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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
im Allgemeinen eine Nadelkartenanordnung zum Verbinden einer Prüfanlage
mit einem zu prüfenden
integrierten Schaltungschip und insbesondere eine Nadelkartenanordnung,
die jeden Signalweg als hinsichtlich der Impedanz abgeglichene Filterstruktur
mit hoher Bandbreite und geringer Verzerrung zwischen der Prüfanlage
und dem Chip implementiert.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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Ein integrierter Schaltungs- (IC)
Chip umfasst typischerweise einen Satz von Bondkontaktstellen auf seiner
oberen Oberfläche,
die als Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse
für den
integrierten Schaltungschip wirken. Wenn ein IC-Chip gekapselt wird,
sehen seine Bondkontaktstellen Verbindungspunkte für Bonddrähte oder
andere Strukturen, die die IC mit externen Schaltungen verbinden,
vor. Diese Bondkontaktstellen können
auch Zugriffspunkte für
ein IC- Prüfgerät vorsehen,
wenn ein IC-Chip geprüft
wird, bevor er von einem Wafer getrennt und gekapselt wird.
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Ein IC-Prüfgerät umfasst typischerweise einen
separaten Kanal für
jeden Anschluss einer zu prüfenden
IC und während
einer Prüfung
kann jeder Kanal ein Prüfsignal
zum IC-Anschluss übertragen
oder kann ein IC-Ausgangssignal, das am IC-Anschluss erscheint,
empfangen und verarbeiten. Jeder Kanal wird typischerweise auf einer
separaten Leiterplatte implementiert, die in einem relativ großen Chassis
montiert ist, welches "Prüfkopf" genannt wird. Das
Prüfgerät umfasst
normalerweise eine Nadelkartenanordnung zum Vorsehen von Signalwegen
zwischen den im Prüfkopf
montierten Leiterplatten und den Bondkontaktstellen der IC.
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Die veröffentlichte PCT-Anmeldung WO
96/15458, veröffentlicht
am 23. Mai 1996, beschreibt eine Hochleistungs-Nadelkartenanordnung
mit einem Satz von drei separaten Schichten, die vertikal unter
dem Prüfkopf
gestapelt sind. Eine Schicht der Anordnung, eine am Sondenkopf montierte "Nadelkarte", sieht Kontaktpunkte
auf ihrer Oberfläche
für Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen
vor, die sich von den im Prüfkopf
montierten Leiterplatten erstrecken. Die Pogo-Stifte wirken als
Eingangs- und/oder Ausgangsanschlüsse für die durch diese Leiterplatten
implementierte Prüfanlage.
Eine "Raumtransformator"-Schicht der Nadelkartenanordnung
umfasst einen Satz von Sonden auf ihrer Unterseite zum Kontaktieren
der Bondkontaktstellen auf der oberen Oberfläche des Chips. Eine "Zwischenschalt"-Platte, die sich zwischen der Nadelkarte
und dem Raumtransformator befindet, sieht Signalleitwege zwischen
der Nadelkarte und dem Raumtransformator dazwischen durch Federkontakte
auf ihren Oberflächen
zum Kontaktieren der Kontaktstellen auf zugewandten Oberflächen der
Nadelkarte und des Raumtransformators vor.
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Um einen Chip mit hohen Frequenzen
zu prüfen,
ist es hilfreich, die Prüfanlage
so nahe wie möglich an
den Bondkontaktstellen der geprüften
IC anzuordnen, um die Menge an Zeit zu verringern, die Signale benötigen, um
zwischen der Prüfanlage
und den Bondkontaktstellen der IC zu laufen. Da die Leiterplatten
im Prüfkopf
viel größer sind
als der IC-Chip, den sie prüfen
sollen, sind die Pogo-Stifte, über die
die Leiterplatten Signale senden und empfangen, notwendigerweise über eine
viel breitere horizontale Fläche
verteilt als die Bondkontaktstellen auf dem geprüften Chip. Somit muss die Sondenanordnung
nicht nur Signale vertikal zwischen den Bondkontaktstellen und den
Pogo-Stiften leiten, sie muss sie auch horizontal leiten. Die Sonden, Pogo-Stifte,
Federkontakte zwischen den verschiedenen Platten der Anordnung und
Kontaktlöcher
innerhalb dieser Platten übertragen
Prüfsignale
vertikal zwischen den Bondkontaktstellen und den Prüfgerätschaltungen.
Mikrostreifenleiterbahnen auf den Oberflächen oder Schichten der verschiedenen
Platten der Sondenanordnung leiten diese Signale horizontal.
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Einer der Gründe dafür, dass Prüfgerätentwickler die Länge der
Signalwege zwischen den Bondkontaktstellen und den Schaltungen minimieren
wollen, besteht darin, die Verzögerungs-
und Impedanzdiskontinuitäten
in diesen Signalwegen zu minimieren. Wenn diese Wege Prüf- und IC-Ausgangssignale mit
hoher Frequenz übertragen,
können
Impedanzdiskontinuitäten
im Signalweg diese Signale dämpfen
und verzerren. Die innewohnende Reiheninduktivität und Nebenschlusskapazität der Signalleitwege
sind primäre
Quellen für Impedanzkontinuitäten, die
zur Signalverzerrung führen
können.
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Die typische Methode zum Verringern
des Ausmaßes
an Signalverzerrung und -dämpfung,
die durch das Verbindungssystem verursacht werden, bestand darin,
die Signalweglängen
zu minimieren und die Übertragungsleitungsimpedanzen
abzugleichen. Dabei versuchen die Entwickler typischerweise, die
physikalische Größe der Prüfgerätschaltungen
zumindest in der horizontalen Ebene zu minimieren, so dass sie in
einen kleineren horizontalen Raum über oder unter der geprüften IC
gepackt werden können.
