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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
vorliegenden Erfindung betrifft Touchfeldsysteme und insbesondere
Touchschalter (d. h. Schalter, die betätigt werden, indem beispielsweise ein
Touchpad oder dessen Umkreis mit einem Finger berührt wird)
und zugehörige
Kontrollschaltkreise zur Verwendung als Ersatz für mechanische Schalter.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Mechanische
Schalter werden seit langem zur Kontrolle von Geräten aller
Art einschließlich
von Haushaltsgeräten,
Werkzeugmaschinen und anderer häuslicher
und industrieller Ausrüstung
verwendet. Mechanische Schalter werden normalerweise auf ein Substrat
montiert und erfordern eine Art von Durchdringung durch das Substrat.
Diese Durchdringungen sowie Durchdringungen im Schalter selbst können es
zulassen, dass Schmutz, Wasser und andere Verunreinigungen durch
das Substrat dringen oder sich im Schalter sammeln, was zu elektrischen
Kurzschlüssen
und anderen Fehlfunktionen führt.
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Touchschalter
werden oft verwendet, um konventionelle mechanische Schalter zu
ersetzen. Anders als mechanische Schalter enthalten Touchschalter
keine beweglichen Teile, die zerbrechen oder verschleißen können. Weiterhin
können
Touchschalter auf eine durchgängige
Substrattafel, d. h. ein Schalterfeld, montiert oder gebildet werden,
ohne dass Öffnungen
im Substrat erforderlich sind. Die Verwendung von Touchschaltern
anstelle von mechanischen Schaltern kann daher vorteilhaft sein, insbesondere
in Umgebungen, in denen wahrscheinlich Verunreinigungen vorhanden
sind. Touchschalterfelder sind außerdem einfacher zu reinigen
als typische Felder mit mechanischen Schaltern, weil sie ohne Öffnungen
im Substrat hergestellt werden können,
die das Eindringen von Verschmutzungen zulassen würden.
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Bekannte
Touchschalter umfassen normalerweise ein Touchpad mit einer oder
mehr Elektroden. Die Touchpads kommunizieren mit Kontroll- oder Schnittstellen-Schaltkreisen,
die oft kompliziert und entfernt von den Touchpads sind. Ein Signal
wird gewöhnlich
an eine oder mehr der Elektroden, die das Touchpad umfasst, gelegt,
das ein elektrisches Feld im Umkreis der betroffenen Elektroden
erzeugt. Die Kontroll-/Schnittstellen-Schaltkreise erfassen Störungen in
den elektrischen Feldern und bewirken, dass eine Reaktion zur Verwendung
durch eine kontrollierte Vorrichtung erzeugt wird.
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Obwohl
Touchschalter viele Probleme lösen, die
mit mechanischen Schaltern assoziiert sind, sind bekannte Touchschalter-Konstruktionen
nicht perfekt. Beispielsweise können
viele bekannte Touchschalter falsch funktionieren, wenn Verunreinigungen wie
Wasser oder andere Flüssigkeiten
auf dem Substrat vorhanden sind. Die Verunreinigung kann als ein Leiter
für die
elektrischen Felder, die um die Touchpads erzeugt werden, wirken
und nicht beabsichtigte Schaltbetätigungen verursachen. Dies
stellt ein Problem in Bereichen dar, in denen derartige Verunreinigungen
häufig
vorkommen, wie in einer Küche
oder einigen Werksumgebungen.
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Existierende
Touchschalter-Konstruktionen können
auch unter Problemen leiden, die mit Übersprechen assoziiert sind,
d. h. Interferenzen zwischen den elektrischen Feldern um aneinander
angrenzende Touchpads. Übersprechen
kann bewirken, dass der falsche Touchschalter aktiviert wird, oder
kann bewirken, dass zwei Schalter gleichzeitig durch eine Berührung in
der Nähe
eines einzelnen Touchpads aktiviert werden.
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Viele
existierende Touchschalter-Konstruktionen sind auch anfällig gegenüber unbeabsichtigte Aktivierungen
aufgrund von elektrischem Rauschen oder anderen Interferenzen, die
ein Touchpad selbst oder die Leitungen, die von dem Touchpad zu
seinem assoziierten Kontrollschaltkreis führen, beeinträchtigen.
Dieses Problem kann verstärkt
in Anwendungen vorkommen, in denen das Touchpad eine relativ große Distanz
von den kontrollierten Schaltkreisen entfernt ist, wie es häufig bei
konventionellen Touchschalter-Konstruktionen der Fall ist.
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Existierende
Touchschalter-Konstruktionen erfordern gewöhnlich komplizierte Kontrollschaltkreise,
um mit den Vorrichtungen zusammenzuwirken, die sie kontrollieren.
Es ist wahrscheinlich, dass diese Kontrollschaltkreise eine große Zahl
von diskreten Bauteilen umfassen, die beträchtlichen Raum auf einer Leiterplatte
belegen. Aufgrund ihrer physikalischen Größe sind die Kontrollschaltkreise
gewöhnlich
in einer beträchtlichen
Entfernung von den Touchpads selbst angeordnet. Die physikalische Größe der Kontroll-/Schnittstellen-Schaltkreise
und ihre Entfernung von den Touchpads kann viele der oben diskutierten
Probleme wie Übersprechen
und Anfälligkeit
gegenüber
elektrischem Rauschen und Interferenzen verstärken. Die Größe und Entfernung verkomplizieren
außerdem
die gesamte Konstruktion, was in erhöhten Produktionskosten und
mehr Komplexität
resultiert.
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Einige
bestehende Touchschalter-Konstruktionen erfordern eine separate
Masseleitung von dem Touchpad zum Schnittstellen-/Kontrollschaltkreis
oder zur kontrollierten Vorrichtung. Bestimmte Geräte, die
konventionelle mechanische Schalter verwenden, erfordern derartige
Massekabel nicht und nehmen diese unter Umständen nicht problemlos auf.
Die Anpassung derartiger Geräte
für Verwendung
mit derartigen Touchschaltern kann es erforderlich machen, spezielle
Masseverbindungsvorkehrungen vorzusehen, wodurch Konstruktion- und
Produktionsdauern, Komplexität
und Kosten erhöht
werden. Dieses Erfordernis von Masseleitungen kann das einfache,
direkte Ersetzen von konventionellen mechanischen Schalterfeldern
durch Touchschalterfelder unmöglich
machen.
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Kürzliche
Verbesserungen in der Konstruktion von Touchschaltern enthalten
Techniken, die die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des Touchschalters
selbst senken, wodurch er in hohem Maße immun gegenüber falschen
Aktivierungen durch Verunreinigungen und externe Störquellen
wird.
US-Patent Nr. 5594222 beschreibt
eine Touchschalter-Konstruktion mit niedriger Impedanz, die bei
Vorhandensein von Verunreinigungen und elektrischem Rauschen weniger
anfällig
für Fehlfunktionen
als viele frühere
Konstruktionen ist. Obwohl dieses Konzept viele Vorteile gegenüber dem
Stand der Technik bietet, sind einige Attribute vorhanden, die seine
Anwendung beschränken
können.
Beispielsweise kann der resultierende Schalter empfindlich gegenüber Temperaturschwankungen
sein. Solange die Temperaturschwankungen am Ausgang klein relativ
zu zulässigen
Signaländerungen
sind und klein relativ zu Signalvariationen sind, die durch Transistorvariationen induziert
werden, wird ein einzelner Transistor oder eine andere Verstärkungsvorrichtung
zufrieden stellend sein. Diese Technik kann jedoch die Verwendung
von zusätzlichen
Schaltkreisen zur Anbindung an die kontrollierte Vorrichtung erfordern,
wodurch die Kosten und Komplexität
der gesamten Touchschalter-Konstruktion erhöht werden. In Anwendungen,
in denen nur ein geringer dynamischer Bereich für Ausgleichung besteht und
in denen Temperaturänderungen
relativ zu zulässigen
Signaländerungen
beträchtlich
sind, ist ein anderes Konzept unter Umständen besser imstande, die Auswirkungen
der Temperatur zu eliminieren oder zu reduzieren.
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Obwohl
das Niederimpedanz-Konzept dieser Technik zwischen Verunreinigungen
mit gewissen finiten Impedanzbeträgen und einer menschlichen
Berührung
mit gewissen finiten Impedanzbeträgen unterscheiden kann, ist
diese Technik außerdem
unter Umständen
nicht ausreichend, um zwischen extrem niedrigen Impedanzpegeln zu
unterscheiden. Eine derartige Situation könnte bestehen, wenn ein gesamter
Touchschalter (d. h. sowohl die innere als auch die äußere Elektrode)
von einer großen
Menge Verunreinigung bedeckt ist. Eine ähnliche Situation mit im Wesentlichen
einer Impedanz von null könnte bestehen,
wenn ein leitendes Material wie eine Metallwanne einen Touchschalter
vollständig
bedeckt.
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Die
US-Patenanmeldung mit der laufenden Nr.
08/986927 , jetzt
US-Patent
Nr. 6310611 , das demselben Rechtsnachfolger der vorliegenden
Anmeldung zugeteilt ist, offenbart eine Touchschaltervorrichtung
mit einem Differenzial-Messschaltkreis, der viele der Probleme hinsichtlich
von Gleichtaktstörungen,
die Touchschalter beeinträchtigen,
behandelt. Beispielsweise kann ein Touchschalter mit einem Zwei-Elektroden-Touchpad
konfiguriert werden, um ein elektrisches Feld um jede Elektrode
zu erzeugen. Eine Gleichtaktstörung
wie eine Verunreinigung, die beide Elektroden im Wesentlichen abdeckt,
wird das elektrische Feld um jede der Elektroden wahrscheinlich
im Wesentlichen in gleichem Maße
beeinflussen. Jede Elektrode liefert ein Signal, das proportional
zur Störung
ist, an den Differenzial-Messschaltkreis.
Da die Signale von den Elektroden als im Wesentlichen gleich angesehen
werden, erfasst der Differenzial-Messschaltkreis keine Differenz
und reagiert nicht auf die Gleichtaktstörung. Wenn andererseits nur
das Feld um eine der Elektroden gestört wird, wird das von dieser
Elektrode an den Differenzial-Messschaltkreis gelieferte Signal
im Wesentlichen von dem, das von der anderen, nicht betroffenen
Elektrode geliefert wird, verschieden sein. Der Differenzialschaltkreis
kann durch Bereitstellung eines Ausgangs, der eine Schalteraktivierung
verursacht, reagieren.
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Obwohl
das Konzept des Differenzial-Messschaltkreises viele nach dem Stand
der Technik bekannte Probleme anspricht, ist es relativ komplex
und kann kostspielig in der Konstruktion und Herstellung sein. Ein
Differenzial-Messschaltkreis umfasst normalerweise viel mehr Teile
als ein konventionellerer Kontrollschaltkreis. Die zusätzlichen
Teile werden wahrscheinlich mehr Raum auf einem Touchschalterfeld
einnehmen. Als solcher wird der Kontrollschaltkreis wahrscheinlich
noch weiter von dem Touchpad entfernt sein, als es bei einer Nicht-Differenzial-Schaltkreiskonstruktion
wäre, wodurch
lange Leitungen zwischen dem Touchpad und seinem Kontrollschaltkreis
erforderlich sind. Dadurch können Probleme
hinsichtlich von elektrischen Interferenzen tatsächlich noch verstärkt werden.
Weiterhin wird beim Bilden eines Differenzial-Messschaltkreises
die gegenseitige Anpassung der Komponenten wichtig. Richtige Anpassung
der Komponenten stellt eine zusätzliche
Belastung bei der Fertigung dar und wird wahrscheinlich höhere Kosten
verursachen.
