DE60034669T2

DE60034669T2 - System und verfahren zum erzeugen von einer genauen schätzung von empfangener signalinterferenz für schnurlose kommunikationssysteme

Info

Publication number: DE60034669T2
Application number: DE60034669T
Authority: DE
Inventors: Nagabhushana T. San Diego SINDHUSHAYANA; Eduardo A. Del Mar ESTEVES
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-05-11
Filing date: 2000-05-09
Publication date: 2008-01-10
Anticipated expiration: 2020-05-10
Also published as: JP2002544708A; EP1177640B1; TW462150B; ATE361588T1; US20040091025A1; EP1783922B1; BR0010420A; KR100858208B1; JP2013070386A; CN1350724A; JP2014135722A; JP5738971B2; JP5198697B2; JP2011055508A; US6975671B2; KR20020012570A; HK1043891B; WO2000069090A1; US6661832B1; EP1783922A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung:
Diese Erfindung bezieht sich auf Kommunikations- bzw. Nachrichtenübermittlungssysteme. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Systeme zum Schätzen der spektralen Interferenzdichte eines empfangenen Signals in drahtlosen Kommunikationssystemen mit Codemultiplexvielfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA) zur Unterstützung bei Raten- bzw. Geschwindigkeits- und Leistungssteuerung und Signaldecodierung.
II. Beschreibung der verwandten Technik:
Drahtlose Kommunikationssysteme werden bei einer Vielzahl von anspruchsvollen Anwendungen, einschließlich Such- und Rettungs- und Geschäftsanwendungen genutzt. Derartige Anwendungen erfordern effiziente und zuverlässige Kommunikationen, die wirksam in rauschbehafteten Umgebungen betrieben werden können.
Drahtlose Kommunikationssysteme sind durch eine Vielzahl von Mobilstationen gekennzeichnet, die sich in Kommunikation mit einer oder mehreren Basisstationen befinden. Signale werden zwischen einer Basisstation und einer oder mehreren Mobilstationen über einen Kanal übertragen bzw. gesendet. Empfänger in den Mobilstationen und Basisstationen müssen Rauschen schätzen, das in das gesendete Signal durch den Kanal eingeführt wird, um das gesendete Signal wirksam zu decodieren.
In einem Kommunikationssystem mit Codemultiplexvielfachzugriff (CDMA) werden Signale über eine große Bandbreite durch die Verwendung einer Pseudorausch(pseudo noise, PN)-Spreizsequenz gespreizt. Wenn die gespreizten Signale über einen Kanal gesendet werden, nehmen die Signale mehrere Pfade von der Basisstation zu der Mobilstation. Die Signale werden von den verschiedenen Pfaden an der Mobilstation empfangen, decodiert und konstruktiv über Pfadkornbinierschaltungen wieder kombiniert, wie z.B. durch einen Rake-Empfänger. Die Pfadkombinierschaltungen wenden Verstärkungsfaktoren an, Gewichte genannt, zum Decodieren von jedem Pfad zum Maximieren von Durchsatz und zum Kompensieren von Pfadverzögerungen und Fading bzw. Schwund.
Häufig enthalten Kommunikationssystem-Übertragungen ein Pilotintervall, ein Leistungssteuerintervall und ein Datenintervall. Während des Pilotintervalls sendet die Basisstation ein vorher festgesetztes Referenzsignal an die Mobilstation. Die Mobilstation kombiniert Information von dem empfangenen Referenzsignal, d.h. dem Pilotsignal und dem gesendeten Pilotsignal zum Extrahieren von Information über den Kanal, wie z.B. Kanalinterferenz und Signal-zu-Rausch-(Signal-to-Noise, SNR)-Verhältnis. Die Mobilstation analysiert die Charakteristika des Kanals und sendet darauf folgend ein Leistungssteuersignal an die Basisstation ansprechend darauf, und zwar während einem nachfolgenden Leistungssteuerintervall. Zum Beispiel, falls die Basisstation aktuell in Anbetracht der aktuellen Kanalcharakteristika mit überschüssiger Leistung sendet bzw. überträgt, dann sendet die Mobilstation ein Steuersignal an die Basisstation, um anzufragen, dass der Sendeleistungspegel reduziert wird.
Digitale Kommunikationssysteme erfordern häufig genaue logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnisse (log-likelihood ratios, LLRs), um ein empfangenes Signal genau zu decodieren. Eine genaue Signal-zu-Rausch-Verhältnis-(SNR)-Messung oder -Schätzung ist typischerweise erforderlich, um das LLR für ein empfangenes Signal genau zu berechnen. Genaue SNR-Schätzungen erfordern eine präzise Kenntnis der Rauschcharakteristika des Kanals, die mittels der Nutzung eines Pilotsignals geschätzt werden können.
Die Rate bzw. Geschwindigkeit oder Leistung, mit der eine Basisstation oder Mobilstation ein Signal ausstrahlt, ist abhängig von den Rauschcharakteristika des Kanals. Für eine maximale Kapazität steuern Transceiver in den Basisstationen und Mobilstationen die Leistung von gesendeten Signalen gemäß einer Schätzung des Rauschens, das durch den Kanal eingeführt wird. Falls die Schätzung des Rauschens, d.h. die spektrale Dichte der Interferenz von unterschiedlichen Mehrpfadkomponenten des gesendeten Signals ungenau ist, können die Transceiver mit zuviel oder zuwenig Leistung ausstrahlen. Ausstrahlen mit zuviel Leistung kann zu einer ineffizienten Nutzung von Netzwerkressourcen führen, was zu einer Reduktion der Netzwerkkapazität führt und zu einer möglichen Reduktion der Batterielebensdauer der Mobilstation. Ausstrahlung mit zuwenig Leistung kann zu einem reduzierten Durchsatz, verlorenen bzw. fallengelassenen Anrufen, einer reduzierten Dienstqualität und verärgerten Kunden führen.
Genaue Schätzungen des durch den Kanal eingeführten Rauschens sind auch notwendig zum Bestimmen optimaler Pfadkombiniergewichte. Aktuell berechnen viele CDMA-Telekommunikationssysteme SNR-Verhältnisse als eine Funktion der Trägersignalenergie zu der gesamten Spektraldichte des empfangenen Signals. Diese Berechnung ist bei kleinen SNRs geeignet, wird jedoch bei größeren SNRs ungenau, was zu einer verschlechterten Kommunikationssystemleistungsfähigkeit führt.
Zusätzlich versagen viele drahtlose CDMA-Kommunikationssysteme beim genauen Berücksichtigen der Tatsache, dass einige Basisstationen, die während des Pilotintervalls ausstrahlen, während des Datenintervalls nicht ausstrahlen. Als Ergebnis davon können auf dem Pilotsignal basierende Rauschmessungen während des Datenintervalls ungenau werden, dadurch die Systemleistungsfähigkeit reduzierend.
EP-A-0 776 105 beschreibt einen CDMA-Demodulator für einen verbesserten Interferenzauslöschungseffekt, wenn Signale von vielen Kommunikatoren gesendet werden.
WO-A-98/20617 beschreibt einen Decodiererausgang mit sanften Entscheidungen bzw. Softentscheidungen zum Decodieren von faltungscodierten Codeworten.
U.S.-Patent Nr. 5,406,588 beschreibt einen Empfänger zum Reduzieren der Effekte der Verzerrung, wenn eine Signalnutzbarkeit durch Separieren einer ge wünschten Komponente, einer ungewünschten Komponente und einer Verzerrungskomponente bestimmt wird, wobei die gewünschte Komponente das Signal enthält, das ursprünglich gesendet wurde, und wobei die ungewünschte Komponente Interferenz und Rauschen enthält.
In der Technik existiert ein Bedarf für ein System und ein Verfahren zum genauen Bestimmen der Spektraldichte der Interferenz eines empfangenen Signals, zum Berechnen eines genauen SNR- oder Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisses und zum Bestimmen optimaler Pfadkombinationsgewichte. Es gibt ferner einen Bedarf für ein System, das Basisstationen berücksichtigt, die Pilotsignale während des Pilotintervalls ausstrahlen, aber die nicht während des Datenintervalls ausstrahlen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Bedarf in der Technik wird durch das System zum Vorsehen eines genauen Interferenzwertes für ein, über einen Kanal empfangenes und durch einen externen Transceiver gesendetes Signal der vorliegenden Erfindung angesprochen. Systemaspekte der Erfindung sind in den Ansprüchen 1, 27, 28 und 29 angegeben und korrespondierende Verfahrensaspekte sind in den Ansprüchen 30 bis 33 angegeben. In dem illustrativen Ausführungsbeispiel ist das erfinderische System angepasst zur Nutzung mit einem drahtlosen Kommunikationssystem mit Codemultiplexvielfachzugriff (CDMA) und beinhaltet eine erste Empfängersektion zum Empfangen des Signals, das eine gewünschte Signalkomponente und eine Interferenz- und/oder Rauschkomponente besitzt. Eine Signalextraktionsschaltung extrahiert von dem empfangenen Signal eine Schätzung der gewünschten Signalkomponente. Eine Rauschschätzschaltung sieht den genauen Interferenzwert vor, basierend auf der Schätzung der gewünschten Signalkomponente und des empfangenen Signals. Eine Nachschlagtabelle transformiert den genauen Rausch- und/oder Interferenzwert auf einen Normalisierungsfaktor. Eine Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnis-Schaltung setzt den Normalisierungsfaktor und das empfangene Signal ein zum Berechnen einer genauen Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnis-Schätzung. Eine Pfadkombinierschaltung erzeugt optimale Pfadkombi niergewichte, basierend auf dem empfangenen Signal und dem Normalisierungsfaktor.