Dies minimiert den horizontalen Abstand, den die Signale zwischen
der Prüfanlage
und den IC-Bondkontaktstellen, auf die sie zugreifen, durchlaufen
müssen.
Die Entwickler versuchen auch, die Signalweglängen in dem Verbindungssystem
zu minimieren, indem sie die Nadelkartenanordnung in der vertikalen
Richtung so dünn
wie möglich
machen, beispielsweise durch Vorsehen von Sonden und Pogo-Stiften,
die so kurz wie möglich
sind, indem die Nadelkarte, die Zwischenschalteinrichtung und der
Raumtransformator so dünn
wie möglich
gemacht werden, und durch Vorsehen von Federkontakten oder anderen
Kontaktstrukturen zwischen diesen Platten, die so kurz wie möglich sind.
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Eine weitere Methode zum Verringern
der Signalverzerrung in den Signalwegen zwischen IC-Bondkontaktstellen
und der Prüfanlage,
die auf diese zugreift, bestand darin, das Ausmaß an Nebenschlusskapazität in diesen
Signalwegen zu minimieren. Die Kapazität kann durch geeignetes Wählen der
physikalischen Eigenschaften der Sonden und der verschiedenen Schichten
der Nadelkartenanordnung, einschließlich der Größe der Leiterbahnen,
ihres Abstands von den Masseebenen und der dielektrischen Art des
diese Nadelkartenanordnungsschichten bildenden Isolationsmaterials,
verringert werden. Da Kontaktlöcher,
Leiter, die vertikal durch die Nadelkarte verlaufen, die Zwischenschalteinrichtung
und der Raumtransformator auch eine Quelle für Nebenschlusskapazität sind,
strukturieren Nadelkartenanordnungs-Entwickler typischerweise die Kontaktlöcher so,
dass ihre Kapazität
minimiert wird, typischerweise indem ein relativ breites Loch durch
irgendeine Masse- oder Leistungsebene, durch die sie verlaufen,
vorgesehen wird, da die Kapazität
eines Signalweges mit dem Abstand zwischen dem Signalweg und irgendwelchen
Masse- oder Leistungsebenen umgekehrt in Beziehung steht.
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Das Minimieren der Verbindungssystem-Signalweglängen, das
Minimieren der Induktivität
und der Kapazitäten
dieser Signalwege und das Abgleichen der Übertragungsleitungsimpedanzen über diese
ganzen Signalwege kann helfen, die Bandbreite zu erhöhen, den
Frequenzgang abzuflachen und die Signalverzerrung zu verringern.
Es ist jedoch nicht möglich,
die Signalweglängen
auf Null zu verringern oder die Nadelkartenanordnungs-Signalweginduktivität und -kapazität vollständig zu
beseitigen. Somit ist ein gewisses Niveau an Signalverzerrung und
-dämpfung
unvermeidlich, wenn die Signalfrequenzen ausreichend hoch sind.
Da die Verzerrung und Dämpfung
mit der Signalfrequenz zunehmen, stellen eine solche Signalverzerrung
und -dämpfung
eine Barriere für
die genaue Hochfrequenzprüfung
dar.
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US-Patent Nr. 4 523 312 offenbart
ein IC-Prüfgerät mit einer
Vielzahl von Treibern zum Liefern von Prüfmustersignalen durch Verbindungsleitungen
zu entsprechenden Anschlussstiften einer geprüften IC. von der geprüften IC
als Reaktion auf die Prüfmustersignale
gelieferte Ausgangssignale werden durch die Verbindungsleitungen
zu Vergleichern zurückgeliefert,
die jeweils mit Ausgangsanschlüssen
der Treiber gekoppelt sind, so dass die Ausgangssignale von der
IC hinsichtlich ihrer Logikpegel durch die Vergleicher ermittelt
werden können.
Eine Vielzahl von Tiefpassfiltern sind zwischen den Treibern und Übergängen zwischen
den Vergleichern und den Verbindungsleitungen in Reihe geschaltet.
Jedes der Tiefpassfilter weist einen Erdungsanschluss auf, der über einen
Schalter mit der Erdung verbunden ist, welcher so gesteuert wird,
dass er zumindest dann ausgeschaltet wird, wenn ein Ausgangssignal
von der geprüften
IC geliefert wird. Das Tiefpassfilter weist eine Grenzfrequenz auf,
die so ausgewählt
wird, dass die Prüfmustersignale
gewünschte
Anstiegs- und Abfalleigenschaften aufweisen.
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Was erforderlich ist, ist eine Art
und Weise zum wesentlichen Verbessern des Frequenzgangs von Signalwegen
durch eine Nadelkartenanordnung, um die Verzerrung und Dämpfung von
Signalen unter ein Niveau zu verringern, das durch einfaches Minimieren
der Längen
und Impedanzen dieser Signalwege bereitgestellt werden kann.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die Erfindung ist in den Ansprüchen 1,
7 bzw. 17 definiert. Spezielle Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in den abhängigen
Ansprüchen
dargelegt.