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Obwohl
die vorstehenden Verbesserungen unbeabsichtigte Schalteraktivierungen
aufgrund von Übersprechen
zwischen Schaltern und die Auswirkungen von elektrischen Interferenzen
auf ihre Kontrollschaltkreise reduzieren können, beseitigen sie diese
Probleme nicht vollständig.
Außerdem
berücksichtigen
sie weder das Erfordernis nach separaten Masseschaltkreisen in bestimmten
Touchschalter-Anwendungen
noch lösen
sie die damit in Beziehung stehenden Probleme. Ein anderes Beispiel
eines Touchschalters wird in
WO-A-9826506 offenbart, wobei
ein Differenzialschaltkreis fungiert, um einen Ausgang proportional
zu einer Differenz, falls vorhanden, zwischen den Stimuli zu erzeugen,
die auf erste und zweite Elektroden ausgeübt werden. In dieser Schrift
wird kein Entscheidungsschaltkreis offenbart.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, eine zuverlässige Touchschaltervorrichtung
bereitzustellen, die im Wesentlichen durch das Vorhandensein von Verunreinigungen,
elektrischen Interferenzen und anderen Störungen in der Nähe des Touchschalters und
seiner assoziierten Kontrollschaltkreise nicht beeinträchtigt wird,
um eine unbeabsichtigte Schalteraktivierung zu verhindern, wenn
der Touchschalter durch derartige Störungen beeinträchtigt wird.
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Außerdem ist
es eine Aufgabe der Erfindung, die Schnittstellen-Anforderungen
zwischen Touchschaltern und den vielen verschiedenen Anwendungen,
in denen sie verwendet werden können,
zu vereinfachen, so dass Touchschalterfelder auf einfache Weise
als direkte Einsteck-Ersetzungen für Felder mit mechanischen Schaltern
dienen können.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Touchschaltervorrichtung bereit,
die ein Touchpad und einen in der Nähe des Touchpads angeordneten
Kontrollschaltkreis umfasst. Das Touchpad und der Kontrollschaltkreis
können
auf einem dielektrischen Substrat montiert werden. Der Kontrollschaltkreis
ist im Vergleich zur gesamten Größe der Vorrichtung
klein. In einer bevorzugten Ausführungsform
ist der Kontrollschaltkreis im Wesentlichen auf einen oder mehr integrierte
Schaltkreise reduziert. Die physikalische Kompaktheit des Kontrollschaltkreises
in der Ausführungsform
mit integriertem Schaltkreis reduziert die Anfählligkeit des Touchschalters
gegenüber
Gleichtaktinterferenzen sowie gegenüber Übersprechen und Interferenzen
zwischen angrenzend angeordneten Touchschaltern. Das Konzept mit
integriertem Schaltkreis gestattet außerdem eine bessere Anpassung
und Übereinstimmung
der Komponenten des Kontrollschaltkreises.
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Der
Touchschalter der vorliegenden Erfindung kann in einer Reihe von
bevorzugten Ausführungsformen
konfiguriert werden. In einigen Ausführungsformen kann der Touchschalter
einen konventionellen mechanischen Schalter in Dauerkontaktausführung emulieren.
In anderen Ausführungsformen kann
der Touchschalter einen mechanischen Schalter in Wischkontaktausführung emulieren.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
hat das Touchpad eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode
nahe an der ersten Elektrode. Mindestens eine der Elektroden ist
elektrisch mit dem lokalen Kontrollschaltkreis verbunden. Die erste
und zweite Elektrode und der lokale Kontrollschaltkreis sind normalerweise
auf derselben Oberfläche
eines Substrats angeordnet, gegenüber der Seite des Substrats, die
als Berührungsfläche zu verwenden
ist Sie müssen
jedoch nicht koplanar sein und können
an gegenüberliegenden
Seiten des Substrats angeordnet sein.
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In
einer alternativen Ausführungsform
hat das Touchpad eine einzelne Elektrode, die elektrisch mit dem
lokalen Kontrollschaltkreis verbunden ist. In anderen alternativen
Ausführungsformen
kann das Touchpad mehr als zwei Elektroden haben.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
enthält
der Kontrollschaltkreis Mittel zum Erzeugen eines Signals und zur
Bereitstellung dieses für
das Touchpad, um ein elektrisches Feld um eine oder mehr der Elektroden,
die das Touchpad umfasst, zu erzeugen. Alternativ kann ein derartiges
Signal woanders erzeugt und für
eine oder mehr der Elektroden bereitgestellt werden, um dieses eine
oder mehr elektrische Felder zu erzeugen. Der Kontrollschaltkreis
erfasst Störungen
des elektrischen Felds als Reaktion auf darauf ausgeübte Stimuli,
wie wenn der Benutzer mit seiner Fingerspitze das an den Touchschalter
angrenzende Substrat berührt
oder seine Fingerspitze daran nähert.
Der Kontrollschaltkreis reagiert selektiv auf derartige Feldstörungen durch
Erzeugen eines Kontrollsignals zur Verwendung durch eine kontrollierte
Vorrichtung wie ein Haushaltsgerät oder
eine industrielle Maschine.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
erfasst der Kontrollschaltkreis Differenzen im elektrischen Potenzial
zwischen den ersten und zweiten Elektroden als Reaktion auf die
Einführung
eines Stimulus nahe der ersten Elektrode, der zweiten Elektrode
oder beider und reagiert darauf. Ein derartiger Differenz-Messschaltkreis ermöglicht die
Zurückweisung
von Gleichtaktsignalen (d. h. Signale, die dahin tendieren, beide
Elektroden ungefähr
gleich zu beeinflussen) wie Temperatur, elektrisches Rauschen, Schwankungen
der Stromversorgung und andere Eingänge. Der Differenz-Messschaltkreis
ermöglicht außerdem die
Zurückweisung
von Gleichtaktsignalen, die aus der Anwendung von Verunreinigungen des
Substrats angrenzend an den Touchschalter resultieren.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
wird ein Signal an eine erste Elektrode und an eine zweite Elektrode
angelegt. Ein elektrisches Potenzial wird an jeder Elektrode entwickelt
und infolgedessen wird an jeder der Elektroden ein elektrisches
Feld erzeugt. Zwei aneinander angepasste Transistoren sind in einem
Differenz-Messschaltkreis angeordnet, wobei der erste Transistor
mit der ersten Elektrode verbunden ist und der zweite Transistor
mit der zweiten Elektrode verbunden ist. Der Ausgang jedes Transistors
ist mit einem Spitzendetektions-Schaltkreis verbunden, und der Ausgang
jedes Spitzendetektions-Schaltkreises wird einem Entscheidungsschaltkreis
zugeführt.
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Der
Ausgang jedes Transistors wird geändert, wenn das elektrische
Feld um seine korrespondierende Elektrode geändert wird, wie wenn die Elektrode
von einem Benutzer berührt
wird oder ein Benutzer sich ihrer nähert. Der Spitzendetektions-Schaltkreis
reagiert auf Änderungen
in den Ausgängen
der Transistoren und liefert Signale, die mit den Spitzenpotenzialen
von den Transistoren korrespondieren, an den Entscheidungsschaltkreis.
Der Entscheidungsschaltkreis verwendet die Spitzenpotenziale in
einer vorbestimmten Weise zur Bereitstellung eines Ausgangs zur
Nutzung durch andere Bereiche des Kontrollschaltkreises.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die inneren und äußeren Elektroden
betriebsfähig
mit den Eingängen
des Entscheidungsschaltkreises derart assoziiert, dass der Entscheidungsschaltkreis
einen hochpegeligen Ausgang bereitstellt, wenn eine Störung eines
elektrischen Felds um eine erste Elektrode größer ist als der Grad der Störung eines
elektrischen Felds um eine zweite Elektrode. Umgekehrt stellt der
Entscheidungsschaltkreis einen niedrigpegeligen Ausgang bereit,
wenn eine Störung
des elektrischen Felds um die zweite Elektrode größer ist
als der Grad der Störung
eines elektrischen Felds um die erste Elektrode. Wenn die Felder
um beide Elektroden mehr oder weniger gleich gestört werden,
stellt der Entscheidungsschaltkreis einen niedrigpegeligen Ausgang
bereit.
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Die
erste Bedingung kann beispielsweise erzeugt werden, wenn eine Fingerspitze
die erste Elektrode im Wesentlichen bedeckt, aber nicht die zweite Elektrode.
Die zweite Bedingung kann beispielsweise erzeugt werden, wenn eine
Fingerspitze oder Verunreinigung die zweite Elektrode im Wesentlichen bedeckt,
aber nicht die erste Elektrode. Die dritte Bedingung kann erzeugt
werden, wenn beispielsweise eine Verunreinigung oder ein Gegenstand
wie eine Metallwanne sowohl die erste als auch die zweite Elektrode
bedeckt.
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Der
Ausgang des Entscheidungsschaltkreises wird für andere Schaltkreiskomponenten
wie ein elektrisches Latch bereitgestellt, das selektiv bewirkt, dass
ein Kontrollsignal von dem Kontrollschaltkreis in Abhängigkeit
von dem Ausgangszustand des Entscheidungsschaltkreises ausgegeben
wird. In einer bevorzugten Ausführungsform
bewirkt ein hochpegeliger Ausgang vom Entscheidungsschaltkreis schließlich die
Ausgabe eines Kontrollsignals von dem Kontrollschaltkreis, während kein
Kontrollsignal als Reaktion auf einen niedrigpegeligen Ausgang ausgegeben
wird. In einer alternativen Ausführungsform
bewirkt ein niedrigpegeliger Ausgang von dem Entscheidungsschaltkreis,
dass ein Kontrollsignal von dem Kontrollschaltkreis ausgegeben wird,
während
kein Kontrollsignal als Reaktion auf einen hochpegeligen Ausgang
ausgegeben wird.
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Die
Touchschaltervorrichtung der vorliegenden Erfindung kann verwendet
werden, um fast jede Funktion auszuführen, die von einem mechanischen Schalter
ausgeführt
werden kann, wie Ein- oder Ausschalten einer Vorrichtung, Anpassen
der Temperatur oder Einstellen einer Uhr oder eines Timers. Sie kann
anstelle von existierenden Touchschaltern verwendet werden und damit
assoziierte Probleme lösen.
Sie kann außerdem
als direkter Ersatz für
mechanische Schalter in Membranausführung verwendet werden. Die
Touchschaltervorrichtung der vorliegenden Erfindung ist gut geeignet
zur Verwendung in Umgebungen, in denen extreme Temperaturschwankungen
vorkommen, in denen beträchtliche
Mengen von Verunreinigungen vorhanden sein können oder in denen Metallgegenstände auf
oder über
das Touchpad angeordnet werden können.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
verschiedenen Merkmale, Vorteile und anderen Verwendungen der vorliegenden
Erfindung werden besser ersichtlich durch Bezugnahme auf die folgende
ausführliche
Beschreibung und die Zeichnungen, von denen:
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1 eine
perspektivische Zeichnung einer bevorzugten Ausführungsform eines Touchschalters der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 eine
Querschnittsansicht eines Zwei-Elektroden-Touchpads und integrierten
Schaltkreischips der vorliegenden Erfindung zeigt;
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3 eine
Planansicht einer Ausführungsform
einer Touchschaltervorrichtung der vorliegenden Erfindung zeigt;
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4 eine
elektrische schematische Repräsentation
eines Touchschalter-Kontrollschaltkreises zeigt, der für einen
bevorzugten Operationsmodus konfiguriert ist;
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5 eine
elektrische schematische Repräsentation
eines Touchschalter-Kontrollschaltkreises zeigt, der für einen
alternativen bevorzugten Operationsmodus konfiguriert ist;
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6 eine
elektrische schematische Repräsentation
eines Touchschalter-Kontrollschaltkreises zeigt, der für einen
anderen alternativen bevorzugten Operationsmodus konfiguriert ist;
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7 eine
elektrische schematische Repräsentation
eines Touchschalter-Kontrollschaltkreises zeigt, der für einen
wieder anderen alternativen bevorzugten Operationsmodus konfiguriert
ist;
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8 eine
Querschnittsansicht einer alternativen Ausführungsform eines Touchpads
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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9 eine
Querschnittsansicht einer anderen alternativen Ausführungsform
eines Touchpads der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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10 eine
diagrammatische Repräsentation
einer Ausführungsform
eines Touchschalterfelds zeigt, das eine Vielzahl von Touchschaltern
in Matrixanordnung zeigt.
