle, die mit der Induktionsspule und dem parasitären Kondensator in Reihe angeordnet ist, entnommen. Darüber hinaus ist ein parasitärer Kondensator zwischen der positiven Energieversorgung und dem Ausgangssignal vorhanden, welcher als Parallel-Kondensator bezeichnet wird. Bei der Parallelentzerrung wird das Ausgangssignal der parallelen Kombination aus dem parasitären Parallel-Kondensator und dem Induktionsspulen-Widerstands-Ausgangspfad von der Energieversorgung zum Ausgangssignal entnommen.
Obgleich die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf ihre derzeit bevorzugten sowie auf alternative Ausführungsformen beschrieben worden ist, sind diese Ausführungsformen rein beispielhaft angegeben und stellen keine Einschränkung dar. Fachleuten auf dem Gebiet wird es durch diese Offenbarung ermöglicht, verschiede ne Modifikationen und Ergänzungen an den hierin beschriebenen Ausführungsformen durchzuführen, ohne vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Demgemäß werden diese verschiedenen Modifikationen und Ergänzungen als innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung liegend betrachtet, welcher durch die folgenden zugehörigen Ansprüche beschrieben ist.

Claims

Verstärkerstufe mit: – einer Stromquelle (101), – einem ersten Differenztransistor (102) mit einem Source-, einem Gate- und einem Drain-Anschluss, wobei der Source-Anschluss des ersten Differenztransistors (102) mit der Stromquelle (101) gekoppelt ist, – einem zweiten Differenztransistor (105) mit einem Source-, einem Gate- und einem Drain-Anschluss, wobei der Source-Anschluss des zweiten Differenztransistors (105) mit der Stromquelle (101) gekoppelt ist, – einer ersten Reihen-Entzerrspule (Peaking-Induktor) (103) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende der ersten Reihen-Entzerrspule (103) mit dem Gate-Anschluss des ersten Differenztransistors (102) gekoppelt ist, – einer zweiten Reihen-Entzerrspule (106) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende der zweiten Reihen-Entzerrspule (106) mit dem Gate-Anschluss des zweiten Differenztransistors (105) gekoppelt ist, – einem ersten Ausgangswiderstand (108) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende des ersten Ausgangswiderstands (108) mit dem Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors (102) gekoppelt ist, einem zweiten Ausgangswiderstand (109) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende des zweiten Ausgangswiderstands (109) mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors (105) gekoppelt ist, einer ersten Parallel-Entzerrspule (110) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende der ersten Parallel-Entzerrspule (110) mit dem positiven Ende des ersten Ausgangswiderstands (108) gekoppelt ist, – einer zweiten Parallel-Entzerrspule (111) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das negative Ende der zweiten Parallel-Entzerrspule (111) mit dem positiven Ende des zweiten Ausgangswiderstands (109) gekoppelt ist, – einem ersten Millerkapazitäts-Kompensationskondensator (112) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das positive Ende des ersten Millerkapazitäts-Kompensationskondensators (112) mit dem Drain-Anschluss des zweiten Differenztransistors (105) gekoppelt ist und das negative Ende des ersten Millerkapazitäts-Kompensationskondensators (112) mit dem Gate-Anschluss des ersten Differenztransistors (102) verbunden ist, und – einem zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensator (113) mit einem positiven und einem negativen Ende, wobei das positive Ende des zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensators (113) mit dem Drain-Anschluss des ersten Differenztransistors (102) gekoppelt ist und das negative Ende des zweiten Millerkapazitäts-Kompensationskondensators (113) mit dem Gate-Anschluss des zweiten Differenztransistors (105) verbunden ist.
Verstärkerstufe nach Anspruch 1, – wobei die Stromquelle (101) einen Stromquellentransistor (101) mit einem Gate-, einem Source- und einem Drain-Anschluss umfasst, – wobei der Gate-Anschluss des Stromquellentransistors (101) mit einer Vorspannung gekoppelt ist.
Verstärkerstufe nach Anspruch 2, wobei der erste (102) und der zweite (105) Differenztransistor und der Stromquellentransistor (101) NMOS-Transistoren umfassen.
Verstärkerstufe nach Anspruch 2, wobei der erste (102) und der zweite (105) Differenztransistor und der Stromquellentransistor (101) PMOS-Transistoren umfassen.
Verstärkerstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der erste (108) und der zweite (109) Ausgangswiderstand denselben Widerstandswert (R) aufweisen.
Verstärkerstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die erste (110) und die zweite (111) Parallel-Entzerrspule dieselbe Induktivität (L_PARALLEL) aufweisen.