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Die vorliegende Erfindung ist eine
Verbesserung von herkömmlichen
Nadelkartenanordnungen der Art, die Bondkontaktstellen eines integrierten
Schaltungs- (IC) Chips mit einer IC-Prüfanlage verbinden, die in einem
Prüfkopf
eines Prüfgeräts für integrierte
Schaltungen installiert ist. Gemäß der Erfindung
ist jeder Signalweg angeordnet und ausgelegt, um eine Filterfunktion
bereitzustellen, die die relevanten Eigenschaften der Frequenzgang-
und Impedanzkennlinien der Wege durch entsprechendes Einstellen
der Größen seiner
Nebenschlusskapazität
und Reiheninduktivität
relativ zueinander optimiert. Wenn beispielsweise die Prüfanlage und
der Chip unter Verwendung eines analogen Niederfrequenzsignals kommunizieren,
wo es äußerst wichtig ist,
eine Verzerrung zu vermeiden, kann der "optimale" Frequenzgang des Signalweges, der dieses
Signal überträgt, einen
schmalen, aber maximal flachen Durchlassbereich aufweisen. Oder
wenn als weiteres Beispiel die Prüfanlage und der Chip über ein
digitales Hochfrequenzsignal kommunizieren, kann der optimale Frequenzgang
einen maximal breiten Durchlassbereich aufweisen. Durch geeignetes
Verteilen und Einstellen der Induktivität und Kapazität eines
Signalweges durch eine Nadelkartenanordnung gemäß der Erfindung, anstatt zu
versuchen, sie einfach zu minimieren oder sie als Übertragungsleitungssegmente
zu behandeln, wird eine wesentliche Verbesserung des Nadelkartenanordnungs-Frequenzgangs
erhalten.
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Es ist folglich eine Aufgabe der
Erfindung, ein System zum Verbinden einer Prüfanlage mit Anschlüssen eines
integrierten Schaltungsbauelements bereitzustellen, wobei der Frequenzgang
und die Impedanzabgleichseigenschaften des Verbindungssystems für die Art
von zwischen diesen laufenden Signalen optimiert sind.
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Der abschließende Teil dieser Beschreibung
weist besonders auf den Gegenstand der vorliegenden Erfindung hin
und beansprucht diesen deutlich. Fachleute werden jedoch am besten
sowohl die Organisation als auch das Betriebsverfahren der Erfindung
zusammen mit weiteren Vorteilen und Aufgaben derselben verstehen,
indem sie die restlichen Teile der Beschreibung im Hinblick auf
die zugehörige(n)
Zeichnung(en) lesen, in welcher (welchen) sich gleiche Bezugszeichen
auf gleiche Elemente beziehen.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm eines Prüfgeräts für integrierte
Schaltungen;
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2 ist
eine vereinfachte Schnittdraufsicht auf den Prüfkopf des Prüfgeräts für integrierte
Schaltungen von 1;
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3 ist
eine vereinfachte Schnittseitenansicht des Prüfkopfs von 2 und einer Nadelkartenanordnung gemäß der Erfindung
zum Verbinden des Prüfkopfs
mit einem geprüften
integrierten Schaltungsbauelement (DUT);
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4 ist
ein Ersatzschaltplan, der modellhaft einen einzelnen Signalweg zwischen
einem Kanal des Prüfgerätkopfs von 3 und einer Bondkontaktstelle
eines DUT darstellt; und
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5 vergleicht
die Frequenzgangkennlinien der Ersatzschaltung von 4, wenn die Induktivitäts- und
Kapazitätswerte
gemäß der Praxis
des Standes der Technik (Diagramm A) minimiert werden und wenn die
Induktivitäts- und Kapazitätswerte
gemäß der vorliegenden
Erfindung eingestellt werden.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Die vorliegende Erfindung betrifft
Prüfgeräte für integrierte
Schaltungen (IC) und insbesondere eine verbesserte Nadelkartenanordnung
zum Übertragen
von Signalen zwischen Bondkontaktstellen eines geprüften integrierten
Schaltungsbauelements (DUT) und den verschiedenen Kanälen eines
IC-Prüfgeräts, das
auf das DUT während
einer Prüfung
zugreift. 1 stellt ein
typisches IC-Prüfgerät 10 in
Blockdiagrammform zum Durchführen
einer Prüfung
an einem DUT 12, geeigneterweise in Form eines Chips auf
einem Siliziumwafer 13, der noch nicht vom Wafer getrennt
und gekapselt wurde, dar. Ein IC-Chip umfasst typischerweise einen Satz
von Bondkontaktstellen auf seiner oberen Oberfläche, die mit internen Schaltungsknoten
verbunden sind und die als Eingangs/Ausgangsanschlüsse für die IC
wirken. Die Bondkontaktstellen auf einem Chip können Verbindungspunkte für Bonddrähte vorsehen,
die die Schaltungsknoten mit Stiften oder Stegen eines IC-Gehäuses verbinden.
Wenn jedoch der Chip geprüft
wird, bevor er gekapselt wird, können
diese Bondkontaktstellen als Kontaktpunkte für die Sonden vom Prüfgerät zum Übertragen von
Signalen zwischen dem Prüfgerät und den
internen Schaltungen der IC verwendet werden.
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Das Prüfgerät 10 umfasst einen
Satz von Kanälen 14,
einen für
jede Bondkontaktstelle auf dem DUT 12. Während einer
Prüfung
kann jeder Kanal 14 entweder ein digitales oder ein analoges
Prüfsignal
erzeugen und senden, das in eine Bondkontaktstelle des DUT 12 eingegeben
wird, oder kann ein digitales oder analoges DUT-Ausgangssignal empfangen
und verarbeiten, das über
eine Bondkontaktstelle geliefert wird. Vor dem Beginn der Prüfung überträgt ein Hauptrechner 16 Befehle
zu jedem Kanal 14 über
einen Bus 18. Während
der Prüfung
führt ein
Mustergenerator innerhalb jedes Kanals 14 diese Befehle
aus, um eine Folge von Vektoren (Datenwerten) zu erzeugen, die dem
Kanal mitteilen, was während
aufeinanderfolgender Zyklen der Prüfung zu tun ist. Am Ende der
Prüfung
senden die Kanäle 14 Ergebnisdaten
zum Hauptrechner 16 zurück,
die das Verhalten der DUT-Ausgangssignale,
die sie während
der Prüfung überwacht
haben, berichten.