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Ähnliche
Bezugsnummern in den verschiedenen Figuren beziehen sich auf ähnliche
Elemente.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
Erfindung betrifft eine Touchschaltervorrichtung, die ein Touchpad
mit einer oder mehr Elektroden und einem Kontrollschaltkreis umfasst.
Viele der Zeichnungsfiguren, die den Kontrollschaltkreis darstellen,
zeigen den Schaltkreis im Verhältnis
zum Touchpad zur Verdeutlichung groß. In typischen Anwendungen
kann der Kontrollschaltkreis jedoch im Vergleich zum Touchpad klein
sein und hat vorzugsweise die Form von einem oder mehr integrierten Schaltkreischips.
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1 zeigt
eine perspektivische Repräsentation
einer bevorzugten Ausführungsform
einer Touchschaltervorrichtung 20 der vorliegenden Erfindung.
Die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst ein Touchpad 22,
einen Kontrollschaltkreis 24, der einen integrierten Schaltkreis-(IC)-Chip 26 mit
acht Ausgangsanschlüssen
PIN1–PIN8
umfasst, und erste und zweite Widerstände R1 und R2. In der dargestellten
Ausführungsform
umfasst das Touchpad 22 eine erste Elektrode E1 und eine
zweite Elektrode E2, obwohl das Touchpad auch mehr oder weniger
als zwei Elektroden umfassen kann. Obwohl der Kontrollschaltkreis 24 unter
Verwendung von diskreten elektronischen Komponenten hergestellt
werden könnte, ist
es vorzuziehen, den Kontrollschaltkreis 24 in einem einzelnen
integrierten Schaltkreischip wie IC-Chip 26 auszuführen.
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Der
Kontrollschaltkreis 24 ist über die Anschlüsse PIN1–PIN8 des
IC-Chips 26 elektrisch mit ersten und zweiten Widerständen R1
und R2, ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 und einer Eingangsleitung 30,
die zur Zuführung
eines Kontroll- und/oder Energiesignals von einer entfernten Vorrichtung
(nicht dargestellt) konfiguriert ist, verbunden und kommuniziert
damit. Der Kontrollschaltkreis 24 kommuniziert außerdem mit
einer entfernten Vorrichtung (nicht dargestellt) unter Verwendung
einer ersten Ausgangsleitung 32. In einigen Ausführungsformen
wird außerdem
eine zweite Ausgangsleitung 34 für Kommunikation mit der entfernten
Vorrichtung (nicht dargestellt) verwendet.
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2 zeigt
eine partielle Querschnittsansicht eines typischen Touchschalters 20 der
vorliegenden Erfindung, in dem die Komponenten, die die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst,
auf einem dielektrischen Substrat 35 montiert sind, das
eine vordere Oberfläche 36 und
eine gegenüberliegende
hintere Oberfläche 37 hat.
In der dargestellten Ausführungsform
sind erste und zweite Elektroden E1 und E2 auf der hinteren Oberfläche 37 des
Substrats 35 montiert. Der IC-Chip 26 ist auch
auf der hinteren Oberfläche 37 des
Substrats 35 nahe an den ersten und zweiten Elektroden
E1 und E2 montiert. Wie sowohl aus 1 als auch
aus 2 ersichtlich, wird in der bevorzugten Ausführungsform
in Betracht gezogen, dass der IC-Chip 26, der den Kontrollschaltkreis 24 umfasst,
in großer
Nähe zum
Touchpad 22 montiert ist.
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Das
Substrat 35 besteht normalerweise aus einem relativ starren
dielektrischen Material wie Glas, Kunststoff, Keramik oder einem
anderen geeigneten dielektrischen Material. Das Substrat 35 kann
jedoch auch aus einem anderen geeigneten dielektrischen Material
bestehen, einschließlich
von flexiblen Materialien. Consolidated Graphics No. HS-500, Type 561,
Level 2, ein 0,005 Zoll dickes Polyestermaterial, ist ein Beispiel
eines geeigneten flexiblen Substrats. In Ausführungsformen, in denen die
Komponenten der Touchschaltervorrichtung auf ein flexibles Substrat
montiert werden, wird der flexible Träger häufig auf einen anderen, im
Allgemeinen starreres Substrat aufgebracht.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist das Substrat 35 aus Glas mit einer gleichförmigen Dicke
von etwa 3 mm hergestellt. In anderen Ausführungsformen kann die Dicke
des Substrats 35 variieren, abhängig von der Art des verwendeten
Materials, seinen mechanischen und elektrischen Eigenschaften und
der physikalischen Festigkeit und elektrischen Empfindlichkeit,
die für
eine bestimmte Anwendung erforderlich sind. Die maximale funktionale Dicke
von Glas- und Kunststoff-Substraten liegt in der Größenordnung
von mehreren Zoll. In den meisten Anwendungen reichen Glas-Substrate
in der Dicke von etwa 1,1 bis etwa 5 mm, während Kunststoff-Substrate
noch dünner
sein können.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform,
wie in 1 und 2 dargestellt, umgibt die zweite Elektrode
E2 im Wesentlichen die erste Elektrode E1. Ein Freiraum 28 befindet
sich zwischen der ersten Elektrode E1 und der zweiten Elektrode
E2. Die erste Elektrode E1 kann so dimensioniert sein, dass sie von
der Fingerspitze eines Benutzen oder einem anderen menschlichen
Anhangsgebilde „bedeckt" wird, wenn der Benutzer
den korrespondierenden Abschnitt der vorderen Oberfläche 36 des
Substrats 35 berührt.
In einer bevorzugten Ausführungsform
ist die erste Elektrode E1 quadratisch und die zweite Elektrode
E2 ist in einem quadratischen Muster um und entsprechend der Form
der ersten Elektrode E1 angeordnet.
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Obwohl
die in 1 und 2 dargestellte Touchpad-Geometrie
eine bevorzugte Anordnung der ersten und zweiten Elektroden E1 und
E2 repräsentiert,
sollte es anerkannt werden, dass die Anordnung der Elektroden in
einem großen
Ausmaß zur Anpassung
an eine große
Vielzahl von Anwendungen variiert werden kann. Beispielsweise können die Größe, Form
und Anordnung der Elektroden zur Anpassung an die Größe des Anhangsgebildes
oder anderen Stimulus, das zum Aktivieren des Touchschalters 20 vorgesehen
ist, variiert werden. Beispielsweise kann eine bestimmte Anwendung
erfordern, dass eine Hand anstelle eines Fingers den Stimulus zur Aktivierung
des Touchschalters 20 bereitstellt. In einer derartigen
Anwendung würden
die ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 viel größer und
weiter voneinander entfernt angeordnet sein.
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Die
erste Elektrode E1 kann jede Zahl von verschiedenen geometrischen
Formen annehmen einschließlich
von, aber nicht darauf begrenzt, Rechtecken, Trapezoiden, Kreisen,
Ellipsen, Dreiecken, Sechsecken und Achtecken. Unabhängig von
der Form der ersten Elektrode E1 kann die zweite Elektrode E2 so
konfiguriert werden, dass sie die erste Elektrode E1 zumindest teilweise
in einer davon entfernten Beziehung umgibt. Es ist jedoch nicht
erforderlich, dass die zweite Elektrode E1 die erste Elektrode auch
nur teilweise umgibt, um die Vorteile der Erfindung zu realisieren.
Beispielsweise können
die ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 aneinander angrenzend
sein, wie in 3 dargestellt. In alternativen
Ausführungsformen
kann die zweite Elektrode E2 weggelassen werden.
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Weiterhin
muss die Elektrodenkonfiguration nicht koplanar sein, sondern kann
dreidimensional sein, um eine Kugel, einem Kubus oder einer anderen
geometrischen Form zu entsprechen. Diese Designflexibilität gestattet
es, dass die Erfindung in einer großen Vielfalt von Anwendungen
eingesetzt wird, wobei die Substrate unterschiedliche Formen und
Zusammensetzungen aufweisen können.
In einigen Anwendungen ist es unter Umständen nicht erforderlich, das
Substrat 35 zu berühren,
auf oder in dem sich das Touchpad 22 und der Kontrollschaltkreis 24 befinden.
Beispielsweise zeigt 8 eine Touchschaltervorrichtung 20,
in der erste und zweite Elektroden E1 und E2 auf einer Außenoberfläche 113 einer
ersten Scheibe 111 eines Thermopanefensters 110 montiert
sind, die durch einen Benutzer aktiviert werden können, der
einen geeigneten Stimulus 115 in die Nähe eines Außenoberfläche 114 einer gegenüberliegenden
Scheibe 112 des Fensters bringt.
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Wie
oben erwähnt,
müssen
die ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 nicht koplanar sein; sie
können
an verschiedenen Seiten oder Oberflächen eines Substrats oder sogar
auf verschiedenen Substraten montiert werden. Beispielsweise zeigt 9 eine
Touchschaltervorrichtung 20, bei der die erste Elektrode
E1 auf einer ersten Oberfläche 36 eines
Substrats 35 montiert ist und die zweite Elektrode E2 und
der IC-Chip 26 auf
einer zweiten, gegenüberliegenden
Oberfläche 37 des
Substrats 35 montiert sind. In Anwendungen, in denen die
ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 auf derselben Seite eines
Substrats montiert sind, kann der IC-Chip 26 auf dieselbe
Seite des Substrats wie die Elektroden oder auf einer anderen Seite
des Substrats montiert werden. Wenn die ersten und zweiten Elektroden
auf verschiedenen Seiten eines Substrats oder sogar auf verschiedenen
Substraten montiert werden, kann der IC-Chip 26 auf dieselbe
Oberfläche
wie eine der Elektroden oder auf einer anderen Oberfläche oder ein
anderes Substrat montiert werden. Es wird jedoch vorgezogen, dass
der IC-Chip 26 in großer
Nähe zu den
Elektroden montiert wird.
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Die
erste Elektrode E1 ist vorzugsweise ein massiver Leiter. Die erste
Elektrode E1 kann jedoch auch eine Vielzahl von Öffnungen oder ein Maschen- oder
Gittermuster aufweisen. In einigen Ausführungsformen wird die zweite
Elektrode E2 die Form eines schmalen Bandes annehmen, das die erste Elektrode
E1 teilweise umgibt. In anderen Ausführungsformen, in denen die
ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 lediglich aneinander angrenzend sind,
kann die zweite Elektrode E2 auch ein massiver Leiter sein oder
ein Maschen- oder Gittermuster haben.