In dem illustrativen Ausführungsbeispiel beinhaltet das System ferner eine Schaltung zum Einsetzen des genauen Interferenzwertes zum Berechnen eines Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisses (carrier signal-to-interference ratio, C/I). Das System beinhaltet ferner eine Schaltung zum Berechnen optimaler Pfadkombiniergewichte für mehrere Signalpfade, die das Signal aufweisen unter Verwendung des genauen Interferenzwertes und zum Vorsehen optimal kombinierter Signalpfade ansprechend darauf. Das System beinhaltet auch eine Schaltung zum Berechnen eines Log-Likelihood-Wertes basierend auf dem Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnis und den optimal kombinierten Signalpfaden. Das System beinhaltet auch eine Schaltung zum Decodieren des empfangenen Signals unter Verwendung des Log-Likelihood-Wertes. Eine zusätzliche Schaltung erzeugt eine Raten- und/oder Leistungssteuernachricht und sendet die Raten- und/oder Leistungssteuernachricht an den externen Transceiver.
In einem speziellen Ausführungsbeispiel beinhaltet die erste Empfängersektion Herabkonvertierungs- und Mischschaltkreise zum Vorsehen von in-phasigen und Quadratursignalabtastungen von dem empfangenen Signal. Die Signalextrahierungsschaltung beinhaltet einen Pseudorauschentspreizer, der entspreizte inphasige und Quadratursignalabtastungen von den in-phasigen und Quadratursignalabtastungen vorsieht. Die Signalextrahierungsschaltung beinhaltet ferner eine Aufdeckungs- bzw. Entspreizschaltung, die Datensignale und ein Pilotsignal von den entspreizten in-phasigen und Quadratursignalabtastungen separiert, und eine Datenkanalausgabe und eine Pilotkanalausgabe ansprechend darauf vorsieht. Die Signalextrahierungsschaltung beinhaltet ferner eine Durchschnittsbildungsschaltung zum Reduzieren von Rauschen in der Pilotkanalausgabe und zum Vorsehen ansprechend darauf der Schätzung der gewünschten Signalkomponente als Ausgabe. Die Rauschschätzungsschaltung beinhaltet eine Schaltung zum Berechnen eines gewünschten Signalenergiewertes, der mit der Schätzung assoziiert ist, zum Multiplizieren des gewünschten Signalenergiewertes mit einer vorherbestimmten Konstanten, um einen skalierten gewünschten Signalenergiewert zu erhalten, und zum Subtrahieren des skalierten gewünschten Signalenergiewertes von einer Schätzung der Gesamtenergie, die mit dem empfangenen Signal assoziiert ist, um den genauen Interferenzwert zu erhalten.
Eine alternative Implementierung der Rauschschätzungsschaltung beinhaltet einen Subtrahierer, der die gewünschte Signalkomponente von der Pilotkanalausgabe subtrahiert und ansprechend darauf ein Interferenzsignal vorsieht. Die Rauschschätzungsschaltung beinhaltet eine Energieberechnungsschaltung zum Vorsehen des genauen Interferenzwertes von dem Interferenzsignal.
Der genaue Interferenzwert wird auf eine Nachschlagtabelle (look-up table, LUT) angewendet, die die Reziproke bzw. den Kehrwert der Interferenzleistungsspektraldichte berechnet, was dem genauen Interferenzwert entspricht. Die Reziproke wird dann mit dem skalierten gewünschten Signalenergiewert multipliziert, um eine Schätzung des Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisses (carrier signal-to-interference ratio, C/I) zu erhalten, die im Folgenden mit einer Mittelungsschaltung bzw. Durchschnittsbildungsschaltung gemittelt wird und an eine logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis-(log-Iikelihood ratio, LLR)-Schaltung eingegeben wird. Die Reziproke wird auch mit Pfadkombinierungsgewichten multipliziert, die von der Pilotkanalausgabe abgeleitet sind, um normalisierte optimale Pfadkombinierungsgewichtschätzungen zu erhalten, die im Folgenden mit einem konstanten Faktor skaliert werden, gemittelt werden und in die LLR-Schaltung eingegeben werden, die das LLR des empfangenen Signals berechnet.
Die Schaltung zum Berechnen optimaler Pfadkombinierungsgewichte für jeden Mehrfachsignalpfad der das empfangene Signal aufweist, beinhalten eine Schaltung zum Vorsehen einer skalierten Schätzung der komplexen Amplitude der gewünschten Signalkomponente von einer Ausgabe eines Pilotfilters und einer eine Konstante vorsehenden Schaltung. Die skalierte Schätzung wird mit dem genauen Interferenzwert normalisiert. Eine Konjugationsschaltung sieht eine Konjugierte der skalierten Schätzung vor, die repräsentativ für die optimalen Pfadkombinierungsgewichte ist.
Die neuartigen Ausführung der vorliegenden Erfindung wird erleichtert durch die Rauschschätzungsschaltung, die eine genaue Schätzung einer Interferenzkomponente des empfangenen Signals vorsieht. Die genaue Schätzung der Interferenzkomponente führt zu einer genauen Schätzung des Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisses, was sie optimale Decodierung des empfangenen Signals erleichtert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm eines Telekommunikationssystems der vorliegenden Erfindung, das eine genaue Interferenzenergieberechnungsschaltung besitzt.
2 ist ein detaillierteres Diagramm der genauen Interferenzenergieberechnungsschaltung, einer Schaltung mit logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis (Log-Likelihood Ratio, LLR) und einer Pfadkombinierschaltung der 1, und zwar angepasst zur Nutzung mit Vorwärtsverbindungsübertragungen.
3 ist ein Diagramm einer genauen Interferenzenergieberechnungsschaltung, die optimiert ist für Rückwärtsverbindungsübertragung und die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung und die LLR-Schaltung der 2 beinhaltet.
4 ist ein Diagramm, das alternative Ausführungsbeispiele der genauen Interferenzenergieschätzungsschaltung und der Maximalverhältnispfadkombinierungsschaltung der 2 zeigt.
5 ist ein Blockdiagramm einer Rahmenaktivitätssteuerungsschaltung zum Verbessern von Schätzungen der Interferenzenergie und angepasst zur Nutzung mit der genauen Interferenzenergieberechnungsschaltung der 2.
6 ist ein exemplarisches Zeitsteuerungs- bzw. Timingdiagramm, das einen aktiven Schlitz und einen Leerlaufschlitz zeigt.
7 ist ein exemplarisches Timingdiagramm, das ein Verkehrskanalsignal, ein Pilotkanalsignal, ein Rahmenaktivitätssignal (Frame Activity Signal, FAC) (auch bekannt als ein Rückwärtsleistungssteuerkanal) und Leerlaufkanalrändern bzw. -schürzen (skirts) der Schlitze der 6 zeigt.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Während die vorliegende Erfindung hierin mit Bezug auf illustrative Ausführungsbeispiele für spezielle Anwendungen beschrieben wird, sollte klar sein, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Ein Fachmann, der Zugang zu den hierin beschriebenen Lehren besitzt, wird zusätzliche Modifikationen, Anwendungen und Ausführungsbeispiele erkennen, die innerhalb des Umfangs der Erfindung liegen und zusätzliche Felder, in denen die vorliegende Erfindung wesentlichen Nutzen besitzt.
1 ist ein Diagramm eines Telekommunikationstransceiver-Systems 10 der vorliegenden Erfindung, das eine Berechnungseinheit 12 für genaue Trägersignal-zu-Interferenz-(carrier signal-to-interference, C/I) und Interferenzenergie (N_t) besitzt. Das System 10 ist angepasst zur Nutzung mit einer CDMA-Mobilstation. In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel werden durch das Transceiversystem 10 empfangene Signale über eine Vorwärtskommunikationsverbindung zwischen einer Basisstation (nicht gezeigt) und dem System 10 empfangen. Durch den Transceiver 10 gesendete bzw. übertragene Signale werden über eine Rückwärtskommunikationsverbindung von dem Transceiversystem 10 an die assoziierte Basisstation gesendet.
Der Klarheit wegen sind viele Details des Transceiversystems 10 weggelassen worden, wie z.B. Taktschaltkreise, Mikrophone, Lautsprecher usw. Ein Fachmann kann die zusätzlichen Schaltkreise einfach ohne unangemessene Versuche implementieren.
Das Transceiversystem 10 ist ein Dualkonvertierungstelekommunikationstransceiver und beinhaltet eine Antenne 14, die mit einem Duplexer 16 verbunden ist. Der Duplexer 16 ist mit einem Empfangspfad verbunden, der von links nach rechts Folgendes beinhaltet: einen Empfangsverstärker 18, einen Hochfrequenz-(HF)-zu- Zwischenfrequenz (ZF)-Mischer 20, ein Empfangsbandpassfilter 22, eine automatische Empfangsverstärkungssteuerschaltung (automatic gain control, AGC) 24 und eine ZF-zu-Basisband-Schaltung 26. Die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 ist mit einem Basisbandrechner- bzw. -computer 28 bei der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 verbunden.
Der Duplexer 16 ist auch mit einem Sendepfad 66 verbunden, der Folgendes beinhaltet: einen Sendeverstärker 30, einen ZF-zu-HF-Mischer 32, ein Sendebandpassfilter 34, eine Sende-AGC 36 und eine Basisband-zu ZF-Schaltung 38. Die Sende-Basisband-zu ZF-Schaltung 38 ist mit dem Basisbandrechner 28 bei einem Codierer 40 verbunden.