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Die Kanäle 14 sind auf einem
Satz von Leiterplatten implementiert, die in der Beispiel-Prüfgerätarchitektur
von 1, innerhalb eines
Anlagechassis montiert sind, das "Prüfkopf" 20 genannt
wird. Die Kanäle können auch
entfernt von einem Prüfkopf
montiert sein, jedoch mit diesem über Übertragungsleitungen verbunden
sein. Eine Nadelkartenanordnung 22, einschließlich der
Sonden, die die Bondkontaktstellen des DUT 12 kontaktieren,
sieht Signalwege zwischen diesen Bondkontaktstellen und den Leiterplatten
in dem die Kanäle 14 implementierenden
Prüfkopf
vor. Moderne Prüfgeräte, die
mit hohen Frequenzen arbeiten, positionieren den Prüfkopf 20 so
nahe wie möglich
am DUT 12, um die Signallaufzeit zwischen den Prüfgerätkanälen 14 und
den Bondkontaktstellen der IC zu minimieren. IC-Prüfgerätentwickler
versuchen auch, die Länge
der Signalwege zwischen den Bondkontaktstellen und den Kanälen 14 zu
minimieren, um die Impedanz dieser Signalwege zu minimieren, da
die Signalwegimpedanz die DUT-Eingangs-
und -Ausgangssignale signifikant dämpfen und verzerren kann.
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Obwohl die Beispiel-Prüfgerätarchitektur
von 1 üblicherweise
verwendet wird, wurden viele andere Prüfgerätarchitekturen verwendet. Viele
Prüfgeräte zentralisieren
beispielsweise die Mustererzeugungsfunktion der Kanäle 14 durch
Bereitstellen eines zentralen Mustergenerators, um während der
Prüfung
Daten zu den Kanälen
zu liefern. In einigen Prüfgeräten sind
die Kanäle 14 auch
entfernt vom Prüfkopf
montiert und über Übertragungsleitungen
mit diesem verbunden. Die Erfindung ist auf alle Prüfgerätarchitekturen
anwendbar.
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2 ist
eine vereinfachte Schnittdraufsicht auf einen Prüfkopf 20 von 1, einschließlich eines
Satzes von Leiterplatten 24, die die Kanäle 14 von 1 implementieren. 3 umfasst eine Teilschnitt-Seitenansicht des
Prüfkopfs 20 von 2 zusammen mit einer Seitenansicht
einer Nadelkartenanordnung 22, die die Leiterplatten 24 mit
Bondkontaktstellen auf einem IC-Chip (DUT 12), der auf
einem Wafer 13 ausgebildet ist, verbindet. Um verschiedene
Teile der Nadelkartenanordnung 22 hervorzuheben, sind 2 und 3 absichtlich nicht maßstäblich. Fachleute
werden beispielsweise insbesondere erkennen, dass der Prüfkopf 20 relativ zum
DUT 12 viel breiter und größer ist, als aus 3 ersichtlich ist.
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Da die Leiterplatten 24,
die die Kanäle 14 von 1 innerhalb des Prüfkopfs 20 implementieren,
viel größer sind
als das DUT 12, das sie prüfen sollen, sind die Kanäle 14 notwendigerweise über eine
viel breitere horizontale Fläche
verteilt als die Bondkontaktstellen des DUT 12. Somit muss
die Sondenanordnung 22 nicht nur Signale vertikal zwischen
den Bondkontaktstellen des DUT 12 und den Leiterplatten 24 leiten,
sie muss auch diese Signale horizontal leiten. Wie nachstehend erörtert, übertragen
verschiedene Sonden, Pogo-Stifte, Federkontakte
und Kontaktlöcher
innerhalb verschiedener Schichten, die die Nadelkartenanordnung 22 bilden,
Prüfsignale
vertikal, während
Mikrostreifen- und Streifenleiterbahnen, die innerhalb der verschiedenen Schichten
der Sondenanordnung 22 enthalten sind, diese Signale horizontal
leiten.
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Die Entwickler versuchen typischerweise,
die physikalische Größe der Leiterplatten 24 zumindest
in der horizontalen Ebene zu minimieren, so dass sie in einen kleineren
horizontalen Raum über
oder unter dem DUT 12 gepackt werden können. Dies minimiert den horizontalen
Abstand, den die Signale zwischen den Prüfgerätkanälen und den IC-Bondkontaktstellen,
auf die sie zugreifen, durchlaufen müssen. Die Leiterplatten 24 werden
radial um eine zentrale vertikale Achse 26 angeordnet,
die durch das DUT 12 unter dem Prüfkopf 20 verläuft, so
dass alle Leiterplatten 24 im Wesentlichen im gleichen
Abstand vom DUT 12 liegen. Jede Leiterplatte 24 wird
geeignet angeordnet, wobei ihre Signaltreiber und -empfänger nahe
der untersten Ecke 28 der am nächsten zur Achse 26 liegenden
Leiterplatte montiert sind. Ein oder mehrere Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen 30,
die sich von der Ecke 28 jeder Leiterplatte 24 nach
unten erstrecken, übertragen
geeigneterweise die Signale zwischen der Leiterplatte 24 und
der Nadelkartenanordnung 22. Durch radiales Anordnen der
Leiterplatten 24 um die zentrale Achse 26 und
Positionieren ihrer Treiber und Empfänger an den Ecken 28 helfen
wir, den Abstand zu minimieren, den die Prüf- und DUT-Ausgangssignale
durchlaufen müssen.