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Der
Kontrollschaltkreis 24 kann in vielen verschiedenen Weisen
konstruiert sein und er kann mit einer Vielfalt von Energiequellen
wie Wechselstrom, periodisch variierender Gleichstrom (wie eine
Quadratwelle), kontinuierlicher Gleichstrom oder andere verwendet
werden. 4–7 zeigen
eine bevorzugte Kontrollschaltkreis-Konstruktion, die auf einfache
Weise zur Verwendung mit einer Vielfalt von Energieversorgungen
in einer Vielfalt von Betriebsmodi angepasst werden kann. Die Ausführungsform
von 4 verwendet Quadratwellen-Gleichstromenergie in
einem getakteten Differenzialeingangs-Betriebsmodus; die Ausführungsform
von 5 verwendet kontinuierliche Gleichstromenergie
in einem kontinuierlichen Differenzialeingangs-Gleichstrommodus; die
Ausführungsform
von 6 verwendet Quadratwellen-Gleichstromenergie in
einem getakteten Eintakteingangsmodus und die Ausführungsform
von 7 verwendet kontinuierliche Gleichstromenergie in
einem kontinuierlichen Eintakteingangs-Gleichstrommodus.
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Aus
den 4–7 ist
ersichtlich, dass der Kontrollschaltkreis 24 auf einfache
Weise für
verschiedene unterschiedliche Betriebsmodi angepasst werden kann.
Die vorstehenden vier Betriebsmodi werden ausführlich beschrieben, um die
von der Erfindung zugelassene Designflexibilität zu demonstrieren. Es sollte
jedoch anerkannt werden, dass die Erfindung keineswegs auf diese
vier Betriebsmodi beschränkt
ist. Der jeweilige Betriebsmodus und die Energiequelle, die in einer
bestimmten Anwendung genutzt werden, sind hauptsächlich von den Anforderungen
und Spezifikationen der kontrollierten Vorrichtung abhängig.
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Die
eingerahmten Bereiche B1 und B2 in 4–7 kennzeichnen
die Grenze zwischen Komponenten, von denen angenommen wird, dass sie
auf dem IC-Chip 26 angeordnet sind, und Komponenten, die
außerhalb
des IC-Chips 26 angeordnet sind, wie die Elektroden E1
und E2, die Widerstände R1
und R2, die kontrollierte Vorrichtung (nicht dargestellt) und die
Eingangs- und Ausgangsleitungen 30 bzw. 32. Von
den Abschnitten von 4–7, die außerhalb
der eingerahmten Bereiche B1 und B2 sind, wird angenommen, dass
sie sich auf dem IC-Chip 26 befinden, und sie sind für alle hierin
dargestellten vier Figuren und Betriebsmodi identisch.
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Die 4–7 zeigen
einen Kontrollschaltkreis 24, der einen Start- und Vorspannungsabschnitt 40,
einen Impulsgenerator 50, einen Entscheidungsschaltkreisabschnitt 60 und
einen selbst haltenden Latchabschnitt 70 umfasst, deren
Funktionen nachstehend beschrieben werden. Jeder der vorstehenden
Schaltkreisabschnitte 40, 50, 60 und 70 kann in
einer Zahl von verschiedenen Weisen konstruiert werden, wie es Fachleuten
auf dem Gebiet der Konstruktion von elektronischen Schaltkreisen
bekannt ist.
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Der
Kontrollschaltkreis 24 umfasst außerdem erste, zweite und dritte
Transistoren P1, P2 und P3. In den hierin beschriebenen Ausführungsformen sind
die Transistoren P1–P3
P-MOS-Vorrichtungen, obwohl N-MOS-Vorrichtungen, bipolare Vorrichtungen
und andere Transistorausführungen
auch verwendet werden können.
Der Kontrollschaltkreis 24 umfasst weiterhin einen Inverter
I1, erste, zweite und dritte Dioden D1–D3, erste und zweite Kondensatoren
C1 und C2, erste, zweite, dritte und vierte Transistorschalter SW1–SW4 und
dritte und vierte Widerstände
R3 und R4. Es sollte anerkannt werden, dass der dritte und vierte
Widerstand R3 und R4 durch Stromquellen ersetzt werden können.
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In
jeder der in 4–7 dargestellten Ausführungsformen
sind der Quellenanschluss 77 des dritten Transistors P3
und die Energieeingangsanschlüsse 41, 51, 61 und 71 des
Start- und Vorspannungsabschnitts 40, des Impulsgenerator-
und Logikabschnitts 50, des Entscheidungsschaltkreises 60 bzw.
des selbst haltende Latchabschnitts 70 elektrisch mit dem
Anschluss PIN8 des IC-Chips 26 verbunden. Der Anschluss
PIN8 ist wiederum elektrisch mit der Energieeingangsleitung 30 des
Kontrollschaltkreises 24 verbunden, der wiederum elektrisch mit
der Energiequelle 25 verbunden ist. Normalerweise befindet
sich die Energiequelle 25 an der kontrollierten Vorrichtung
(nicht dargestellt).
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Ein
Vorspannungsausgangsanschluss 43 vom Start- und Vorspannungsabschnitt 40 ist
elektrisch mit den Gate-Anschlüssen
G2 und G4 des zweiten und vierten Transistorschalters SW2 bzw. SW4
verbunden. In der bevorzugten Ausführungsform und wie hierin beschrieben
sind die ersten bis vierten Transistorschalter SW1–SW4 N-MOS-Vorrichtungen,
obwohl auch andere Transistorausführungen verwendet werden können.
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Ein
Einschalt-Rücksetzausgang 44 vom Start-
und Vorspannungsabschnitt 40 ist elektrisch mit einem Einschalt-Rücksetzeingang 54 am
Impulsgenerator- und Logikabschnitt 50 verbunden. Der Einschalt-Rücksetzausgang 44 des
Start- und Vorspannungsabschnitts 40 ist außerdem elektrisch
mit den Gate-Anschlüssen
G1 und G3 der ersten und dritten Transistorschalter SW1 und SW3
verbunden.
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Der
interne Massereferenzausgang 42 vom Start- und Vorspannungsabschnitt 40 ist
elektrisch mit Niedrigpotenzialplatten 102 und 103 der
ersten und zweiten Widerstände
C1 und C2, den Quellenanschlüssen
S1, S2, S3 und S4 der ersten bis vierten Transistorschalter SW1–SW4, respektiv,
dem internen Massereferenzausgang 52 des Impulsgenerator- und
Logikabschnitts 50, dem internen Massereferenzausgang 62 des
Entscheidungsschaltkreises 60, der Anode 98 der
dritten Diode D3, den Niedrigpotenzialenden 96 und 97 der
dritten und vierten Widerstände
R3 und R4 und dem Anschluss PIN6 des IC-Chips 26 verbunden.
Der damit beschriebene Knoten wird im Folgenden manchmal als die
interne Massereferenz CHIP VSS bezeichnet werden.
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Ein
Impulsausgang 53 vom Impulsgenerator- und Logikabschnittsausgang 50 ist
elektrisch mit den Quellenanschlüssen 80 und 81 der
ersten und zweiten Transistoren P1 bzw. P2 und mit dem Anschluss PIN2
des IC 26 verbunden. Der Gate-Anschluss 82 des
zweiten Transistors P1 ist elektrisch mit dem Anschluss PIN1 des
IC 26 verbunden. Der Gate-Anschluss 83 des zweiten
Transistors P2 ist elektrisch mit dem Anschluss PIN3 des IC 26 verbunden.
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Der
Drain-Anschluss 84 des ersten Transistors P1 ist elektrisch
mit der Anode 90 der ersten Diode D1 und dem Hochpotenzialende 94 des
dritten Widerstands R3 verbunden. Der Drain-Anschluss 85 des
zweiten Transistors P2 ist elektrisch mit der Anode 91 der
zweiten Diode D2 und dem Hochpotenzialende 95 des vierten
Widerstands R4 verbunden.
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Die
Katode 92 der ersten Diode D1 ist elektrisch mit dem PLUS-Eingangsanschluss 64 des
Entscheidungsschaltkreises 60, den Drain-Anschlüssen 86 und 87 der
ersten und zweiten Transistorschalter SW1 und SW2 und der Hochpotenzialplatte 100 des ersten
Kondensators C1 verbunden. Die Katode 93 der zweiten Diode
D2 ist elektrisch mit dem MINUS-Eingangsanschluss 66 des
Entscheidungsschaltkreises 60, den Drain-Anschlüssen 88 und 89 der
dritten und vierten Transistorschalter SW3 und SW4 und der Hochpotenzialplatte 101 des
zweiten Kondensators C2 verbunden.
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Der
Logikausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 ist
elektrisch mit dem Eingang 75 des Inverters I1 und dem
Latch-Auslösereingang 73 des
selbst haltenden Latchabschnitts 70 verbunden. Der Ausgang 72 des
selbst haltenden Latchabschnitts 70 ist elektrisch mit
dem Anschluss PIN4 des IC 26 verbunden.
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In
den dargestellten Ausführungsformen
ist der Entscheidungsschaltkreis 60 so konstruiert, dass sein
Ausgang 63 ein niedriges Potenzial aufweist, wenn seine
PLUS- und MINUS-Eingänge 64 bzw. 66 auf
im Wesentlichen gleichen Potenzialen liegen oder wenn der MINUS-Eingang 66 auf
einem beträchtlich
höheren
Potenzial als der PLUS-Eingang 64 liegt. Der Ausgang 63 des
Entscheidungsschaltkreises 60 liegt nur auf einem hohen
Potenzial, wenn der PLUS-Eingang 64 auf einem beträchtlich
höheren
Potenzial liegt als der MINUS-Eingang 66.
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Der
selbst haltende Latchabschnitt 70 ist so konstruiert, dass
kein Strom von der Energieversorgung 25 des Kontrollschaltkreises 24 durch
den Latchabschnitt 70 zur internen Massereferenz CHIP VSS
und durch die dritte Diode D3 fließt, wenn der Logikausgang 63 des
Entscheidungsschaltkreisabschnitts 60 auf einem niedrigen
Potenzial liegt. Wenn der Logikausgang 63 des Entscheidungsschaltkreisabschnitts 60 jedoch
auf einem hohen Potenzial liegt, liegt der Latchauslösereigang 73 auf
einem hohen Potenzial, wodurch er den Latchschaltkreis 70 auslöst und ermöglicht,
dass Strom durch den Latchabschnitt 70 von der Energieversorgung 25 des
Kontrollschaltkreises 24 zur internen Massereferenz CHIP
VSS und durch die dritte Diode D3 über die Energie-Eingangs- und
-Ausgangsanschlüsse 71 bzw. 72 des
Latches 70 fließt.
Nachdem das Latch 70 ausgelöst wurde, bleibt es ausgelöst oder
eingeschmolzen, bis die Energie vom Kontrollschaltkreis 24 entfernt
wird. Die Konstruktion und Bauweise eines Latchabschnitts, der in
dieser Weise funktioniert, ist Fachleuten bekannt und braucht hierin
nicht ausführlich
beschrieben zu werden.
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Der
Ausgangsanschluss 76 des Inverters I1 ist elektrisch mit
dem Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors P3 verbunden.
Der Drain-Anschluss 79 des dritten Transistors P3 ist elektrisch
mit dem Anschluss PIN7 des IC 26 verbunden.
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Die
dritte Diode D3 ist vorgesehen, um Sperrvorspannung des Kontrollschaltkreises 24 zu verhindern,
wenn die Touchschaltervorrichtung 20 in Mehrfachanwendungen
verwendet wird. Sie kann in Anwendungen weggelassen werden, in denen
nur ein einzelnes Touchpad 22 verwendet wird oder in denen
mehrere Touchpads 22 verwendet werden, aber nicht in Mehrfachschaltung.
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Die
vorstehende Beschreibung der grundlegenden Konstruktion des Kontrollschaltkreises 24 ist für jede der
in 4–7 dargestellten
vier Betriebsmodi identisch. Die Unterschiede in der gesamten Vorrichtungskonfiguration
zwischen den vier Betriebsmodi liegen hauptsächlich in den externen Anschlussverbindungen
des IC 26, die nachstehend ausführlich beschrieben werden.