Die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 in dem Basisbandrechner 28 ist mit einer Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42, einer Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 und einer logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis-(log-likelihood ratio, LLR)-Schaltung 46 verbunden. Die LLR-Schaltung 46 ist auch mit der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 und einem Decodierer 48 verbunden. Der Decodierer 48 ist mit einem Controller bzw. einer Steuereinrichtung 50 verbunden, die auch mit der Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 und dem Codierer 40 verbunden ist.
Die Antenne 14 empfängt und sendet HF-Signale. Ein Duplexer 16, mit der Antenne 14 verbunden, erleichtert bzw. ermöglicht die Separation der Empfangs-HF-Signale 52 von den Sende-HF-Signalen 54. Die durch die Antenne 14 empfangenen HF-Signale 52 werden an den Empfangspfad 64 gerichtet, wo sie durch den Empfangsverstärker 18 verstärkt werden, mittels des HF-zu-ZF-Mischers 20 auf Zwischenfrequenzen gemischt werden, durch das Empfangsbandpassfilter 22 gefiltert werden, durch die Empfangs-AGC 24 verstärkungseingestellt werden und dann mittels der ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 zu digitalen Basisbandsignalen 56 konvertiert werden. Die digitalen Basisbandsignale 56 werden dann an einen digitalen Basisbandcomputer 28 eingegeben.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Empfangssystem 10 angepasst zur Nutzung mit Modulations- und Demodulationstechniken mit Quadraturphasenumtastung (quadrature Phase shift keying, QPSK) und die digitalen Basisbandsignale 56 sind Signale mit Quadraturamplitudenmodulation (QAM), die sowohl inphasige (I) als auch Quadratur (Q) Signalkomponenten beinhalten. Die I und Q Basisbandsignale 56 repräsentieren sowohl Pilotsignale als auch Datensignale, die von einem CDMA-Telekommunikationstransceiver gesendet werden, wie z.B. einem Transceiver, der in einer Basisstation eingesetzt ist.
In dem Sendepfad 66 werden Ausgangssignale 58 von dem digitalen Basisbandcomputer in analoge Signale konvertiert mittels der Basisband-zu ZF-Schaltung 38, auf ZF-Signale gemischt, durch das Sendebandpassfilter 34 gefiltert, durch den ZF-zu-HF-Mischer 32 auf die HF gemischt und den Sendeverstärker 30 verstärkt und dann über den Duplexer 16 und die Antenne 14 gesendet.
Sowohl die Empfangs- als auch die Sendepfade 64 bzw. 66 sind mit dem digitalen Basisbandcomputer 28 verbunden. Der digitale Basisbandcomputer 28 verarbeitet die empfangenen digitalen Basisbandsignale 56 und gibt die digitalen Basisbandcomputerausgabesignale 58 aus. Der Basisbandcomputer 28 kann Funktionen, wie z.B. Signal-zu-Sprach-Konvertierungen und/oder umgekehrt beinhalten.
Die Basisband-zu ZF-Schaltung 38 beinhaltet verschiedene Komponenten (nicht gezeigt), wie z.B. Digital-zu-Analog-Konvertierer (DACs), Mischer, Addierer, Filter, Schieber und Lokaloszillatoren. Die Basisbandcomputerausgabesignale 58 weisen sowohl in-phasige (I) als auch Quadratur (Q) Signalkomponenten auf, die um 90° phasenverschoben sind. Die Ausgabesignale 58 werden an Digital-zu-Analog-Konvertierer (DAC) in der analogen Basisband-zu ZF-Schaltung 38 eingegeben, wo sie in analoge Signale konvertiert werden, die dann durch Tiefpassfilter bei der Vorbereitung zum Mischen gefiltert werden. Die Phasen der Ausgabesignale 58 werden eingestellt, gemischt und mittels eines 90°-Schiebers (nicht gezeigt), Basisband-zu-ZF-Mischern (nicht gezeigt) bzw. eines Addierers (nicht gezeigt) summiert, die in der Basisband-zu ZF-Schaltung 38 beinhaltet sind.
Der Addierer gibt ZF-Signale aus an die Sende-AGC-Schaltung 36, wo die Verstärkung der gemischten ZF-Signale eingestellt wird, und zwar zur Vorbereitung auf die Filterung mittels des Sendebandpassfilters 34, Hochmischen auf die HF mittels des ZF-zu-Sendemischers 32, Verstärken mittels des Sendeverstärkers 20 und einer eventuellen Funkübertragung mittels des Duplexers 16 und der Antenne 14.
In ähnlicher Weise weist die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 in dem Empfangspfad 64 Schaltkreise (nicht gezeigt) auf, wie z.B. Analog-zu-Digital-(ADC)-Konvertierer, Oszillatoren und Mischer. Empfangene verstärkungseingestellte Signale, die von der Empfangs-AGC-Schaltung 24 ausgegeben werden, werden zu der ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 transferiert, wo sie mittels Mischschaltkreisen ins Basisband gemischt werden und dann zu digitalen Signalen mittels Analog-zu-Digital-Konvertern (ADC) konvertiert werden.
Sowohl die Basisband-zu ZF-Schaltung 38 als auch die ZF-zu-Basisband-Schaltung 36 (Übersetzer: 26) setzen ein Oszillatorsignal ein, das mittels eines ersten Oszillators 60 vorgesehen ist zum Ermöglichen von Mischfunktionen. Der Empfangs-HF-zu-ZF-Mischer 20 und der Sende-ZF-zu-HF-Mischer 32 setzen ein Oszillatorsignal ein, das von einem zweiten Oszillator 62 eingegeben wird. Die ersten und zweiten Oszillatoren 60 bzw. 62 können als phasenverriegelte Schleifen implementiert werden, die Ausgabesignale von einem Master- bzw. Hauptreferenzoszillatorsignal ableiten.
Einem Fachmann wird klar sein, dass andere Arten von Empfangs- und Sendepfaden 64 und 66 stattdessen eingesetzt werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die verschiedenen Komponenten, wie z.B. Verstärker 18 und 30, Mischer 20 und 32, Filter 22 und 34, AGC-Schaltungen 24 und 36 und Frequenzkonvertierungsschaltungen 26 und 38 sind Standardkomponenten und können einfach durch normale Fachleute, die auch Zugang zu den vorliegenden Lehren besitzen, konstruiert werden.
In dem Basisbandcomputer 28 werden die empfangenen I und Q Signale 56 in die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 eingegeben. Die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 bestimmt genau die Interferenzenergie der I und Q Signale 56, basierend auf dem Pilotsignal und bestimmt darauf ansprechend ein Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnis. Das Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnis (C/I) ist ähnlich bzw. gleich dem Signal-zu Rausch-Verhältnis (signal-to-noise ratio, SNR) und ist das Verhältnis der Energie der empfangenen I und Q Signale 56 ohne Interferenz- und Rauschkomponenten zu der Interferenzenergie der empfangenen I und Q Signale 56. Herkömmliche C/I-Schätzungsschaltungen versagen häufig beim genauen Schätzen der Mehrpfadinterferenzenergie.
Die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 gibt ein C/I Signal an die Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 und die LLR-Schaltung 46 aus. Die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 gibt auch die Reziproke bzw. den Kehrwert der Interferenzenergie (1/N_t), ein entspreiztes und aufgedecktes Datenkanalsignal und ein entspreiztes und aufgedecktes Pilotkanalsignal an die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 aus. Das entspreizte und aufgedeckte Datenkanalsignal ist auch für den Decodierer 48 vorgesehen, wo es decodiert und an den Controller 50 weitergeleitet wird. An dem Controller 50 wird das decodierte Signal verarbeitet zum Ausgeben von Sprache oder Daten oder zum Erzeugen eines Rückwärtsverbindungssignals zum Transfer an die assoziierte Basisstation (nicht gezeigt).
Die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 berechnet Pfadkombinierungsgewichte mit optimalem Verhältnis für Mehrpfadkomponenten des empfangenen Datensignals entsprechend dem Datenkanalsignal, gewichtet die geeigneten Pfade, kombiniert die mehreren Pfade und sieht die summierten und gewichteten Pfade als eine Metrik an die LLR-Schaltung 46 vor.
Die LLR-Schaltung 46 setzt Metriken ein von der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 mit der durch die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 gelieferte C/I-Schätzung zum Erzeugen eines optimalen LLR und von Softdecodiererentscheidungswerten. Die optimalen LLR und Softdecodiererentscheidungswerte werden an den Decodierer 48 geliefert zum Ermöglichen bzw. Erleichtern der Decodierung der empfangenen Datenkanalsignale. Der Controller 50 verarbeitet dann die decodierten Datenkanalsignale zum Ausgeben von Sprache oder Daten über einen Lautsprecher oder eine andere Einrichtung (nicht gezeigt). Der Controller 50 steuert auch das Senden von Sprachsignalen und Datensignalen von einer Eingabevorrichtung (nicht gezeigt) an den Codierer 40 beim Vorbereiten zur Übertragung.
Die Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 erzeugt eine Ratensteuerung oder Leistungsbruchteilanforderungsnachricht basierend auf dem von der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 eingegebenen C/I Signal. Die Raten/-Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 vergleicht das C/I mit einem Satz von vorherbestimmten Schwellen. Die Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 erzeugt eine Ratenanfrage oder Leistungssteuernachricht basierend auf der relativen Größe des C/I Signals mit Bezug auf die verschiedenen Schwellen. Die exakten Details der Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 sind anwendungsspezifisch und einfach bestimmt und implementiert durch gewöhnliche Fachleute, um die Anforderungen einer bestimmten Anwendung zu erfüllen.