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Die Nadelkartenanordnung 22,
die Signale zwischen dem DUT 12 und den Pogo-Stiften 30 der
Leiterplatten 24 überträgt, umfasst
einen Satz von drei vertikal gestapelten Schichten. Die primäre Schicht
der Nadelkartenanordnung 22, eine "Nadelkarte" 32, ist direkt unterhalb des
Sondenkopfs 20 montiert. Die Nadelkarte 32 sieht
auf ihrer oberen Oberfläche
Kontaktpunkte für
die Pogo-Stift-Verbindungsvorrichtungen 30 vor,
die als Eingangs- und/oder Ausgangsanschlüsse für die Prüfgerätkanäle 14 wirken, die
durch die Leiterplatten 24 implementiert sind. Ein "Raumtransformator" 34 umfasst
einen Satz von Sonden 36, die zum Kontaktieren der Bondkontaktstellen
auf dem DUT 12 orientiert sind. Eine "Zwischenschalteinrichtung" 38, die
zwischen der Nadelkarte 32 und dem Raumtransformator 34 angeordnet
ist, umfasst Federkontakte 40 und 42 auf ihrer
oberen und ihrer unteren Oberfläche
zum Vorsehen von Signalwegen zwischen den Kontaktstellen auf den
einander zugewandten Oberflächen
der Nadelkarte 32 und des Raumtransformators 34.
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Eine Nadelkartenanordnung, die zur
Nadelkartenanordnung 22 von 3 im
Allgemeinen ähnlich
ist, ist in der veröffentlichten
PCT-Anmeldung WO 96/15458, veröffentlicht
am 23. Mai 1996, genauer beschrieben. Es sollte selbstverständlich sein,
dass, obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel
der Erfindung hierin in Verbindung mit der hierin beschriebenen
speziellen Nadelkartenanordnungs-Architektur
dargestellt wird, die hierin beschriebene Erfindung auch auf andere
Arten von Nadelkartenanordnungs-Architekturen
anwendbar ist.
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Die Entwickler versuchen auch, die
Signalweglängen
zu minimieren, indem sie die Nadelkartenanordnung 22 in
der vertikalen Richtung so dünn
wie möglich
machen, indem sie beispielsweise Sonden 36 und Verbindungsvorrichtungen 40 und 42 vorsehen,
die so kurz wie möglich
sind, und indem sie die Nadelkarte 32, den Raumtransformator 34 und
die Zwischenschalteinrichtung 38 so dünn wie möglich machen. Da jedoch strukturelle
Begrenzungen hinsichtlich dessen bestehen, wie klein, dünn und kurz
wir die verschiedenen Komponenten der Nadelkartenanordnung 22 machen
können, müssen die
Signale immer noch einen signifikanten Abstand zwischen den Pogo-Stiften 30 und
den Bondkontaktstellen auf der Oberfläche des DUT 12 zurücklegen
und die Impedanz der Signalwege, denen sie folgen, verzerrt und
dämpft
diese Signale.
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Wenn der Signalwegabstand in dem
möglichen
Ausmaß minimiert
ist, bestand der nächste
Schritt bei der Verringerung der Signalverzerrung und -dämpfung in
den Signalwegen zwischen den IC-Bondkontaktstellen und den Prüfgerätkanälen darin,
diese Signalwege sorgfältig
zu konstruieren, um ihre Impedanzen, insbesondere ihre Nebenschlusskapazität und Reiheninduktivität, zu minimieren.
Die Kapazität
eines Signalweges hängt
weitgehend von seiner Fläche,
von seinem Abstand und seiner Orientierung relativ zu naheliegenden Masse-
und Leistungsebenen und von der Dielektrizitätskonstante des Materials zwischen
dem Weg und diesen Masse- und Leistungsebenen ab. Somit kann die
Kapazität
der Signalwege durch die Nadelkartenanordnung 22 durch
geeignetes Wählen
der physikalischen Eigenschaften der Sonden 36, der Kontakte 40 und 42 und
der verschiedenen Leiterbahnen und Kontaktlöcher innerhalb der Schichten
der Nadelkartenanordnung 22, die diese Signalwege bildet,
weiter verringert werden.
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Die Reiheninduktivität eines
Signalweges ist weitgehend eine Funktion seiner Länge, so
dass, wenn wir die Länge
eines Signalweges verringern, wir auch seine Induktivität verringern.
Es ist jedoch gut bekannt, dass andere physikalische Eigenschaften
eines Signalweges, wie z. B. seine Breite und sein Abstand relativ zu
anderen Leitern, auch die Weginduktivität beeinflussen können. Nadelkartenanordnungs-Entwickler
haben eine beträchtliche
Anstrengung aufgewandt, um die Induktivität von Signalwegen durch Nadelkartenanordnungen
durch geeignetes Einstellen solcher physikalischer Eigenschaften
dieser Wege weiter zu verringern.
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Obwohl das Minimieren der Signalweginduktivität und -kapazitäten durch
die Nadelkartenanordnung 22 im Allgemeinen die Bandbreite
erhöhen
und die Signalverzerrung verringern kann, ist es nicht möglich, die Signalweginduktivität und -kapazität vollständig zu
beseitigen. Ebenso ist es schwierig, eine konstante Übertragungsleitungsimpedanz
durch die Sondenstruktur hindurch aufrechtzuerhalten. Somit ist
daher ein gewisses Niveau an Signalverzerrung und -dämpfung unvermeidlich.
Da die Verzerrung und -dämpfung
im Allgemeinen mit der Signalfrequenz zunehmen, stellen eine solche
Signalverzerrung und -dämpfung
eine Barriere für eine
genaue Hochfrequenzprüfung
dar.