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4 zeigt
eine Touchschaltervorrichtung 20, die für Betrieb im getakteten Differenzialeingangsmodus
konfiguriert ist, wie nachstehend beschrieben. Der Kontrollschaltkreis 24 ist
für den
Betrieb in diesem Modus konfiguriert, wie vorstehend für die 4–7 allgemein
beschrieben. Der Anschluss PIN2 des IC 26 ist elektrisch
mit den Hochpotenzialenden 104 und 105 der ersten
und zweiten Widerstände
R1 bzw. R2 verbunden. Der Anschluss PIN1 des IC 26 ist
elektrisch sowohl mit dem Niedrigpotenzialende 106 des
ersten Widerstands R1 als auch mit der ersten Elektrode EI verbunden.
Der Anschluss PIN3 des IC 26 ist elektrisch sowohl mit
dem Niedrigpotenzialende 107 des zweiten Widerstands R2
als auch mit der zweiten Elektrode E2 verbunden.
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Die
als C3 und C4 in den 4–7 dargestellten
Schaltkreiselemente sind keine diskreten elektrischen Komponenten.
Die Bezugszeichen C3 und C4 repräsentieren
vielmehr die Ableitkapazität der
ersten und zweiten Elektroden E1 bzw. E2.
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Der
Anschluss PIN8 des IC 26 ist elektrisch mit der Eingangsleitung 30 verbunden,
die wiederum elektrisch mit der Energiesignalquelle 25 an
beispielsweise der kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt)
verbunden ist. Der Anschluss PIN4 des IC 26 ist elektrisch
mit dem Anschluss PIN6 des IC 26 verbunden und verbindet
dadurch den Ausgangsanschluss 72 des Latches 70 elektrisch
mit der internen Massereferenz CHIP VSS und der Anode 98 der
dritten Diode D3. Der Anschluss PIN7 des IC-Chips 26 ist
in dieser Ausführungsform
nicht extern terminiert. Der Anschluss PIN5 des IC 26 ist
elektrisch mit der Ausgangsleitung 32 verbunden, die wiederum
elektrisch mit dem Hochpotenzialende 108 des fünften Widerstands
R5 und der Ausgangsleitung 120 verbunden ist, die mit der
kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt) verbunden ist, entweder
direkt oder über
einen Prozessor oder eine andere zwischengeschaltete Vorrichtung
(nicht dargestellt). Das Niedrigpotenzialende 109 des Widerstands
R5 ist elektrisch mit der Systemmasse verbunden. In einer typischen Anwendung
wird der Widerstand R5 eine beträchtliche
Distanz von den anderen Komponenten, die die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst,
entfernt sein. Das heißt,
dass in der bevorzugten Ausführungsform davon
ausgegangen wird, dass der Widerstand R5 sich nicht nahe dem Touchpad 22 und
dem Kontrollschaltkreis 24 befindet.
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5 zeigt
einen typischen Touchschalter-Kontrollschaltkreis 24, der
für Betrieb
im kontinuierlichen Differenzialeingangs-Gleichstrommodus konfiguriert
ist, wie nachstehend beschrieben. Der gesamte Kontrollschaltkreis
und die Vorrichtung sind identisch zu denen vorstehend in 4 beschriebenen,
mit drei Ausnahmen. Ersten ist in der Ausführungsform von 5 der
Anschluss PIN7 des IC 26 elektrisch mit dem Hochpotenzialende 108 des
Widerstands R5 und der Ausgangsleitung 120 verbunden, die
entweder direkt oder über
einen Prozessor oder eine andere zwischengeschaltete Vorrichtung (nicht
dargestellt) mit der kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt)
verbunden ist, während
der Anschluss PIN7 in der Ausführungsform
von 4 nicht extern terminiert ist. Zweitens sind in
der Ausführungsform
von 5 die Anschlüsse
PIN4 und PIN6 des IC 26 nicht elektrisch miteinander verbunden oder
in anderer Weise extern terminiert, während sie das in der Ausführungsform
von 4 sind. Drittens ist in der Ausführungsform
von 5 der Anschluss PIN5 des IC 26 elektrisch
mit dem Niedrigpotenzialende 109 des Widerstands R5 verbunden,
während in
der Ausführungsform
von 4 der Anschluss PIN5 des IC 26 elektrisch
mit dem Hochpotenzialende 108 des fünften Widerstands und der kontrollierten
Vorrichtung (nicht dargestellt) verbunden ist. Der fünfte Widerstand
R5 wird, wie in der Ausführungsform
von 4, normalerweise eine beträchtliche Distanz von den anderen
Komponenten, die die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst,
entfernt sein.
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6 zeigt
einen typischen Touchschalter-Kontrollschaltkreis, der für Betrieb
im getakteten Eintakteingangsmodus konfiguriert ist, wie nachstehend
beschrieben. Der Kontrollschaltkreis 24 ist konfiguriert,
wie vorstehend im Allgemeinen für
die 4–7 beschrieben.
Der Anschluss PIN2 des IC 26 ist elektrisch mit den Hochpotenzialenden 104 und 105 der
ersten und zweiten Widerstände
R1 bzw. R2 verbunden. Der Anschluss PIN1 des IC 26 ist elektrisch
mit sowohl dem Niedrigpotenzialende 106 des ersten Widerstands
R1 als auch mit der ersten Elektrode E1 verbunden. Der Anschluss
PIN3 des IC 26 ist elektrisch mit sowohl dem Niedrigpotenzialende 107 des
zweiten Widerstands R2 als auch mit dem Hochpotenzialende 110 der
sechsten Widerstandselektrode R6 verbunden, so dass der zweite Widerstand
R2 und der sechste Widerstand R6 einen Spannungsteiler bilden. Das
Niedrigpotenzialende 111 des sechsten Widerstands R6 ist
elektrisch mit der internen Massereferenz CHIP VSS verbunden, normalerweise
an einem Punkt nahe dem Anschluss PIN5 des IC 26. In 6 ist
die elektrische Verbindung des sechsten Widerstands R6 mit der internen Massereferenz
CHIP VSS zur Klarheit durch die unterbrochene Linie „A-A" dargestellt.
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Der
Anschluss PIN5 des IC 26 ist elektrisch mit der Eingangsleitung 30 verbunden,
die wiederum elektrisch mit einer Energiesignalquelle 25 verbunden
ist. Der Anschluss PIN5 des IC 26 ist elektrisch mit der
Ausgangsleitung 32 verbunden, die wiederum elektrisch mit
dem Hochpotenzialende 108 des fünften Widerstands R5 und mit
der Ausgangsleitung 120 verbunden ist. Die Ausgangsleitung 120 ist
elektrisch mit der kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt) verbunden,
entweder direkt oder über
einen Prozessor oder ein andere zwischengeschaltete Vorrichtung.
Der Anschluss PIN4 des IC 26 ist elektrisch mit dem Anschluss
PIN6 des IC 26 verbunden. Der Anschluss PIN7 des IC 26 ist
in dieser Ausführungsform nicht
extern terminiert. In einer typischen Anwendung wird der fünfte Widerstand
R5 eine beträchtliche
Distanz von den anderen Komponenten, die die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst,
entfernt sein.
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7 zeigt
einen typischen Touchschalter-Kontrollschaltkreis, der für Betrieb
im kontinuierlichen Eintakteingangs-Gleichstrommodus konfiguriert
ist, wie nachstehend beschrieben. Der Kontrollschaltkreis 24 ist
konfiguriert, wie vorstehend allgemein für die 4–7 beschrieben.
Der gesamte Kontrollschaltkreis und die Vorrichtung sind identisch zu
denen vorstehend in 6 beschriebenen, mit drei Ausnahmen.
Ersten ist in der Ausführungsform von 7 der
Anschluss PIN7 des IC 26 elektrisch mit dem Hochpotenzialende 108 des
fünften
Widerstands R5 und der Ausgangsleitung 120 verbunden, die
wiederum mit der kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt)
verbunden ist, normalerweise über
einen Mikroprozessor oder eine andere Steuerung (nicht dargestellt).
Der Anschluss PIN7 des IC 26 ist in der Ausführungsform
von 6 nicht extern terminiert. Zweitens sind in der
Ausführungsform
von 7 die Anschlüsse
PIN4 und PIN6 des IC 26 nicht elektrisch miteinander verbunden
oder in anderer Weise extern terminiert, während sie das in der Ausführungsform von 6 sind.
Drittens ist in der Ausführungsform von 7 der
Anschluss PIN5 des IC 26 elektrisch mit dem Niedrigpotenzialende 109 des
fünften
Widerstands R5 verbunden, während
in der Ausführungsform
von 6 der Anschluss PIN5 des IC 26 elektrisch
mit dem Hochpotenzialende 108 des fünften Widerstands und der Ausgangsleitung 120 verbunden
ist. In einer typischen Anwendung wird der fünfte Widerstand R5 eine beträchtliche
Distanz von den anderen Komponenten, die die Touchschaltervorrichtung 20 umfasst,
entfernt sein. In 7 ist die elektrische Verbindung
des sechsten Widerstands R6 mit der internen Massereferenz CHIP
VSS zur Klarheit durch die unterbrochene Linie „A-A" dargestellt.
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Eine
Touchschaltervorrichtung 20, die für den getakteten Differenzialeingangsmodus
konfiguriert ist, arbeitet wie folgt. Bezug nehmend auf 4, wird
ein Energie-/Kontrollsignal 25 dem Anschluss PIN8 des IC 26 und
danach den Energieeingangsanschlüssen 41, 51, 61 und 71 des
Start- und Vorspannungsabschnitts 40, des Impulsgenerator-
und Logikabschnitts 50, des Entscheidungsschaltkreises 60 bzw.
des selbst haltenden Latchabschnitts 70 zugeführt.
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Nach
der Energieversorgung und nach einem geeigneten Verzögerungsintervall,
um Stabilisierung zu gestatten (ungefähr 200 Mikrosekunden sind ausreichend),
gibt der Start- und Vorspannungsabschnitt 40 ein Einschalt-Rücksetzsignal
kurzer Dauer vom Ausgangsanschluss 44 an die Gate-Anschlüsse G1 und
G3 des ersten Transistorschalters SW1 bzw. des dritten Transistorschalters
SW3 aus, das bewirkt, dass die ersten und dritten Transistorschalter
SW1 und SW3 einschalten und dadurch einen Stromweg von den Hochpotenzialplatten 100 und 101 der
ersten und zweiten Kondensatoren C1 bzw. C2 zur internen Massereferenz
CHIP VSS bereitstellen. Die Dauer des Einschalt-Rücksetzsignals reicht
aus, um zu gestatten, dass jegliche Ladung, die an den ersten und
zweiten Kondensatoren C1 und C2 vorhanden ist, im Wesentlichen vollständig zur
internen Massereferenz CHIP VSS entladen wird. In dieser Weise nehmen
die PLUS- und MINUS-Eingänge 64 und 66 zum
Entscheidungsschaltkreisabschnitt 60 einen anfänglichen
Niedrigpotenzialzustand an.
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Im
Wesentlichen zur gleichen Zeit sendet der Start- und Vorspannungsabschnitt 40 ein
Einschalt-Rücksetzsignal
vom Ausgang 44 zum Eingang 54 des Impulsgenerator-
und Logikabschnitts 50, wodurch dieser initialisiert wird.
Nach einer geeigneten Verzögerung,
damit der Impulsgenerator- und Logikabschnitt 50 stabilisieren
kann, erzeugt der Impulsgenerator- und Logikabschnitt 50 einen
Impuls und gibt ihn vom Impulsausgangsanschluss 53 über die ersten
und zweiten Widerstände
R1 und R2 an die ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 und an
die Quellenanschlüsse 80 und 81 der
ersten und zweiten Transistoren P1 bzw. P2 aus. Der Impuls kann
jede geeignete Wellenform wie ein Quadratwellenform-Impuls aufweisen.