Die resultierende Ratensteuerung oder Leistungsbruchteilanforderungsnachricht wird dann an den Controller 50 transferiert. Der Controller 50 bereitet die Leistungsbruchteilsanforderungsnachricht vor zur Codierung mittels des Codierers 40 und zur eventuellen Übertragung an die assoziierte Basisstation (nicht gezeigt) über einen Datenratenanforderungskanal (data rate request channel, DRC) über den Sendepfad 66, den Duplexer 16 und die Antenne 14. Wenn die Basisstation die Ratensteuerung oder Leistungsbruchteilsanforderungsnachricht empfängt, stellt die Basisstation die Rate und/oder Leistung der gesendeten Signale entsprechend ein.
Die genauen C/I und N_L-Schätzungen von der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 verbessern die Leistungsfähigkeit der Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 und verbessern die Leistungsfähigkeit des Decodierers 48, dadurch den Durchsatz und die Effizienz des Transceiversystems 10 und des assoziierten Telekommunikationssystems verbessernd.
2 ist ein detaillierteres Diagramm der genauen C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12, der LLR-Schaltung 46 und der Pfadkombinierungsschaltung 42 der 1, und zwar angepasst zur Nutzung mit Vorwärtsverbindungsübertragungen.
Die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 beinhaltet, von links nach rechts und von oben nach unten, einen Pseudorausch-(pseudo noise, PN)-Entspreizer 70, eine M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72, eine Gesamtempfangssignalenergie-(I₀)-Berechnungsschaltung 74, eine erste Konstantenschaltung 84, einen Pilotfilter 76, einen Subtrahierer 80, einen ersten Multiplizierer 82, eine Pilotenergieberechnungsschaltung 86, ein Nachschlagtabelle (look-up table, LUT) 88, einen zweiten Multiplizierer 90 und eine C/I-Akkumulationsschaltung 92. In der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 empfängt der Pseudorausch-(PN)-Entspreizer 70 die I und Q Signale 56 von der ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 der 1. Der PN-Entspreizer 70 liefert parallel eine Eingabe an die M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 und die I₀-Berechnungsschaltung 74. Die M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 liefert eine Eingabe an das Pilotfilter 76 und an eine Konstantenteilerschaltung 78 in der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42.
Die Ausgabe der Energieberechnungsschaltung 74 ist mit einem positiven Terminal bzw. Anschluss der Subtrahiererschaltung 80 verbunden. Ein negativer Anschluss der Subtrahiererschaltung 80 ist mit einem Ausgabanschluss eines ersten Multiplizierers 82 verbunden. Ein erster Eingang des ersten Multiplizierers 82 ist mit einem Ausgang der ersten Konstantenschaltung 84 verbunden. Ein zweiter Eingang des ersten Multiplizierers 82 ist mit einem Ausgang der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 verbunden. Das Pilotfilter 76 liefert eine Eingabe an die Pilotenergieberechnungsschaltung 86.
Ein Ausgang des Subtrahierers 80 ist mit der Nachschlagtabelle (look-up table, LUT) 88 verbunden. Ein Ausgang der LUT 88 ist parallel verbunden mit einem ers ten Eingang des zweiten Multiplizierers 90 und einem ersten Eingang eines dritten Multiplizierers 94 in der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42. Ein zweiter Eingang des zweiten Multiplizierers 90 ist mit dem Ausgang des ersten Multiplizierers 82 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Multiplizierers 90 ist mit der C/I-Akkumulatorschaltung 92 verbunden, wobei deren Ausgang eine Eingabe für die LLR-Schaltung 46 liefert.
Die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 beinhaltet eine zweite Konstantenerzeugungsschaltung 98, einen vierten Multiplizierer 96, den dritten Multiplizierer 94, die Konstantendividierschaltung 78, eine Komplexkonjugierschaltung 100, einen fünften Multiplizierer 102 und eine Pfadakkumulatorschaltung 104. In der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 ist ein erster Anschluss des vierten Multiplizierers 96 mit dem Ausgang des Pilotfilters 76 verbunden, der auch mit einem Eingang der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 in der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 verbunden ist. Ein zweiter Anschluss des vierten Multiplizierers 96 ist mit der zweiten Konstantenerzeugungsschaltung 98 verbunden. Ein Ausgang des vierten Multiplizierers 96 ist mit einem zweiten Eingang des dritten Multiplizierers 94 verbunden. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 94 sieht eine Eingabe für die Komplexkonjugierschaltung 100 vor. Der Ausgang der Komplexkonjugierschaltung 100 ist mit einem ersten Eingang des fünften Multiplizierers 102 verbunden. Ein Ausgang der Konstantendividierschaltung 78 ist mit einem zweiten Eingang des fünften Multiplizierers 102 verbunden. Ein Ausgang des fünften Multiplizierers 102 ist mit einem Eingang der Pfadakkumulatorschaltung 104 verbunden. Der Ausgang der Pfadakkumulatorschaltung 104 ist mit einem zweiten Eingang der LLR-Schaltung 46 verbunden. Der Ausgang der LLR-Schaltung ist mit einem Eingang eines Decodierers (siehe 48 der 1) verbunden.
Im Betrieb empfängt der PN-Entspreizer 70 die I und Q Signale und entspreizt L-Finger, d.h. Pfade (I). Der PN-Entspreizer 70 entspreizt die I und Q Signale unter Verwendung einer Inversen der Pseudorauschsequenz, die zum Spreizen der I und Q Signale vor der Übertragung über den Kanal genutzt wurde. Die Konstruktion und der Betrieb des PN-Entspreizers 70 ist in der Technik wohl bekannt. Ent spreizte Signale werden von dem PN-Entspreizer 70 ausgegeben und an die M-stufige Walsh-Aufdeckung bzw. -Entspreizung 72 und die I₀-Berechnungsschaltung 74 eingegeben. Die I₀-Berechnungsschaltung 74 berechnet die gesamte empfangene Energie (I₀) pro Chip, die sowohl eine gewünschte Signalkomponente als auch eine Interferenz- und Rauschkomponente beinhaltet. Die I₀-Berechnungsschaltung 74 sieht eine Schätzung (I₀) von I₀ gemäß der folgenden Gleichung vor:
wobei N die Anzahl von Chips pro Pilotbündel bzw. -burst ist und in dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel 64 ist, und · repräsentiert das von dem PN-Entspreizer 70 ausgegebene empfangene entspreizte Signal.
Fachleuten ist klar, dass die I₀ berechnet werden können, bevor sie durch den PN-Entspreizer 70 entspreizt werden, und zwar ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel kann die I₀-Berechnungsschaltung 74 eine direkte Eingabe von den I₀ und Q Signalen 56 empfangen anstelle der durch den PN-Entspreizer 70 vorgesehenen Eingabe, wobei in dem Fall eine äquivalente Schätzung von I₀ am Ausgang der I₀-Berechnungsschaltung 74 vorgesehen sein wird.
Die M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 deckt Folgendes auf bzw. entspreizt Folgendes: orthogonale Datensignale, Datenkanäle genannt, und Pilotsignale, der Pilotkanal genannt, und zwar mit in der Technik bekannten Verfahren. In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel entsprechen die orthogonalen Datensignale einem Datenkanal oder mehreren Datenkanälen, der bzw. die durch die folgende Gleichung repräsentiert ist bzw. wird:
wobei M die Anzahl von Chips pro Walsh-Symbol, Ê_s,l, die Modulationssymbolenergie der l-ten Mehrpfadkomponente ist, θ ^l die Phase des Datenkanals s ist und X_t die informationstragende Komponente des Datenkanals s ist. Der aufgedeckte bzw. entspreizte Datenkanal, der durch die Gleichung 2 dargestellt ist, wird geliefert an den Decodierer (siehe 48 der 1) und an die Konstantendividierschaltung 78 der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42.
Während die vorliegende Erfindung zur Nutzung mit Signalen angepasst ist, die verschiedene Walsh-Codes aufweisen, kann die vorliegende Erfindung einfach durch Fachleute zur Nutzung mit anderen Arten von Codes angepasst werden.
Der Pilotkanal wird an das Pilotfilter 76 eingegeben. Das Pilotfilter 76 ist ein Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsfilter, das als ein Tiefpassfilter agiert, welches hochfrequentes Rauschen und Interferenzkomponenten von dem Pilotkanal entfernt. Die Ausgabe des Pilotfilters 76 (p) wird durch die folgende Gleichung repräsentiert:
wobei M die Anzahl von Chips pro Walsh-Symbol ist, Ê_s,l die Pilotchipenergie der l-ten Mehrpfadkomponente ist und θ ^l die Phase des gefilterten Pilotkanals p ist.
Eine Schätzung der Energie des gefilterten Pilotkanals p wird mittels der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 berechnet, die ein Quadrat der komplexen Amplitude des gefilterten Pilotkanals p gemäß der Repräsentation durch Gleichung (3) ist. Das Quadrat der komplexen Amplitude des gefilterten Pilotkanals p wird mit einem vorher definierten Skalierungsfaktor c multipliziert, wobei c durch die folgende Gleichung repräsentiert wird:
wobei I_or die empfangene Energie des gewünschten Signals ist, d.h. äquivalent ist zu I₀ ohne Rauschen und Interferenzkomponenten. E_p ist die Pilotchipenergie. Der Skalierungsfaktor c ist eine bekannte Vorwärtsverbindungskonstante in vielen drahtlosen Kommunikationssystemen.