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Die vorliegende Erfindung stellt
einen nächsten
Schritt in dem Prozess der Verbesserung des Frequenzgangs der Nadelkartenanordnung 22 dar,
und um die Erfindung zu verstehen, ist es hilfreich, zuerst den Signalweg
durch die Nadelkartenanordnung 22 und die Prüfgerätschaltungen
und das DUT, das sie verbindet, mit einem Ersatzschaltplan modellhaft
darzustellen. Wir können
dann die Wirkungen von verschiedenen Impedanzwerten in den Signalwegen,
die durch eine Nadelkartenanordnung bereitgestellt werden, auf den
Frequenzgang unter Verwendung eines herkömmlichen Schaltungssimulators,
der zum Simulieren des Frequenzgangs der Ersatzschaltung in einer
gut bekannten Weise programmiert ist, untersuchen.
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4 ist
ein Ersatzschaltplan des Signalweges zwischen einem Treiber 44 und
einem Empfänger 46 innerhalb
eines einzelnen Prüfgerätkanals 14 und
eines Empfängers 48 und
eines Treibers 50, die mit einer Bondkontaktstelle 52 innerhalb
eines DUT 12 verbunden sind. In diesem Beispiel nehmen
wir an, dass der geprüfte
DUT-Anschluss ein bidirektionaler Eingangs/Ausgangsanschluss ist,
und daher ist das DUT 12 als umfassend sowohl einen Treiber 50 zum Übertragen
eines DUT-Ausgangssignals von der Bondkontaktstelle 50 als
auch einen Empfänger 48 zum
Empfangen eines DUT-Eingangssignals, das an der Bondkontaktstelle 52 ankommt,
dargestellt. Der Prüfgerätkanal 14 ist
als idealer Treiber 44 modellhaft dargestellt, der über seinen Ausgangswiderstand
R1, eine Übertragungsleitung
(falls vorhanden) mit einer charakteristischen Impedanz Z01 und einen Pogo-Stift 30 mit einer
Kontaktstelle 54 auf der oberen Oberfläche der Nadelkarte 32 verbunden ist.
Die Kapazitäten
des Pogo-Stifts 30 und
einer Kontaktstelle auf der Oberfläche der Nadelkarte 32 zum
Aufnehmen dieses Pogo-Stifts sind durch einen Nebenschlusskondensator
C1 dargestellt. Die Nadelkarte 32 von 3 umfasst eine Mikrostreifenleiterbahn
mit einer charakteristischen Impedanz Z03 auf
einer ihrer Oberfläche
zum horizontalen Leiten des Signals von der Kontaktstelle 54.
Die Nadelkarte 32 kann auch ein oder mehrere Kontaktlöcher zum
vertikalen Leiten des Signals durch die Nadelkarte 32 umfassen.
Die Kapazitäten
solcher Kontaktlöcher
sind in C1 und in einem Kondensator C2 enthalten. Ein Kontaktloch weist auch eine
Induktivität
und einen Widerstand auf, aber da seine Kapazität überwiegt, kann sie als einzelner
Nebenschlusskondensator angemessen modellhaft dargestellt werden.
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Federverbindungsvorrichtungen 40 und 42 der
Zwischenschalteinrichtung 38 von 3 sind in 4 durch
ein Paar von in Reihe geschalteten Induktoren L1 und
L2 modellhaft dargestellt. Die Zwischenschalteinrichtung 38 umfasst
ein vertikales Kontaktloch, das die Verbindungsvorrichtungen 40 und 42 verbindet,
und die Kapazität
dieses Kontaktlochs ist geeigneterweise durch einen einzelnen Nebenschlusskondensator
C3 dargestellt. Der Raumtransformator 34 von 3 umfasst eine Mikrostreifenleiterbahn
zum horizontalen Leiten des Signals über eine seiner Oberflächen und
diese Leiterbahn erscheint in 4 als
charakteristische Impedanz Z04. Ein Paar
von Nebenschlusskondensatoren C4 und C5 stellen die Kapazität einer Kontaktstelle auf der
oberen Oberfläche
des Raumtransformators 34 und die Kapazität eines
Kontaktlochs, das vertikal durch den Raumtransformator 22 verläuft, dar.
Die Sonde 36 von 3,
die den Raumtransformator 22 mit der Bondkontaktstelle 52 des
DUT 12 verbindet, ist hauptsächlich induktiv und ist geeignet
in 4 durch einen Induktor L3
dargestellt. Der DUT-Ausgangstreiber 50 liefert ein DUT-Ausgangssignal über seinen
Ausgangswiderstand R3 zur Bondkontaktstelle 52,
während
der Empfänger 48 des
DUT 12 ein DUT-Eingangssignal empfängt, das an der Bondkontaktstelle 52 mit
einer Eingangsimpedanz R4 ankommt. Das DUT 12 umfasst
typischerweise ein mit der Bondkontaktstelle 52 verbundenes
internes elektrostatisches Schutzbauelement (ESD) zum Schützen des
DUT 12 vor elektrostatischem Hochspannungsrauschen. Die
Impedanz des EDS-Bauelements (vorwiegend kapazitiv) ist in 4 durch einen Nebenschlusskondensator
C6 dargestellt.
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Die durch die Kondensatoren C1–C6, die
Induktoren L1–L3,
die Widerstände
R1–R4
und die Übertragungsleitungsimpedanzen
Z01–Z04 gebildete Schaltung weist eine Blindimpedanz
auf, die Signale, die zwischen dem Treiber 44 und dem Empfänger 48 laufen,
wesentlich dämpfen
und verzerren kann. Wie vorstehend erörtert, bestand die herkömmliche
Methode zum Verringern des Ausmaßes an Signalverzerrung und
-dämpfung
darin, die verschiedenen Reiheninduktivitäten L1–L3 und Nebenschlusskapazitäten C1–C6 entlang
des Weges im möglichen
Ausmaß zu
minimieren. Es ist auch übliche
Praxis, alle Widerstände
R1–R4
und charakteristischen Impedanzen Z01–Z04 auf ähnliche
Werte einzustellen (typischerweise in Hochfrequenzanwendungen normierte
50 Ohm). Ein solcher Impedanzabgleich verringert Signalreflexionen,
wodurch das Ausmaß an durch
den Signalweg verursachter Verzerrung verringert wird.