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Der
Start- und Vorspannungsschaltkreis 40 gibt außerdem eine
Vorspannungsspannung vom Vorspannungsausgang 43 an die
Gate-Anschlüsse G2
und G4 der zweiten und vierten Transistorschalter SW2 bzw. SW4 aus.
Die Vorspannungsspannung ist zum Impulsausgang zu den ersten und
zweiten Elektroden E1 und E2 phasenverschoben. Das heißt, dass,
wenn der Impulsausgang in einem hohen Zustand ist, der Vorspannungsspannungsausgang
in einem niedrigen Zustand ist, und wenn der Impulsausgang in einem
niedrigen Zustand ist, ist der Vorspannungsspannungsausgang in einem
hohen Zustand.
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Wenn
ein Impuls an die ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 durch
die ersten und zweiten Widerstände
R1 bzw. R2 angelegt wird, ist die Spannung an den Gate-Anschlüssen 82 und 83 der
ersten und zweiten Transistoren P1 und P2 anfänglich auf einem niedrigeren
Potenzial als die an den Quellenanschlüssen 80 und 81 der
ersten und zweiten Transistoren P1 bzw. P2, wodurch die ersten und
zweiten Transistoren P1 und P2 unter Vorspannung gesetzt werden
und bewirkt wird, dass sie eingeschaltet werden. Wenn die ersten
und zweiten Transistoren P1 und P2 eingeschaltet sind, fließt Spannung
durch die dritten und vierten Widerstände R3 und R4, wodurch ein
Spitzenpotenzial an den Anodenanschlüssen 90 und 91 der
ersten und zweiten Dioden D1 bzw. D2 erzeugt wird.
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Wenn
das Spitzenpotenzial an den Anoden 90 und 91 der
ersten und zweiten Dioden D1 und D2 höher als das Potenzial über die
ersten und zweiten Kondensatoren C1 und C2 ist, wird ein Spitzenstrom durch
die ersten und zweiten Dioden D1 und D2 hergestellt, der bewirkt,
dass die ersten und zweiten Kondensatoren C1 und C2 geladen werden,
und ein Spitzenpotenzial an jedem der PLUS- und MINUS-Eingänge 64 und 66 zu
Entscheidungsschaltkreisabschnitt 60 hergestellt wird.
Diese Situation tritt beispielsweise nach dem ersten Impuls ein,
nachdem der Kontrollschaltkreis 24 initialisiert wurde,
weil die ersten und zweiten Kondensatoren C1 und C2 nach dem Start
entladen wurden, wie oben beschrieben.
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Wie
für einen
Fachmann offenkundig ist, sind die Vorspannung der ersten und zweiten
Transistoren P1 und P2, der Strom durch die dritten und vierten
Widerstände
R3 und R4, das an den Anoden 90 und 91 der ersten
und zweiten Dioden D1 und D2 erzeugte Spitzenpotenzial und das an
den PLUS- und MINUS-Eingängen 64 und 66 erzeugte
Spitzenpotenzial zum Entscheidungsschaltkreis 60 proportional
zum Zustand des elektrischen Felds an den ersten und zweiten Elektroden
E1 und E2. Der Zustand des elektrischen Felds nahe den Elektroden
E1 und E2 variiert als Reaktion auf Stimuli, die nahe den Elektroden
vorhanden sind.
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Wenn
der Kontrollschaltkreis 24 aktiviert wurde, wie oben beschrieben,
und keine Stimuli in der Nähe
von entweder der ersten oder der zweiten Elektroden E1 und E2 vorhanden
sind, sind die Potenziale an jedem der PLUS- und MINUS-Eingänge 64 und 66 zum
Entscheidungsschaltkreis 60 in einem Zustand, der als neutraler
Zustand bezeichnet werden kann. In dem neutralen Zustand können die
Potenziale an jedem der PLUS- und MINUS-Eingänge 64 und 66 im
Wesentlichen gleich sein. Zur Verhinderung von unbeabsichtigten
Aktivierungen kann es jedoch wünschenswert
sein, den Kontrollschaltkreis 24 so einzustellen, dass
der neutrale Zustand des MINUS-Eingangs 66 auf einem etwas
höheren
Potenzial als der neutrale Zustand des PLUS-Eingangs 64 liegt.
Diese Anpassungen können
bewirkt werden, indem die Konfigurationen der ersten und zweiten Elektroden
E1 und E2 und die Werte der ersten und zweiten Widerstände R1 und
R2 variiert werden, um die gewünschten
Neutralzustand-Potenziale zu erreichen. Unabhängig von den Neutralzustand-Potenzialen
wird beabsichtigt, dass der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial sein wird, außer wenn der PLUS-Eingang 64 auf
einem beträchtlich
höheren
Potenzial als der MINUS-Eingang 66 ist.
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Wenn
der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial ist, bewirkt der Inverter I1, dass das
Potenzial am Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors
P3 auf einem hohen Pegel ist, im Wesentlichen gleich zum Potenzial
am Quellenanschluss 77. In diesem Zustand steht der dritte
Transistor P3 nicht unter Vorspannung und wird ausgeschaltet bleiben.
In dieser Ausführungsform
ist der Anschluss PIN7 des IC 26 jedoch nicht terminiert.
Der Drain-Anschluss 79 des dritten Transistors P3 ist daher
in einem Leerlaufzustand und der Zustand des dritten Transistors
P3 hat keine Auswirkungen auf die Funktion der Vorrichtung. Außerdem wird,
wenn der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 und
infolgedessen der Latchauslösereingang 73 in
einem niedrigen Zustand sind, der selbst haltende Latchschaltkreis 70 nicht ausgelöst und wird
kein Strom von der Energieversorgung 25 durch das Latch 70 zur
internen Massereferenz CHIP VSS und durch die dritte Diode D3 fließen.
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Über eine
Zeitperiode, die durch die Impulsspannung, die Werte der ersten
und zweiten Widerstände
R1 und R2 und die Ableitkapazität
der ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 (in den Figuren als
virtuelle Kondensatoren C3 und C4 dargestellt) bestimmt wird, steigt
das Potenzial an den ersten und zweiten Elektroden E1 und E2 schließlich auf
im Wesentlichen gleich der Impulsspannung und damit der Spannung
an den Quellenanschlüssen 80 und 81 der ersten
und zweiten Transistoren P1 und P2, wodurch die ersten und zweiten
Transistoren P1 und P2 vorspannungslos werden. Wenn dieser Zustand
erreicht ist, schalten die ersten und zweiten Transistoren P1 und
P2 aus, und die Potenziale an den Anoden 90 und 91 der
ersten und zweiten Dioden D1 und D2 beginnen mit einer im Wesentlichen
gleichen Rate hin zum Pegel der internen Massereferenz CHIP VSS
zu steigen. Schließlich
ist es wahrscheinlich, dass das Anodenpotenzial an jedem der ersten
und zweiten Dioden D1 und D2 unter das jeweilige Katodenpotenzial
fällt.
An diesem Punkt werden die Dioden D1 und D2 in Sperrichtung vorgespannt
und verhindern die Entladung der ersten und zweiten Kondensatoren
C1 und C2.
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Wenn
der Impuls am Ausgang 53 in einen niedrigen Zustand geht,
geht der Vorspannungsspannungsausgang relativ zur internen Massereferenz
CHIP VSS in einen hohen Zustand und legt die erhöhte Vorspannungsspannung an
die Gate-Anschlüsse
G2 und G4 der zweiten und vierten Transistorschalter SW2 und SW4
an. In diesem Zustand werden die zweiten und vierten Transistorschalter SW2
und SW4 geringfügig
vorgespannt und schalten ausreichend ein, um eine langsame, kontrollierte
Entladung der ersten und zweiten Kondensatoren C1 und C2 zur internen
Massereferenz CHIP VSS zu bewirken. Wenn der Impuls anschließend in
einen hohen Zustand geht, kehrt die Vorspannungsspannung in einen
niedrigen Zustand zurück,
die zweiten und vierten Transistorschalter SW2 und SW4 schalten aus,
und der Schaltkreis reagiert, wie eingangs beschrieben.
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Wenn
ein Stimulus an oder nahe der zweiten Elektrode E2 vorhanden ist,
wenn der Impuls vom Impulsgenerator- und Logikabschnitt 50 auf
ein hohes Potenzial geht, operiert der erste Transistor P1, wie hierin
vorstehend beschrieben. Das heißt,
der erste Transistor P1 ist anfangs vorgespannt und erlaubt, dass
ein gewisser Strom durch den dritten Widerstand R3 fließt, der
ein Spitzenpotenzial an der Anode 90 der ersten Diode D1
erzeugt und erlaubt, dass ein Spitzenpotenzial an der Anode 90 der
ersten Diode D1 erzeugt wird, wodurch der ersten Kondensator C1
geladen wird und ein Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 zum Entscheidungsschaltkreis 60 hergestellt
wird. Nachdem sich die Spannung an der ersten Elektrode E1 als Reaktion
auf den ankommenden Impuls stabilisiert hat, wird der erste Transistor P1
vorspannungslos und schaltet aus.
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Der
zweite Transistor P2 operiert in einer sehr ähnlichen Weise mit der Ausnahme,
dass das Vorhandensein des Stimulus nahe der zweiten Elektrode E2
die RC-Zeitkonstante für
dieses Schaltkreissegment ändern
wird, wodurch die Zeit verlängert wird,
die erforderlich ist, damit sich das Potenzial an der zweiten Elektrode
E2 stabilisiert. Daraus ergibt sich, dass der zweite Transistor
P2 für
eine längere Zeitperiode
als der erste Transistor P1 vorgespannt bleiben wird, wodurch ein
größerer Spitzenstrom durch
den vierten Widerstand R4 fließen
kann, als durch den dritten Widerstand R3 fließt, wodurch ein Spitzenpotenzial
an der Anode 91 der zweiten Diode D2 erzeugt wird, das
größer ist
als das an der Anode 90 der ersten Diode D1 vorhandene
Spitzenpotenzial. Infolgedessen wird ein Spitzenstrom durch die zweite
Diode D2 fließen
und bewirken, dass der zweite Kondensator C2 geladen wird, was schließlich in einem
Spitzenpotenzial am MINUS-Eingang 66 zum Entscheidungsschaltkreis 60 resultiert,
der größer ist als
das Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 zum Entscheidungsschaltkreis.
Da der Entscheidungsschaltkreis 60 konfiguriert ist, dass
sein Ausgang auf einem niedrigen Potenzial ist, wenn das Potenzial
am MINUS-Eingang 66 größer als
das oder im Wesentlichen gleich dem Potenzial am PLUS-Eingang 64 ist, wird
der Anschluss 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial sein.
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Wenn
der Ausgangsanschluss 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 und
infolgedessen der Latchauslöser-Eingangsanschluss 73 auf
einem niedrigen Potenzial sind, wird das selbst haltende Latch 70 nicht
ausgelöst.
Der Inverter I1 und der dritte Transistor P3 werden operieren, wie
vorher beschrieben, obwohl, wie schon gesagt, der Zustand des dritten
Transistors P3 in dieser Konfiguration keine Auswirkungen hat.