Der Skalierungsfaktor c wird mit der Energie des gefilterten Pilotsignals p mittels des ersten Multiplizierers 82 gefiltert, um eine genaue Schätzung Î_or,l der Energie des empfangenen gewünschten Signals (I₀ ohne Rausch- und Interferenzkomponenten) zu erhalten, und zwar assoziiert mit der l-ten Mehrpfadkomponente des empfangenen Signals 56.
Die genaue Schätzung Î_or,l wird von der Schätzung I₀ mittels des Subtrahierers 80 subtrahiert, um eine genaue Messung der Interferenzenergie (N_t,l), die mit der l-ten Mehrpfadkomponente assoziiert ist, zu erhalten. N_t _,l wird dann an die LUT 88 geliefert, die die Reziproke von N_t,l ausgibt, und zwar an den dritten Multiplizierer 94 in der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 und an den ersten Eingang des zweiten Multiplizierers 90. Der zweite Eingang des zweiten Multiplizierers 90 ist mit dem Ausgang des ersten Multiplizierers 82 verbunden, der Î_or,l an den zweiten Eingangsanschluss des zweiten Multiplizierers 90 liefert. Der zweite Multiplizierer 90 gibt eine genaue Schätzung des Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisses (C/I)_l aus, und zwar assoziiert mit der l-ten Mehrpfadkomponente gemäß der folgenden Gleichung:
Der genaue C/I Wert wird dann über L Pfade in dem empfangenen Signal mittels der C/I Akkumulatorschaltung 92 akkumuliert. Die akkumulierten C/I Werte werden dann an die LLR-Schaltung 46 und an die Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung (siehe 44 der 1) geliefert.
In der Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 multipliziert der vierte Multiplizierer 96 das gefilterte Pilotsignal p mit einer Konstanten k, die durch die zweite Konstantenerzeugungsschaltung 98 geliefert wird. Die Konstante k wird gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
wobi E_s die Modulationssymbolenergie ist, E_p die Pilotsymbolenergie ist und M die Anzahl von Walsh-Symbolen pro Chip, wie oben erwähnt ist. Das Verhältnis von E_s zu E_p ist oft als konstant für sowohl Vorwärtsverbindungs- als auch Rückwärtsverbindungsübertragungen bekannt.
Der Ausgang des vierten Multiplizierers 96 liefert eine Schätzung des Kanalkoeffizienten (α ^), wie durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei E ^s,l eine Schätzung der Modulationssymbolenergie der/-ten Mehrpfadkomponente ist, θ ^l eine Schätzung der Phase des Pilotsignals ist. Der Kanal α ^ ist eine skalierte Schätzung der komplexen Amplitude des Ausgangs des Pilotfilters 76.
Die Kanalschätzung wird dann mit der Reziproken der Interferenzenergie N_t,l multipliziert, die mit der/-ten Mehrpfadkomponente assoziiert ist, und zwar durch den dritten Multiplizierer 94. Die Interferenzenergie N_t,l beinhaltet sowohl Interferenz- als auch Rauschkomponenten. Die Komplexkonjugierschaltung 100 berechnet dann die Konjugierte der Ausgabe des dritten Multiplizierers 94, die Maximalverhältnispfadkombinierungsgewichte repräsentiert. Die Maximalverhältnispfadkombinierungsgewichte werden dann multipliziert mit dem von der Dividierschaltung 78 ausgegebenen entsprechenden Datensymbolausgabe, und zwar mittels des fünften Multiplizierers 102. Das Datensymbol (d) ist durch die folgende Gleichung dargestellt:
wobei die Variablen wie für die Gleichungen (2) und (7) angegeben sind.
Die Ausgabe des fünften Multiplizierers 102 repräsentiert optimal gewichtete Datensignale, die dann über die L-Pfade akkumuliert werden, die die Signale über die Pfadkombinierschaltung 104 aufweisen. Die sich ergebenden optimal kombinierten Datensignale werden an die LLR-Schaltung 46 geliefert, die die Berechnung optimaler Softdecodiereingaben für den Decodierer (siehe 48 der 1) ermöglichen.
Fachleuten ist klar, dass die Konstanten c und k, die entsprechend durch die erste Konstantenerzeugungsschaltung 84 und die zweite Konstantenerzeugungsschaltung 98 vorgesehen sind, andere Konstanten oder Variablen sein können als jene, die durch die Gleichungen (3) und (6) repräsentiert sind, und zwar ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
3 zeigt ein Diagramm einer genauen Interferenzenergieberechnungsschaltung 110, die optimiert ist für Rückwärtsverbindungsübertragung, und die die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung 42 und die LLR-Schaltung 46 der 2 beinhaltet.
Der Betrieb der Interferenzenergieberechnungsschaltung 110 ist ähnlich zu dem Betrieb der C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 der 2 mit der Ausnahme der Berechnung von N_t. Die Interferenzenergieberechnungsschaltung 110 beinhaltet den PN-Entspreizer 70, die M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 und das Pilotfilter 76. Die M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 deckt auf bzw. entspreizt, d.h. extrahiert den Pilotkanal und den Datenkanal von den entspreizten I und Q Signaltastungen, die von dem PN-Entspreizer 70 ausgegeben werden.
In der Interferenzenergieberechnungsschaltung 110 ist der Pilotkanal vorgesehen für einen positiven Eingang einer Pilotsubtrahierschaltung 112 und für das Pilotfilter 76. Das Pilotfilter 76 unterdrückt Rausch- und Interferenzkomponenten in dem Pilotkanal und sieht ein gefiltertes Pilotsignal vor für einen negativen Eingang der Pilotsubtrahierungsschaltung 112. Die Pilotsubtrahierschaltung 112 subtrahiert den Pilotkanal von dem gefilterten Pilotkanal und gibt ein Signal aus, das repräsentativ ist für das Interferenz-und-Rauschen-pro-Symbol, das durch den Kanal eingeführt wird zwischen der sendenden Basisstation (nicht gezeigt) und dem Transceiversystem (siehe 10 der 1), in dem die Interferenzenergieberechnungsschaltung 110 eingesetzt wird. Die Energie (N_t _,l) des Interferenz- und Rauschsignals für jedes Symbol wird mittels einer Interferenzenergieberechnungsschaltung 114 gemäß der folgenden Gleichung berechnet:
wobei M die Anzahl der Chips pro Walsh-Symbol ist, N die Anzahl von Chips (64 Chips) in dem Piloburst ist und · die Ausgabe der Pilotsubtrahierschaltung 112 ist.
Die Interferenzenergieberechnungsschaltung 110 wird eingesetzt, wenn der Konstantenwert c, der durch die erste Konstantenerzeugungsschaltung 84 der 2 vorgesehen wird, nicht bekannt ist. Dies ist der Fall bei vielen Rückwärtsverbindungsanwendungen.
4 ist ein Diagramm, das alternative Ausführungsbeispiele 120 und 122 der genauen Interferenzenergieschätzungsschaltung bzw. der Maximalverhältnispfadkombinierungsschaltung der 2 zeigt und angepasst ist zur Nutzung mit einer Vorwärtsverbindung. Die alternative C/I und N_t-Schätzungsschaltung 120 beinhaltet ein Pilotfingerfilter 124, das parallel verbunden ist mit einer Pilotenergieberechnungsschaltung 86 und einem Eingang eines Pilotsignalmultiplizierers 126. Die Ausgabe der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 ist parallel verbunden mit der LUT 88 und mit einem Eingang eines Pilotenergiesignalmultiplizierers 128.
Ein Ausgang des LUT 88 ist parallel verbunden mit einem anderen Eingang des Pilotenergiesignalmultiplizierers 128 und mit einem anderen Eingang des Pilotsignalmultiplizierers 126. Die Ausgabe des Pilotenergiesignalmultiplizierers 128 wird an eine C/I-Pfadakkumulierschaltung 130 eingegeben. Ein Ausgang der C/I-Pfadakkumulierschaltung 130 ist parallel verbunden mit einem Eingang der Ra ten/Leistungserzeugungsschaltung 44 der 1 und mit einem Eingang einer generalisierten Dual-Maxima-Schaltung 132.
Ein Ausgang des Pilotsignalmultiplizierers 126 ist mit einem Eingang einer Skalarproduktschaltung 134 verbunden. Ein anderer Eingang der Skalarproduktschaltung 134 ist mit einem Ausgang der M-stufige Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 der 3 verbunden. Ein Ausgang der Skalarproduktschaltung 134 ist verbunden mit einem Eingang eines I und Q Signaldemultiplexers (DEMUX) 136. Der I und Q DEMUX 136 sieht einen Quadraturausgang (Y_Q) und einen in-phasigen Ausgang (Y_I) des I und Q Signal DEMUX 136 vor, die verbunden sind mit einem Eingang der generalisierten Dual-Maxima-Schaltung 138. Eine in-phasige Metrik (m_I) und eine Quadraturmetrik (m_Q) der generalisierten Dual-Maxima-Schaltung 132 sind mit der LLR-Schaltung (siehe 46 der 1, 2 und 3) verbunden. Der I und Q DEMUX 136 sieht einen Quadraturausgang (Y_Q) und einen in-phasigen Ausgang (Y_I) des I und Q Signal DEMUX 136 vor, die verbunden sind mit einem Eingang der generalisierten Dual-Maxima-Schaltung 138.