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Die nachstehende Tabelle I listet
Impedanzwerte der verschiedenen Komponenten von 4 auf, wenn die Impedanzen R1–R3 auf 50 Ohm gesetzt sind und alle Induktivitäten und
Kapazitäten
auf typische minimale erreichbare Werte gemäß der herkömmlichen Praxis gesetzt wurden.
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5 (Diagramm
A) stellt den Frequenzgang des Verbindungssystemmodells von 4 dar, wenn die Komponenten
auf die in Tabelle I angegebenen Werte gesetzt sind. Insbesondere
trägt 5 die Signaldämpfung als
Funktion der Frequenz für
Signale auf, die vom Prüfgerättreiber 44 zum
DUT-Empfänger 48 laufen.
Der Frequenzgang für
ein Signal, das in der anderen Richtung vom Treiber 50 zum
Empfänger 46 läuft, ist
im Allgemeinen ähnlich
zu dem in 5 gezeigten,
obwohl aufgrund einer fehlenden Symmetrie geringfügige Unterschiede
bestehen.
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Die "optimale" Frequenzgangkennlinie für das in 4 dargestellte Verbindungssystem
hängt von
der Art der Signale, das es übertragen
soll, ab. Wenn das DUT 12 beispielsweise über ein
digitales Hochfrequenzsignal kommuniziert, können wir wünschen, dass das Verbindungssystem
Hochfrequenzsignale leitet, aber wir brauchen über die Signalverzerrung nicht
besorgt zu sein, und können
daher ein angemessenes Ausmaß an Welligkeit
im Durchlassbereich tolerieren. Unter solchen Umständen würden wir
wünschen,
dass der Durchlassbereich des Verbindungssystems so breit wie möglich ist,
während
andere Eigenschaften des Verbindungsfrequenzgangs von geringerer
Bedeutung sind. Wenn das DUT 12 andererseits beispielsweise über ein analoges
Niederfrequenzsignal kommuniziert, können wir wünschen, dass das Verbindungssystem
Niederfrequenzsignale mit geringer Verzerrung oder geringem Rauschen überträgt, aber
wir können
eine große
Bandbreite wünschen.
Unter solchen Bedingungen kann der optimale Frequenzgang für das Verbindungssystem einen
Durchlassbereich umfassen, der so flach wie möglich ist, aber nur so breit
wie erforderlich ist, um das erwartete Signal mit der höchsten Frequenz
durchzulassen. Wir würden
auch wünschen,
dass alle Bereiche des Sperrbereichs maximale Dämpfung aufweisen, um Hochfrequenzrauschen
zu sperren.
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Wie wir in 5 (Diagramm A) sehen, beträgt der Durchlassbereich
(gewöhnlich
als Frequenz definiert, bei der die Dämpfung zum ersten Mal von ihrem
Pegel bei Nullfrequenz um 3 dB abfällt) etwa 2 GHz. Obwohl die
Verbindungssystemleistung für
Signale mit Frequenzen im Bereich zwischen 0 und 2 GHz annehmbar
sein kann, wenn eine maximale Dämpfung
von 3 dB annehmbar ist, wäre
somit der durch das Diagramm A dargestellte Verbindungssystem-Frequenzgang zum Übertragen
von Signalen mit Frequenzen, die 2 GHz übersteigen, nicht geeignet.
Wir bemerken auch, dass der Durchlassbereich bei Frequenzen oberhalb 1
GHz nicht besonders flach ist. Da eine Durchlassbereichswelligkeit
Signale verzerrt, kann dann in Anwendungen, bei denen eine geringe
Verzerrung erforderlich ist, der im Diagramm A von 5 dargestellte Verbindungssystem-Frequenzgang
zum Übertragen
von Signalen oberhalb 1 MHz nicht geeignet sein. Wir bemerken ferner,
dass der Sperrbereich mehrere große Spitzen bei Frequenzen oberhalb
2 GHz aufweist und daher versagen kann, Rauschen bei diesen Frequenzen
ausreichend zu dämpfen.
Somit kann das Verbindungssystem in Anwendungen, bei denen wir das
gesamte Hochfrequenzrauschen über
einer bestimmten maximalen Signalfrequenz erheblich dämpfen wollen,
nicht geeignet sein.
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Verbessertes
Verbindungssystem
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Gemäß der herkömmlichen Praxis wird der Frequenzgang
einer Nadelkartenanordnung für
alle Anwendungen durch Minimieren sowohl ihrer Nebenschlusskapazität als auch
ihrer Reiheninduktivität "optimiert". Obwohl die Verringerung
der Verbindungssysteminduktivität
und -kapazität
im Allgemeinen hilft, die Bandbreite zu vergrößern und die Signalverzerrung
zu verringern, ist es jedoch nicht wahr, dass das Einstellen der
Systeminduktivität
und -kapazität
so niedrig wie möglich
den Frequenzgang des Systems für
irgendeine spezielle Anwendung notwendigerweise optimiert. Gemäß der Erfindung
wird der Systemfrequenzgang durch Erhöhen der Induktivität oder Kapazität von einem
oder mehreren der Elemente, die den Signalweg durch die Nadelkartenanordnung
bilden, über
ihre minimalen Pegel, um ihre Werte relativ zueinander geeignet
einzustellen, tatsächlich
verbessert.