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In
dem Fall, dass eine Verunreinigung oder ein Fremdkörper oder
ein anderer Stimulus sowohl die erste als auch die zweite Elektrode
E1 und E2 im Wesentlichen bedeckt oder darauf angewandt wird, wird
das System ungefähr
in der gleichen Weise reagieren, wie es reagieren würde, wenn
kein Stimulus an entweder der ersten Elektrode oder der zweiten Elektrode
vorhanden ist. Wenn jedoch Verunreinigungen oder ein Fremdkörper nahe
an beiden Elektroden E1 und E2 vorhanden sind, wird die RC-Zeitkonstante
für diese
Segmente des Schaltkreises derart geändert, dass es für die Spannung
an sowohl der ersten als auch der zweiten Elektrode E1 bzw. E2 länger dauert,
im Wesentlichen gleich der Impulsspannung zu werden. Infolgedessen
schalten sowohl der erste als auch der zweite Transistor P1 und
P2 ein und gestatten, dass mehr Strom durch die dritten und vierten
Widerstände
R3 und R4 fließen
kann, als sie in einem Zustand würden,
in dem weder die erste noch die zweite Elektrode E1 oder E2 einem
Stimulus ausgesetzt ist. Die ersten und zweiten Transistoren P1
und P2 werden jedoch anschließend
gleich vorgespannt. Daher entwickelt sich ein im Wesentlichen gleiches
Spitzenpotenzial an den Anoden 90 und 91 der ersten
und zweiten Dioden D1 und D2, wodurch bewirkt wird, dass ein im
Wesentlichen gleicher Spitzenstrom durch die ersten und zweiten
Dioden D1 und D2 fließt,
der die ersten und zweiten Kondensatoren C1 und C2 auflädt und ein
im Wesentlichen gleiches Spitzenpotenzial an sowohl dem PLUS- als auch
dem MINUS-Eingang 64 und 66 zum
Entscheidungsschaltkreis 60 hergestellt wird. In diesem
Zustand wird der Ausgangsanschluss 63 des Entscheidungsschaltkreisabschnitts 60 auf
einem niedrigen Potenzial sein, der Latchauslöser-Eingangsanschluss 73 des
selbst haltenden Latches 70 wird auf einem niedrigen Potenzial
sein und das Latch 70 bleibt unausgelöst. Wie vorher beschrieben,
ist der Zustand des Inverters I1 und des dritten Transistors P3
in dieser Ausführungsform
ohne Auswirkungen.
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In
der Situation, in der ein Stimulus nahe der ersten Elektrode E1,
aber nicht der zweiten Elektrode, angewandt wird, wird der zweite
Transistor P2 anfangs vorgespannt und wird einschalten, wodurch
ein Strom durch den vierten Widerstand R4 hergestellt und ein Spitzenpotenzial
am Anodenanschluss 90 der zweiten Diode D2 erzeugt wird.
Ein Spitzenstrom wird durch die zweite Diode D2 fließen, den
zweiten Kondensator C2 aufladen und ein Spitzenpotenzial am MINUS-Eingang 66 des
Entscheidungsschaltkreisabschnitts 60 herstellen. Während die
Spannung am Gate-Anschluss 81 des zweiten Transistors P2
auf den Pegel der Impulsspannung steigt, wird der zweite Transistor
P2 vorspannungslos und schaltet aus. Die zweite Diode D2 wird dann
in Sperrrichtung vorgespannt und verhindert das Entladen des zweiten
Kondensators C2.
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Wie
für einen
Fachmann offenkundig ist, wird das Vorhandensein eines Stimulus
nahe der ersten Elektrode E1 die Zeit verlängern, die erforderlich ist, damit
sich das Potenzial an der ersten Elektrode E1 stabilisiert. Infolgedessen
wird der erste Transistor P1 für
eine längere
Zeitperiode vorgespannt bleiben als der zweite Transistor P2, so
dass ein größerer Spitzenstrom
durch den dritten Widerstand R3 als durch den vierten Widerstand
R4 fließen
kann, wodurch ein Spitzenpotenzial an der Anode 90 der
ersten Diode D1 erzeugt wird, das größer ist als das Potenzial,
das an der Anode 91 der zweiten Diode D2 anliegt. Als Konsequenz
wird ein Spitzenstrom größerer Größenordnung
und/oder Dauer durch die erste Diode D1 als durch die zweite Diode
D2 fließen, der
bewirkt, dass der erste Kondensator C1 geladen wird, was schließlich in
einem Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 zum Entscheidungsschaltkreis 60 resultiert,
das im Wesentlichen größer ist
als das Spitzenpotenzial am MINUS-Eingang 66 zum Entscheidungsschaltkreis 60.
Da der Entscheidungsschaltkreis 60 so konfiguriert ist,
dass der Ausgangsanschluss 63 in einem hohen Zustand sein
wird, wenn das Potenzial am PLUS-Eingang 64 größer ist als
das Potenzial am MINUS-Eingang 66,
wird der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf einem
hohen Potenzial sein.
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Wenn
der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem hohen Potenzial ist, wird der Inverter I1 bewirken, dass das
Potenzial am Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors
P3 relativ zum Potenzial am Quellenanschluss 77 niedrig
ist, wodurch der dritte Transistor P3 vorgespannt wird und bewirkt
wird, dass er einschaltet. Da der Anschluss PIN7 des IC 26 in
dieser Ausführungsform nicht
terminiert ist, hat der Zustand des dritten Transistors P3 keine
Auswirkungen.
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Wenn
der Ausgangsanschluss 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem hohen Potenzial ist, wird auch der Auslösereingangsanschluss 73 des
selbst haltenden Latchschaltkreises 70 auf einem hohen Potenzial
sein, wodurch das Latch 70 ausgelöst wird. Wenn das selbst haltende
Latch 70 ausgelöst
wird, wird ein Stromweg von der Energieversorgung 25 zur
internen Massereferenz CHIP VSS und durch die dritte Diode D3 hergestellt,
wodurch der Rest des Kontrollschaltkreises 24 einschließlich des
Start- und Vorspannungsabschnitts 40, des Impulsgenerator-
und Logikabschnitts 50 und des Entscheidungsschaltkreisabschnitts 60 effektiv kurzgeschlossen
wird. In diesem Zustand werden diese Abschnitte des Kontrollschaltkreises 24 im
Wesentlichen stromlos und funktionieren nicht mehr.
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Sobald
das selbst haltende Latch 70 ausgelöst wurde, bleibt es unabhängig vom
anschließenden
Zustand von Stimuli nahe einem oder beiden der Elektroden E1 und
E2 ausgelöst.
Das Latch 70 wird zurückgesetzt,
wenn die Energie von der Energieversorgung 25 auf einen
Zustand nahe Null geht, wie wenn das Rechteckwellen-Strobesignal
von der Energieversorgung 25 dieses Beispiels auf Null
fällt.
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Während das
selbst haltende Latch 70 im ausgelösten Zustand ist, wird ein
Bereitschaftszustandssignal durch den fünften Widerstand R5 und zurück zur kontrollierten
Vorrichtung (nicht dargestellt) geführt. In dieser Weise emuliert
die Touchschaltervorrichtung 20 die Änderung des Zustands, die mit
einem mechanischen Schalter in Dauerkontaktausführung assoziiert ist.
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Jetzt
Bezug nehmend auf 5, ist der Betrieb einer Touchschaltervorrichtung 20,
die für
den kontinuierlichen Differenzialeingangs-Gleichstrommodus konfiguriert
ist, wie folgt. Der Kontrollschaltkreis 24 bis zum und
einschließlich
des Entscheidungsschaltkreises 60 funktioniert in der im
Wesentlichen gleichen Weise, wie wenn er für den getakteten Differenzialeingangs-Betriebsmodus
konfiguriert wäre,
wie oben unter Bezugnahme auf 4 beschrieben.
Das heißt,
wenn kein Stimulus nahe entweder der ersten oder der zweiten Elektrode
EI und E2 vorhanden ist, wenn ein Stimulus nahe sowohl der ersten
als auch der zweiten Elektrode E1 und E2 vorhanden ist oder wenn
ein Stimulus nahe der zweiten Elektrode E2 vorhanden ist, aber nicht
nahe der ersten Elektrode E1, wird der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial sein. Wenn ein Stimulus nahe der ersten
Elektrode EI vorhanden ist, aber nicht nahe der zweiten Elektrode E2,
wird der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem hohen Pegel sein.
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Wie
leicht in 5 ersichtlich ist, ist der Ausgang 72 des
selbst haltenden Latchschaltkreises 70 in dieser Ausführungsform
nicht terminiert, und daher ist das selbst haltende Latch 70 im
Differenzialeingangs-Gleichstrommodus nicht betriebsfähig. Der Drain-Anschluss 79 des
dritten Transistors P3 ist in dieser Ausführungsform jedoch elektrisch
mit der internen Massereferenz CHIP VSS und der Ausgangsleitung 32 verbunden
und wird dadurch zu einem funktionsfähigen Teil des Kontrollschaltkreises 24. Wenn
der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial ist, bewirkt der Inverter I1, dass das
Potenzial am Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors
P3 auf einem hohen Potenzial ist, im Wesentlichen gleich dem Potenzial-Quellenanschluss 77.
In diesem Zustand ist der dritte Transistor P3 nicht vorgespannt
und schaltet nicht ein. Wenn der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem hohen Potenzial ist, bewirkt der Inverter I1, dass das Potenzial
am Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors P3 auf einem
niedrigen Potenzial im Vergleich mit dem Potenzial am Quellenanschluss 77 ist.
In diesem Zustand wird der dritte Transistor P3 vorgespannt und
schaltet ein, wodurch Strom durch den dritten Transistor P3 und
den fünften
Widerstand R5 hergestellt wird. Der Ausgangsleitungswiderstand R5
begrenzt den Strom durch den dritten Transistor P3 derart, dass
der Rest des Kontrollschaltkreises 24 nicht kurzgeschlossen
wird und funktionsfähig
bleibt.
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In
dem in 5 dargestellten Gleichstrommodus reagiert der
Kontrollschaltkreis 24 auch auf das Entfernen des Stimulus
aus der Nähe
der ersten Elektrode E1. Solange der Stimulus in der Nähe der ersten
Elektrode E1 bleibt, aber nicht der zweiten Elektrode E2, wird jedes
Mal, wenn der Impuls in einen hohen Zustand geht, ein Spitzenpotenzial
an der Anode 90 der ersten Diode D1 erzeugt, das höher ist als
das Spitzenpotenzial an der Anode 91 der zweiten Diode
D2. Infolgedessen wird das Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 zum
Entscheidungsschaltkreis 60 auf einem höheren Pegel sein als das Spitzenpotenzial
am MINUS-Eingang 66 und wird sich der Kontrollschaltkreis 24 so
verhalten, wie oben beschrieben. Wenn der Stimulus jedoch entfernt
wird und kein Stimulus nahe entweder der ersten Elektrode E1 oder
der zweiten Elektrode E2 vorhanden ist, wird die Ladung des ersten
Kondensators C1 mittels der Vorspannungsfunktion des zweiten Transistorschalters
SW2 schließlich
in einen neutralen Zustand entladen. An diesem Punkt wird das Potenzial
am PLUS-Eingang 64 des Entscheidungsschaltkreises 60 nicht
länger
höher oder
im Wesentlichen höher sein
als das Potenzial am MINUS-Eingang 66, und der Ausgang 63 des
Entscheidungsschaltkreises 60 kehrt in einen niedrigen
Zustand zurück.
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In
dieser Weise emuliert die im Differenzialeingangs-Gleichstrommodus
operierende Touchschaltervorrichtung 20 einen mechanischen
Schalter in Wischkontakt-Ausführung,
der zum Schließen
gedrückt
und zum Öffnen
freigegeben werden muss. Es sollte anerkannt werden, dass der Kontrollschaltkreis mit
minimalen Änderungen
konfiguriert werden könnte,
um einen mechanischen Schalter zu emulieren, der zum Öffnen gedrückt und
zum Schließen
freigegeben werden muss.