Im Betrieb empfangen die Pilotfingerfilter 124 ein entspreiztes Pilotsignal von dem Ausgang der M-stufigen Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 der 3 und geben ein gefiltertes Signal (p) gemäß der folgenden Gleichung aus:
wobei P_I ein Pilotsignal ist, das mit der l-ten Mehrpfadkomponente des empfangenen Pilotsignals assoziiert ist, und I₀ die gesamte empfangene Energie pro Chip ist, und zwar wie durch die folgende Gleichung definiert:
wobei N_t,l wie vorher erwähnt die Interferenz- und Rauschkomponente repräsentiert, die mit der/-ten Mehrpfadkomponente des empfangenen Signals assoziiert ist, und I_or die Energie der gewünschten Komponente des empfangenen Signals repräsentiert, die mit der/-ten Mehrpfadkomponente assoziiert ist.
Das gefilterte Signal p wird an die Pilotenergieberechnungsschaltung 86 eingegeben, wo die Amplitude bzw. Größe des Signals p quadriert und an die LUT 88 ausgegeben wird. Die LUT 88 ist angepasst zum Subtrahieren des quadrierten Signals p2 von 1 und um dann das Ergebnis zu invertieren, um die folgende Gleichung zu erhalten:
wobei P_I und I₀ wie für die Gleichungen (10) und (11) angegeben sind. N_t,l wie vorher erwähnt, repräsentiert die Energie, die assoziiert ist mit einer Interferenz- und Rauschkomponente des empfangenen Signals, das mit der/-ten Mehrpfadkomponente assoziiert ist. |p_I|² sieht eine genaue Schätzung von I_or vor.
Die resultierende Ausgabe der LUT 88 wird mit der Ausgabe der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 mittels des Pilotenergiesignalmultiplizierers 128 multipliziert, um einen genauen C/I Wert zu erhalten, und zwar für die/-te Mehrpfadkomponente des durch das System 20 der 1 empfangene Signal. Die C/I Werte werden über die L Mehrpfade addiert, die das empfangene Signal aufweisen und zwar über die C/I-Pfadakkumulierschaltung 130. Die C/I-Pfadakkumulierschaltung 130 liefert eine genaue Schätzung des gesamten C/I an die Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 der 1 und an die Dual-Maxima-Berechnungsschaltung 132.
Der Pilotsignalmultiplizierer 126 multipliziert die Ausgabe des Pilotfingerfilters 124 mit der Ausgabe der LUT 88, um die folgende Ausgabe (y) zu erhalten:
wobei die Variablen wie für Gleichung (12) angegeben sind.
Die Ausgabe des Pilotsignalmultiplizierers 126, wie in Gleichung 13 angegeben, wird an die Skalarproduktschaltung 134 geliefert. Die Skalarproduktschaltung 134 empfängt auch als Eingabe ein Datensignal (d) von der M-stufigen Walsh-Aufdeckungsschaltung 72 der 2. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Datensignal d durch die folgende Gleichung repräsentiert:
wobei X_I ein Quadraturamplitudenmodulations-(QAM)-Signal ist, das mit der/-ten Mehrpfadkomponente des Signals assoziiert ist, das durch das System 20 der 1 empfangen wird und I₀, wie in Gleichung (11) angegeben, ist.
Das System der 4 implementiert einen ähnlichen Algorithmus wie das System der 2, mit der Ausnahme, dass das System der 4 explizit Skalierung aufgrund von automatischen Verstärkungssteuerungsschaltkreisen (siehe 1) zeigt. Das System der 4 zeigt auch, dass die LUT 88 genutzt wird zum Konvertieren von (I_or,l)/(I₀) zu (I_or,l)/(N_t,l) und zu der Reziproken von (N_t,l)/(I₀) ohne I₀ explizit wie in 2 zu berechnen. (I_or,l)/(I₀) ist ungefähr gleich zu (|P_I|²/(I₀), ist wie es von der Pilotenergieberechnungsschaltung 86 der 4 ausgegeben wird und gleich ist zu E_p/I₀, falls E_p/I_or = 1, wobei E_p die Pilotsymbolenergie, wie oben beschrieben, ist.
Die Skalarproduktschaltung 134 nimmt das Skalarprodukt des Signals d mit dem Signal y, die in den Gleichungen (14) bzw. (13) definiert sind, und liefert ein Ausgangssignal (Y) gemäß der folgenden Gleichung:
wobei L die Gesamtzahl der Mehrpfade ist; l ein Zähler ist und einen bestimmten l-Pfad der L Mehrpfade repräsentiert; Y_I eine in-phasige Komponente des empfangenen Datensignals repräsentiert und Y_Q eine imaginäre Quadraturkomponente des empfangenen Datensignals repräsentiert. Die anderen Variablen, d.h. X_I, P_I und N_t,l sind wie für die Gleichungen (13) und (14) angegeben.
Der DEMUX 136 schaltet selektiv I(Y_I) und Q(Y_Q) Komponenten der durch Gleichung 15 definierten Ausgabe Y auf separate Pfade, die vorgesehen sind zu der generalisierten Dual-Maxima-Schaltung 132, die Metriken m ^I bzw. m ^Q ansprechend darauf an die LLR-Schaltung 46 der 1 ausgibt.
Alle Schaltungskomponenten und Module, die eingesetzt werden zum Konstruieren der vorliegenden Erfindung, wie jene, die in dem System der 4 eingesetzt werden, können durch Fachleute einfach konstruiert werden.
5 ist ein Blockdiagramm einer Rahmenaktivitätssteuerungs-(frame activity control, FAC)-Schaltung 140 zum Verbessern von Schätzungen der Interferenzenergie (N_t) und angepasst zur Nutzung mit der genauen C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 der 2.
Mit Bezug auf die 2 und 5 kann die FAC-Schaltung 140 in die C/I und N_t-Schätzungsschaltung 12 der 2 am Eingang des LUT 88 eingefügt werden. Die FAC-Schaltung 140 empfängt N_t,l von dem Ausgang der Subtrahierschaltung 80 und des Datenkanalausgangs von dem M-stufigen Walsh-Aufdecker 72 und dem Ausgang des ersten Multiplizierers 82 und gibt eine neue Schätzung von N_t,l, d.h.
N Data / t aus, die eine Interferenz (einschließlich Rauschen)-Schätzung ist, und zwar überarbeitet bzw. verbessert aufgrund der Tatsache, dass einige Basisstationen während des Pilotintervalls ausstrahlen und während des Datenintervalls nicht ausstrahlen. Basisstationen, die während des Pilotintervalls ausstrahlen, tragen zu dem Rauschen und der Interferenz bei, die mit dem Kanal assoziiert ist und mittels des Pilotsignals gemessen wird. Falls einige Basisstationen während des Datenintervalls nicht senden bzw. nicht ausstrahlen, aber während des Pilotintervalls ausstrahlen, wird die Schätzung des Kanalrauschens und der Interferenz basierend auf dem Pilotintervall zu groß werden, d.h. N_t,data < N_t,pilot und (C/I)_data < (C/I)_pilot.
Gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung weisen durch Basisstationen ausgestrahlte Wellenformen ein Rahmenaktivitätsbit (FAC bit) auf. Das FAC Bit zeigt einer Mobilstation an, wie z.B. die im System der 1, ob oder ob nicht der Verkehrskanal des assoziierten Pilotsignals während des Halbrahmens, der dem nächsten Halbrahmen folgt, senden wird. Falls das FAC Bit beispielsweise auf Logisch 1 gesetzt ist, kann der Vorwärtsverkehrskanal inaktiv sein. Falls das FAC Bit gelöscht ist, d.h. einer logischen Null entspricht, ist der entsprechende Vorwärtskanal inaktiv. Das während des Halbrahmens n für die i-te Basisstation gesendete FAC Bit, d.h. FAC_i(n) spezifiziert die Vorwärtsdatenkanalaktivität für den nächsten Rahmen, d.h. Halbrahmen (n + 2).
Nutzen des FAC Bits verbessert C/I Schätzungen bei Kommunikationssystemen, bei denen einige Basisstationen während des Pilotintervalls und nicht während des Datenintervalls ausstrahlen. Als Ergebnis davon führt die Nutzung des FAC Bits zu überdurchschnittlicher Datenratensteuerung, wenn sie mittels der Raten/Leistungsanforderungserzeugungsschaltung 44 der 1 implementiert wird. Nutzen des FAC Bits hilft auch, sicherzustellen, dass Vorwärtsdatenkanalübertragungen bis zu 8 Schlitzen, beginnend mit dem Halbrahmen n + 1 und basierend auf Datenratensteuernachrichtenbasisstationsinaktivität mittels der FAC Bits berücksichtigen, gültig sind.
Die FAC Schaltung 140 subtrahiert die Interferenzbeiträge von den Basisstationen, die während des Datenintervalls nicht ausstrahlen, und zwar gemäß der folgenden Gleichung:
wobei i der Index der Basisstation ist, d.h. der Sektor, für den NDatat,i geschätzt wird, j ist ein Zähler, der für jede gezählte Basisstation erhöht wird. NDatat,i repräsentiert die Interferenzenergie für die l-te Mehrpfadkomponente, und zwar assoziiert mit der Datenübertragung für die j-te Basisstation. In ähnlicher Weise reprä sentiert NPilot,i die Interferenzenergie für die l-te Mehrpfadkomponente, und zwar assoziiert mit der Pilotübertragung für die j-te Basisstation. Î_or,j ist die Energie der gewünschten Signalkomponente, die von der j-ten Basisstation empfangen wurde.
Mit Zugang zu den vorliegenden Lehren können Fachleute die FAC Schaltung 140 einfach ohne übermäßige Experimente konstruieren.
Während des Pilotintervalls und während die Interferenzenergie N_t geschätzt wird, senden alle Basisstationen, die sich in Kommunikation mit dem Transceiversystem 10 der 1 befinden, mit voller Leistung. Falls eine bestimmte Basisstation während der Datenintervalle vor und nach einem Pilotintervall im Leerlauf ist, dann wird beim Vorhandensein einer großen Mehrpfadspreizung die Interferenz von der Basisstation nicht während der gesamten Dauer des Pilotsignals von einer anderen Basisstation empfangen werden. Um eine resultierende Ungenauigkeit bei der Schätzung von N_t zu vermeiden, sendet die Basisstation ein Leerlaufschürzensignal vor und nach Pilotbündeln und während Leerlaufdatenintervallen. Die Länge des Leerlaufschürzensignals ist länger als die angenommene Mehrpfadspreizung bzw. -verbreiterung, die mit dem Kanal assoziiert ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Länge des Leerlaufschürzensignals konfigurierbar von einer minimalen Länge von Null bis zu einer maximalen Länge von 128 Chips.
6 ist ein exemplarisches Zeitsteuerdiagramm, das einen aktiven Schlitz 150 und einen Leerlaufschlitz 152 zeigt. Pilotschürzen 154 sind vor und nach einem ersten Pilotburst und während eines Leerlaufschlitzes 152 gezeigt. Der erste Pilotburst 156 korrespondiert zu einem zweiten Pilotburst 158 während des aktiven Schlitzes 150.
FAC Signale 164, d.h. Rückwärtsleistungssteuerkanal-(reverse power control channel; RPC)-Signale sind auch vor und nach einem dritten Pilotburst 160 in dem Leerlaufschlitz 152 und einem entsprechenden vierten Pilotburst 162 in dem aktiven Schlitz 150 gezeigt.
7 ist ein exemplarisches Zeitsteuerungsdiagramm, das ein Verkehrskanalsignal 170, ein Pilotkanalsignal 172, ein Rahmenaktivitätssignal 178 (FAC) und ein Leerlaufkanalschürzensignal 180 der Schlitze der 6 zeigt.
Somit ist die vorliegende Erfindung hierin mit Bezug auf ein spezielles Ausführungsbeispiel für eine spezielle Anwendung beschrieben worden. Normale Fachleute, die Zugang auf die vorliegenden Lehren besitzen, werden erkennen, dass zusätzliche Modifikationen, Anwendungen und Ausführungsbeispiele im Umfang der vorliegenden Lehren sind.
Es ist deshalb beabsichtigt, durch die angehängten Ansprüche jedwelche und alle derartigen Anwendungen, Modifikationen und Ausführungsbeispiele abzudecken, die sich innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung befinden.

Claims

Ein System zum Vorsehen eines genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes für ein Signal empfangen über einen drahtlosen Kanal und gesendet über einen externen Transceiver, wobei das System Folgendes aufweist: einen ersten Code-Multiplex-Vielfach-Zugriffs- bzw. CDMA-Empfängerabschnitt zum Empfangen des Signals, wobei das empfangene Signal eine gewünschte Signalkomponente und eine Interferenz- und/oder Rauschkomponente besitzt; eine Signalextraktionsschaltung (70, 72, 76) zum Extrahieren einer Schätzung der gewünschten Signalkomponente von dem empfangenen Signal; und eine Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) zum Vorsehen des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes basierend auf der Schätzung der gewünschten Signalkomponente und des empfangenen Signals, gekennzeichnet durch: eine Nachschlagetabelle (88) zum Transformieren des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes in einen Normalisierungsfaktor; eine Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschaltung zum Verwenden des Normalisationsfaktors und des empfangenen Signals um eine genaue Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschätzung zu generieren; und Pfadkombinierungsschaltungen (42) zum Generieren von optimalen Pfadkombinierungsgewichten basierend auf dem empfangenen Signal und dem Normalisierungsfaktor.
System nach Anspruch 1, das weiterhin Mittel (92) aufweist zum Verwenden des genauen Interferenzwertes um ein Trägersignal-zu-Interferenzverhältnis zu berechnen.
System nach Anspruch 2, das weiterhin Mittel (42) aufweist zum Berechnen von optimalen Pfadkombinierungsgewichten für mehrere Signalpfade, die das Signal aufweisen und zwar unter Verwendung des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes und zum Vorsehen von optimal kombinierten Signalpfaden ansprechend hierauf.
System nach Anspruch 3, das weiterhin Mittel (46) aufweist zum Berechnen eines Log-Wahrscheinlichkeitswertes basierend auf dem Trägersignal-zu-Interferenzverhältnis und der optimal kombinierten Signalpfade.
System nach Anspruch 4, das weiterhin mit Mittel (48) besitzt zum Decodieren des empfangenen Signals unter Verwendung des Log-Wahrscheinlichkeitswertes.
System nach Anspruch 2, das weiterhin Mittel (44) aufweist zum Generieren einer Raten- und/oder Leistungssteuernachricht und zum Senden der Raten- und/oder Leistungssteuernachricht zu dem externen Transceiver.
System nach Anspruch 1, wobei der erste Empfängerabschnitt abwärts Umwandlungs- und Mischschaltungen (20 bis 26) zum Vorsehen von In-phasen- und Quadratursignalabtastungen von dem empfangenen Signal aufweist.
System nach Anspruch 7, wobei die Signalextrahierungsschaltung (70 72, 76) einem Pseudorauschentspreizer (70) aufweist zum Vorsehen von entspreizten In-Phasen- und Quadratursignalabtastungen, von den In-Phasen- und Quadratursignalabtastungen.
System nach Anspruch 8, wobei die Signalextrahierungsschaltung (70, 72, 76) weiterhin eine Freilegungsschaltung (72) aufweist zum Separieren eines Pilotsignals und Datensignalen von den entspreizten In-Phasen- und Quadratursignalabtastungen und zum Vorsehen einer Datenkanalausgabe und einer Pilotkanalausgabe ansprechend hierauf.
System nach Anspruch 9, wobei die Datenkanalausgabe durch die folgende Gleichung beschrieben ist:
wobei s den Datenkanal darstellt, M die Anzahl von Chips pro Walshsymbol ist; Ê_s,l eine Modulationssymbolenergie einer l-ten Mehrwegkomponente des Datenkanals ist; θ ^l eine Phase des Datenkanals s ist; und X_t eine informationstragende bzw. -entblößte Komponente des Datenkanals s ist.
System nach Anspruch 9, wobei die Signalextrahierungsschaltung (70, 72, 76) weiterhin eine Mittelungsschaltung (76) aufweist zum Reduzieren von Rauschen in der Pilotkanalausgabe und zum Vorsehen der Schätzung der gewünschten Signalkomponente als Ausgabe ansprechend hierauf.
System nach Anspruch 11, wobei die Schätzung der gewünschten Signalkomponente beschrieben wird durch die folgende Gleichung:
wobei p die erwähnte Schätzung darstellt; M die Anzahl von Chips pro Walshsymbol ist; Ê_p,l eine Pilotchipenergie einer l-ten Mehrwegekomponente der Schätzung p ist und θ_l eine Phase der Schätzung p ist.
System nach Anspruch 11, wobei die Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) eine Schaltung (86) beinhaltet zum Berechnen eines Energiewertes, die der Schätzung zugeordnet ist, sowie zum Multiplizieren (82) des Energiewertes mit einer vorbestimmten Konstante, um einen skalierten Energiewert zu erlangen und zum Subtrahieren (80) des skalierten Energiewertes von einer Schätzung der Gesamtenergie, die dem empfangenen Signal zugeordnet ist, um die genaue Schätzung und/oder Interferenzwert zu erlangen.
System nach Anspruch 13, wobei die vorbestimmte Konstante beschrieben ist durch die folgende Gleichung
wobei c die vorbestimmte Konstante darstellt, I_or die empfangene Energie der gewünschten Signalkomponente ist; und E_p eine Pilotchipenergie ist.
System nach Anspruch 13, wobei der genaue Rausch- und/oder Inteferenzwert auf die Nachschlagetabelle (88) angewendet wird, die der Kehrwert des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes berechnet, um den Normalisierungsfaktor vorzusehen.
System nach Anspruch 15, wobei die Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) weiterhin einen Multiplizierer (90) beinhaltet zum Multiplizieren des skalierten, gewünschten Signalenergiewertes durch den Normalisierungsfaktor, um eine genaue Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschätzung zu erlangen.
System nach Anspruch 16, wobei die Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) weiterhin eine Mittelungsschaltung (92) beinhaltet zum Mitteln der Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschätzung und zum Vorsehen einer gemittelten Trägersignal-zu-Interferenz-Verhältnisschätzung ansprechend hierauf.
System nach Anspruch 17, die weiterhin eine Log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisschaltung (46) aufweist zum Berechnen eines Log-Wahrscheinlichkeitsverhältnisses von der gemittelten Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschätzung und pfadkombinierenden Gewichten skaliert durch den Normalisierungsfaktor und gemittelt.