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Jetzt
Bezug nehmend auf 6, operiert die für den getakteten
Eintakteingangs-Betriebsmodus konfigurierte Touchschaltervorrichtung 20 wie
folgt. Wenn ein Impuls an die erste Elektrode E1 und an die ersten
und zweiten Widerstände
R1 und R2 angelegt wird, fließt
Strom durch den zweiten Widerstand R2 und den sechsten Widerstand
R6. Die zweiten und sechsten Widerstände R2 und R6 sind als ein
Spannungsteiler konfiguriert; das heißt, dass, wenn der Impulsausgang
in einem hohen Zustand ist, der Gate-Anschluss 83 des zweiten
Transistors P2 auf einem niedrigeren Potenzial sein wird als der
Quellenanschluss 81 des zweiten Transistors P2. Daher wird,
wenn der Impulsausgang 53 in einem hohen Zustand ist, der
zweite Transistor P2 kontinuierlich vorgespannt sein und wird zulassen,
dass ein konstanter Strom durch den vierten Widerstand R4 fließt, wodurch
ein Referenzpotenzial an der Anode 91 der zweiten Diode
D2 erzeugt wird. Das Referenzpotenzial an der Anode 91 der
zweiten Diode D2 wird einen Strom durch die zweite Diode D2 herstellen,
wodurch bewirkt wird, dass der zweite Kondensator C2 geladen wird,
und dadurch wird ein Referenzpotenzial am MINUS-Eingang 66 zum
Entscheidungsschaltkreis 60 erzeugt. Wenn das Referenzpotenzial
am MINUS-Eingang 66 im Wesentlichen gleich dem Referenzpotenzial
an der Anode 91 der zweiten Diode D2 wird, wird der Strom
durch die zweite Diode D2 aufhören.
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Gleichzeitig
wird, wenn kein Stimulus an der ersten Elektrode E1 vorhanden ist,
der an den Quellenanschluss 80 des ersten Transistors P1
und an die erste Elektrode E1 angelegte Impuls anfangs bewirken,
dass der erste Transistor P1 vorgespannt wird und einschaltet. Dadurch
wird ein Strom durch den dritten Widerstand R3 hergestellt, und
ein Spitzenpotenzial wird an der Anode 90 der ersten Diode
D1 erzeugt. Das Spitzenpotenzial wird einen Spitzenstrom durch die
erste Diode D1 herstellen, der den ersten Kondensator C1 auflädt und ein
Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 des Entscheidungsschaltkreises erzeugt.
Die Widerstände
R1, R2, R3, R4 und R6 werden so ausgewählt, dass, wenn kein Stimulus nahe
der ersten Elektrode E1 vorhanden ist, das Referenzpotenzial am
MINUS-Eingang 66 des Entscheidungsschaltkreises 60 größer als
das oder gleich dem Spitzenpotenzial am PLUS-Anschluss 64 des
Entscheidungsschaltkreises 60 sein wird.
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In
diesem Zustand wird der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 auf
einem niedrigen Potenzial sein und das selbst haltende Latch 70 wird nicht
ausgelöst.
Außerdem
wird der Inverter I1 bewirken, dass das Potenzial am Gate-Anschluss 78 des dritten
Transistors P3 in einem hohen Zustand sein wird, im Wesentlichen
gleich dem Quellenanschluss 77, so dass der dritte Transistor
P3 vorspannungslos wird und ausgeschaltet bleibt. Dies hat jedoch
keine Auswirkungen, da der Drain-Anschluss 79 des dritten Transistors
P3 in dieser Ausführungsform
in einem Leerlaufzustand ist.
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Diese
Ausführungsform
erfordert keine zweite Elektrode, obwohl ein Touchpad mit zwei Elektroden
zur Verwendung in diesem Modus angepasst werden kann. In dem Fall,
dass ein Touchpad mit zwei Elektroden für Verwendung in diesem Betriebsmodus
angepasst wird, hat das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines
Stimulus nahe der zweiten Elektrode keine Auswirkungen auf die Operation
des Schaltkreises.
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In
dem Fall, dass ein Stimulus nahe der ersten Elektrode E1 vorhanden
ist, ist die Operation des zweiten Transistors P2 dieselbe wie hierin
vorstehend für
diese Ausführungsform
beschrieben. Das Vorhandensein eines Stimulus nahe der ersten Elektrode
E1 wird jedoch bewirken, dass eine längere Zeit erforderlich ist,
damit die Spannung am Gate-Anschluss 82 des ersten Transistors
P1 mit dem Potenzial des Quellenanschlusses 80 am ersten
Transistor gleich wird. Als Konsequenz wird der erste Transistor P1
eingeschaltet und wird zulassen, dass im Vergleich mit dem Strom,
den der zweite Transistor P2 durch den vierten Widerstand R4 fließen lässt, ein
relativ größerer Strom
durch den dritten Widerstand R3 fließt. Als ein Ergebnis wird das
Spitzenpotenzial an der Anode 90 der ersten Diode D1 größer sein
als das Referenzpotenzial an der Anode 91 der zweiten Diode
D2. Als ein Ergebnis wird das Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 des
Entscheidungsschaltkreises 60 größer sein als das Referenzpotenzial
am MINUS-Eingang 66 des
Entscheidungsschaltkreises 60, und der Ausgang 63 vom
Entscheidungsschaltkreis 60 wird daher in einem hohen Zustand
sein. Wenn der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 in
einem hohen Zustand ist, bewirkt der Inverter I1, dass das Potenzial
am Gate-Anschluss 78 des dritten Transistors P3 in einem
niedrigen Zustand ist, wodurch der Transistor P3 eingeschaltet wird.
Da jedoch der Drain-Anschluss 79 des
dritten Transistors P3 effektiv nicht terminiert ist, hat dies keine
Auswirkungen.
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Wenn
der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises 60 in
einem hohen Zustand ist, ist der Latchauslöserausgang 73 in einem
hohen Zustand, und das selbst haltende Latch 70 wird ausgelöst, wodurch
ein Stromweg von der Energieversorgung 25 durch den Latchabschnitt 70 zur
internen Massereferenz CHIP VSS und durch die dritte Diode D3 hergestellt
wird, wodurch der Rest des Kontrollschaltkreises 24 effektiv
kurzgeschlossen wird. Das selbst haltende Latch 70 bleibt
in diesem Zustand, bis die Energie zum Latcheingangsanschluss 71 entfernt
wird. Bis das Latch 70 derart zurückgesetzt wird, wird ein kontinuierliches
digitales Kontrollsignal zur kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt)
ausgegeben. In dieser Weise emuliert die Touchschaltervorrichtung 20 eine
mit einem mechanischen Schalter assoziierte Zustandsänderung.
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Jetzt
Bezug nehmend auf 7, operiert eine Touchschaltervorrichtung 20,
die für
Betrieb im kontinuierlichen Eintakteingangs-Gleichstrommodus konfiguriert
ist, wie folgt. Die Operation und Funktionalität des Kontrollschaltkreises 24 ist
im Wesentlichen die gleiche, wie hierin vorstehend unter Bezugnahme
auf 6 für
den getakteten Eintakteingangsmodus beschrieben. Im Eintakteingangs-Gleichstrommodus
ist der Ausgang 72 des selbst haltenden Latches jedoch
im Leerlauf und das selbst haltende Latch 70 ist daher
nicht funktionsfähig.
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Wenn
kein Stimulus auf die erste Elektrode E1 ausgeübt wird, ist der Ausgang 63 des
Entscheidungsschaltkreises 60 auf einem niedrigen Potenzial.
Dadurch ist der Ausgang 76 des Inverters I1 zum Gate-Anschluss 78 des
dritten Transistors P3 auf einem hohen Potenzial. Wenn der Gate-Anschluss 78 des
dritten Transistors P3 auf einem hohen Potenzial ist, ähnlich dem
Potenzial am Quellenanschluss 77, ist der dritte Transistor
P3 vorspannungslos und schaltet nicht ein, und daher fließt kein
Strom durch den dritten Transistor P3 oder durch den fünften Widerstand
R5.
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Wenn
ein Stimulus nahe der ersten Elektrode E1 ist, sind der Ausgang 63 des
Entscheidungsschaltkreises 60 und infolgedessen der Eingang 75 zum
Inverter I1 in einem hohen Zustand. Der Inverter I1 verändert den
hochpegeligen Eingang zu einen niedrigpegeligen Ausgang und stellt
den Ausgang 76 zum Potenzial des Gate-Anschlusses 78 des
dritten Transistors P3 bereit. Wenn der Gate-Anschluss 78 im Vergleich zum
Quellenanschluss 77 auf einem niedrigen Potenzial ist,
wird der dritte Transistor P3 vorgespannt, er schaltet ein, und
Strom fließt
durch den dritten Transistor P3 und den fünften Widerstand R5. Dies erzeugt
ein erhöhtes
Potenzial an der Anode 108 des fünften Widerstands R5, das als
ein Eingang zur kontrollierten Vorrichtung (nicht dargestellt) über die
Ausgangsleitung 120 verwendet werden kann.
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Im
kontinuierlichen Gleichstrommodus von 7 reagiert
der Kontrollschaltkreis auf das Entfernen des Stimulus aus der Nähe der ersten
Elektrode E1. Solange der Stimulus nahe der ersten Elektrode EI
vorhanden bleibt, wird jedes Mal, wenn der Impuls in einen hohen
Zustand geht, ein Spitzenpotenzial an der Anode 90 der
ersten Diode D1 erzeugt, das höher ist
als das Referenzpotenzial an der Anode 91 der zweiten Diode
D2. Infolgedessen wird das Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 zum
Entscheidungsschaltkreis 60 auf einem höheren Pegel sein als das Referenzpotenzial
am MINUS-Eingang 66, und der Kontrollschaltkreis 24 wird
sich so verhalten, wie oben beschrieben. Wenn der Stimulus von der
ersten Elektrode EI entfernt wird, wird die Ladung des ersten Kondensators
C1 schließlich
mittels der Vorspannungsfunktion des zweiten Transistorschalters
SW2 in einen neutralen Zustand entladen. An diesem Punkt wird das
Spitzenpotenzial am PLUS-Eingang 64 des Entscheidungsschaltkreises 60 nicht
länger höher oder
im Wesentlichen höher
sein als das Referenzpotenzial am MINUS-Eingang 66, und
der Ausgang 63 des Entscheidungsschaltkreises wird in einen
niedrigen Zustand zurückkehren.
-
In
dieser Weise emuliert die im Eintakteingangs-Gleichstrommodus operierende
Touchschaltervorrichtung 20 einen mechanischen Schalter
in Wischkontakt-Ausführung.
Der Kontrollschaltkreis könnte
mit minimalen Änderungen
konfiguriert werden, um einen mechanischen Schalter zu emulieren, der
zum Öffnen
gedrückt
und zum Schließen
freigegeben werden muss.
-
Bislang
hat diese Patentschrift die physikalische Konstruktion und Operation
eines einzelnen Touchschalters beschrieben. Typische Touchschalteranwendungen
beinhalten häufig
eine Vielzahl von Touchschaltern, die zur Ausübung der Kontrolle über eine
Vorrichtung verwendet werden. 10 zeigt
ein Schalterfeld, das neun Touchschalter 20 umfasst, wobei
die neun Touchschalter 20 in eine Matrix von drei mal drei
angeordnet sind. Der Bereich B3 repräsentiert Komponenten auf dem
Touchfeld, während der
Bereich B4 Komponenten an der kontrollierten Vorrichtung repräsentiert.
Obwohl Jede Zahl von Touchschaltern theoretisch in jeder Weise angeordnet
werden könnten,
sind Matrixanordnungen wie diese auf einfache Weise in Mehrfachschaltung
betreibbar, wodurch die Zahl der erforderlichen Eingangs- und Ausgangsleitungen
von der kontrollierten Vorrichtung reduziert wird, und werden vorgezogen.