System nach Anspruch 11, wobei die Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) ein Subtrahierelement (112) beinhaltet zum Subtrahieren der gewünschten Signalkomponente von der Pilotkanalausgabe und zum Vorsehen eines Interferenzsignals ansprechend hierauf.
System nach Anspruch 19, wobei die Rauschschätzschaltung (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) eine Energieberechnungsschaltung (114) beinhaltet zum Vorsehen des genauen Schätz- und/oder Interferenzwertes von dem Interferenzsignal.
System nach Anspruch 1, das weiterhin Mittel (42) aufweist zum Berechnen der optimalen Fahrtkombinierungsgewichte für jeden Mehrfachsignalpfad, der das empfangene Signal aufweist.
System nach Anspruch 21, wobei die Mittel (42) zum Berechnen der optimalen Pfadkombinierungsgewichtemittel (96) aufweisen zum Vorsehen einer skalierten Schätzung einer Amplitude der gewünschten Signalkomponente von einer Ausgabe eines Pilotfilters (76) und einer Schaltung zum Vorsehen einer Konstante (98), wobei die skalierte Schätzung normalisiert (94) durch den genauen Rausch- und/oder Interferenzwert wird.
System nach Anspruch 22, wobei die skalierte Schätzung durch die folgende Gleichung beschrieben ist:
wobei α ^ die skalierte Schätzung ist; Ê_s,l eine Schätzung einer Modulationssymbolenergie einer l-ten Mehrwegkomponente des empfangenen Signals ist; und θ ^l eine Schätzung einer Phase der Ausgabe des Pilotfilters (76) ist, und N_s,l der genaue Rausch- und/oder Interferenzwert ist.
System nach Anspruch 23, das weiterhin eine Konjugationsschaltung (100) aufweist zum Vorsehen eines Konjugats bzw. Konjugation der skalierten Schätzung, wobei die Konjugation repräsentativ ist für die optimalen Pfadkombinierungsgewichte.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 24, das weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Bestimmen einer Mehrwegespreizung bzw. -streubreite des Kanals oder einer antizipierten Mehrwegespreizung des Kanals; und Mittel zum Senden eines Idle-Skirt- bzw. Leerlaufrand-Signals (154) vor und nach Senden eines Pilotsignals (156), wobei das Idle-Skirt-Signal (154) eine Länge besitzt, die länger ist als die Mehrwegespreizung des Kanals oder einer antizipierten Mehrwegespreizung des Kanals.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 24, wobei das System einen Transceiver (10) aufweist zum Senden des Signals über einen Kanal mit einer vorbestimmten Rate und einem Leistungspegel, wobei der Kanal dem ein Signalrauschen und/oder Interferenz zufügt.
Ein System zum Vorsehen eines genauen Interferenzwertes für ein drahtloses Signal empfangen über einen Kanal, wobei das System Folgendes aufweist: erste Mittel (80) zum Messen einer Interferenzkomponente des empfangenen Signals während eines ersten Zeitintervalls und zum Vorsehen einer Interferenzmessung ansprechend hierauf, gekennzeichnet durch: zweite Mittel (140) zum Bestimmen eines Bruchteils der Interferenzkomponente der bzw. die den Signalen zugeordnet ist, die während des ersten Zeitintervalls gesendet werden und nicht während eines nachfolgenden Zeitintervalls gesendet werden; und dritte Mittel (140) zum Anpassen der Interferenzmessung, um den Bruchteil und Vorsehen einer angepassten Rauschmessung ansprechend hierauf als der genaue Interferenzenergiewert.
System zum Vorsehen eines genauen Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisses zum Ermöglichen des Decodierens eines Signals empfangen über einen Kanal, wobei das System Folgendes aufweist: Mittel zum Empfangen eines Signals über einen Kanal, wobei das empfangene Signal einen oder mehrere Chips besitzt; und Mittel (74) zum Vorsehen einer Schätzung der Gesamtempfangsenergie für jeden der einen oder mehreren Chips, wobei die Schätzung der gesamten Empfangsenergie eine Interferenzkomponente oder eine gewünschte Signalenergiekomponente besitzt; Mittel (80) zum Extrahieren von dem empfangenen Signal einer Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente gekennzeichnet durch: Mittel zum Verwenden der Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente und der Schätzung der Gesamtempfangsenergie zum Vorsehen einer Schätzung der Interferenzkomponente; und Mittel (90) zum Verwenden der Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente und der Schätzung der Interferenzkomponente zum Vorsehen des genauen Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisses.
Eine Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung (42) zum Bestimmen von Maximalverhältnispfadkombinierungsgewichten (maximal ratio pathcombining weights) für Mehrfachwege eines empfangenen Signals, das eine Interferenzkomponente besitzt, sowie eine Datenkomponente und eine Pilotsignalkomponente, wobei die Pfadgewichtungs- und Kombinierungsschaltung (42) Folgendes aufweist: eine Separierungsschaltung zum Separieren der Pilotsignalkomponente und der Datenkomponente von dem empfangenen Signal; einen Pilotfilter (76) zum Filtern des Pilotsignals um ein gefiltertes Pilotsignal zu erlangen; und eine Interferenzschätzschaltung (12) zum Schätzen der Interferenzkomponente und Vorsehen eines Interferenzwertes ansprechend hierauf, gekennzeichnet durch: einen ersten Multiplizierer (82) zum Multiplizieren des gefilterten Pilotsignals mit einem vorbestimmten Konstantskalierungsfaktor und zum Vorsehen eines skalierten Wertes ansprechend hierauf; ein zweiter Multiplizierer (90) zum Multiplierzieren des skalierten Wertes mit dem Kehrwert des Interferenzwertes um ein gewichtetes Signal zu erlangen; und eine Konjugationsschaltung (100) zum Berechnen einer Konjugation des gewichteten Signals um Maximalverhältnisgewichte ansprechend hierauf zu erlangen.
Ein Verfahren zum Vorsehen einer genauen Schätzung und/oder eines Interferenzwertes für ein Signal empfangen über einen drahtlosen Kanal und gesendet von einem externen Transceiver, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen des Signals, wobei das empfangene Signal eine gewünschte Signalkomponente und eine Interferenz- und/oder Rauschkomponente besitzt; Extrahieren (70, 72, 76) einer Schätzung der gewünschten Signalkomponente von dem empfangenen Signal; und Vorsehen (80, 82, 86, 90, 92, 112, 114) des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes basierend auf der Schätzung der gewünschten Signalkomponente und des empfangenen Signals gekennzeichnet durch: Transformieren (88) des genauen Rausch- und/oder Interferenzwertes in einen Normalisierungsfaktor; Verwenden des Normalisierungsfaktors und des empfangenen Signals um eine genaue Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisschätzung zu generieren; und Generieren (42) von optimalen Pfadkombinierungsgewichten basierend auf den empfangenen Signal- und dem Normalisierungsfaktor.
Ein Verfahren zum Vorsehen eines genauen Interferenzwertes für ein drahtloses Signal empfangen über einen Kanal, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Messen (80) einer Interferenzkomponente des empfangenen Signals während eines ersten Zeitintervalls und Vorsehen einer Interferenzmessung ansprechend hierauf gekennzeichnet durch: Bestimmen (140) eines Bruchteils der Interferenzkomponente, die Signalen zugeordnet ist, die während des ersten Zeitintervalls gesendet werden und nicht während eines nachfolgenden Zeitintervalls gesendet werden; und Anpassen (140) der Interferenzmessung, um den Bruchteil und Vorsehen einer angepassten Rauschmessung ansprechend hierauf, und zwar als den genauen Interferenzenergiewert.
Ein Verfahren zum Vorsehen eines genauen Trägersignal-zu-Interferenzverhältnisses zum Ermöglichen des Decodierens eines Signals empfangen über einen Kanal, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen eines Signals über einen Kanal, wobei das empfangene Signal einen oder mehrere Chips besitzt; und Vorsehen (74) einer Schätzung der Gesamtempfangsenergie für jeden der einen oder mehreren Chips, wobei die Schätzung der Gesamtempfangsenergie eine Interferenzkomponente und eine gewünschte Signalenergiekomponente besitzt; Extrahieren (80) von dem empfangenen Signal eine Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente, gekennzeichnet durch: Verwenden der Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente und der Schätzung der Gesamtempfangsenergie um eine Schätzung der Interferenzkomponente vorzusehen; und Verwenden der Schätzung der gewünschten Signalenergiekomponente und der Schätzung der Interferenzkomponente, um das genaue Trägersignal-zu-Interferenzverhältnis vorzusehen.
Ein Verfahren zum Bestimmen von Maximalverhältnispfadkombinierungsgewichten für Mehrfachwege eines empfangenen Signals, das eine Interferenzkomponente, eine Datenkomponente und eine Pilotsignalkomponente besitzt, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Separieren der Pilotsignalkomponente und der Datenkomponente von dem empfangenen Signal; Filtern (76) des Pilotsignals, um ein gefiltertes Pilotsignal zu erlangen; und Schätzen (12) der Interferenzkomponente und Vorsehen eines Interferenzwertes ansprechend hierauf, gekennzeichnet durch: Multiplizieren (82) des gefilterten Pilotsignals mit einem vorbestimmten Konstantskalierfaktor und Vorsehen eines skalierten Wertes ansprechend hierauf; Multiplizieren (90) des skalierten Wertes mit einem reziproken bzw. dem Kehrwert des Interferenzwertes, um ein gewichtetes Signal zu erlangen; und Berechnen (100) einer Konjugation des gewichteten Signals, um Maximalverhältnisgewichte ansprechend hierauf zu erlangen.