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Tabelle II vergleicht typische Impedanzwerte
der Elemente von 4,
die gemäß der Praxis
des Standes der Technik eingestellt sind (Spalte A), mit einer geeigneten
Impedanz, die gemäß der vorliegenden
Erfindung ausgewählt
wird (Spalte B), in einer Anwendung, in der wir die Durchlassleistung
maximieren wollen.
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Die in Tabelle I aufgelisteten Impedanzwerte
sind in Spalte A von Tabelle II wiederholt. Das Diagramm A von 5 stellt daher auch den
Frequenzgang der Nadelkartenanordnungs-Ersatzschaltung von 4 dar, wenn die Werte ihrer
Schaltungskomponenten gemäß der Praxis
des Standes der Technik auf typische minimale erreichbare Werte
gesetzt werden, wie in Tabelle II, Spalte A, aufgelistet. Das Diagramm
B von 5 stellt den Frequenzgang
der Nadelkartenanordnungs-Ersatzschaltung von 4 dar, wenn die Werte ihrer Schaltungskomponenten
gemäß der vorliegenden
Erfindung gesetzt werden, wie in Tabelle II, Spalte B, aufgelistet.
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Man beachte, dass, obwohl die Spalten
A und B dieselben Werte des Widerstandes, der charakteristischen
Impedanz und der Induktivität
vorsehen, die in Spalte B aufgelisteten Kapazitäten etwas höher sind als die in Spalte
A aufgelisteten. Die herkömmliche Überzeugung
sagt uns, dass wir aufgrund der Erhöhung der Kapazitätswerte
eine Verschlechterung des Frequenzgangs erwarten würden, wenn
wir uns vom Diagramm A zum Diagramm B begeben. Wir würden beispielsweise
erwarten, dass das Diagramm B eine schmälere Bandbreite und/oder mehr
Welligkeit im Durchlassbereich aufweist als das Diagramm A. Es gilt
jedoch genau das Gegenteil. Man beachte, dass, obwohl das Diagramm
A eine Bandbreite von etwa 2 GHz aufweist, das Diagramm B eine wesentlich
breitere Bandbreite, etwa 5 GHz, aufweist. Man beachte auch, dass
das Diagramm B über
alle Frequenzbereiche bis zu etwa 8 GHz relativ weniger Welligkeit
aufweist als das Diagramm A.
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Gemäß der Erfindung wurden die
Impedanzwerte von Spalte B von Tabelle II nicht einfach auf ihre niedrigsten
erreichbaren Werte gesetzt, sondern wurden statt dessen sorgfältig relativ
zueinander und relativ zur physikalischen Topologie des Verbindungssystems
eingestellt, um den Frequenzgang der Nadelkartenanordnung zu optimieren.
In diesem speziellen Beispiel wurden die in Tabelle II, Spalte B,
aufgelisteten Werte gewählt,
um die im Durchlassbereich übertragene
Leistung zu maximieren -- das heißt das Ausmaß an Dämpfung,
integriert über
den vollen Durchlassbereich, zu maximieren. Andere Impedanzwerte
können
jedoch ausgewählt
werden, um andere Eigenschaften oder Kombinationen von Eigenschaften
des Frequenzgangs für eine
gegebene Anwendung zu optimieren. Somit können wir die Impedanzwerte
beispielsweise einstellen, um die Bandbreite zu maximieren, um die
Welligkeit zu minimieren, um einen schnellen Abfall im Sperrbereich
bereitzustellen, oder eine gewisse Kombination davon. Wir sind natürlich in
unserer Wahl für
diese Impedanzwerte eingeschränkt;
sie können
nicht kleiner sein als die in Spalte A von Tabelle I aufgelisteten
minimalen erreichbaren Werte. Aber dieser Einschränkung unterworfen
haben wir einen breiten Spielraum bei der Wahl von Impedanzwerten,
die den Frequenzgang des Verbindungssystem für irgendeine gegebene Anwendung
optimieren.
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Um den Frequenzgang des in 4 dargestellten Verbindungssystems
zu optimieren, definieren wir somit zuerst die Frequenzgangkennlinie(n),
die wir optimieren wollen. Wir legen auch den minimalen praktisch erreichbaren
Impedanzwert für
jede Komponente des Verbindungssystems fest. Wir legen dann eine
Kombination von Impedanzwerten fest, die gleich diesen minimalen
erreichbaren Werten oder größer als
diese sind, die die gewünschten
Frequenzgangkennlinien optimieren. Bei dem Beispiel von Tabelle
II, Spalte B, passierte es, dass der optimale Satz von Impedanzparametern
vorschrieb, dass die Induktivitäten
minimiert wurden und die Kapazitäten über ihre
Minima erhöht
wurden. In anderen Anwendungen, bei denen wir andere Frequenzgangkennlinien
optimieren wollen, kann es jedoch sein, dass die Induktivitäten über ihre
Minima erhöht
werden könnten.
Wie nachstehend erörtert,
können
die Induktivitäten
auch erhöht
werden, um Impedanzfehlabgleiche zu kompensieren.
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Butterworth-
und Chebyshev-Filter
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Es ist vorteilhaft, sich die in 4 dargestellte Ersatzschaltung
des Verbindungssystems als mehrpoliges Filter vorzustellen. Durch
geeignetes Einstellen der Reiheninduktivität und Nebenschlusskapazitäten relativ
zueinander und zu den anderen Impedanzkomponenten des Verbindungssystems
kann veranlasst werden, dass sich das Verbindungssystem beispielsweise
wie ein gut bekanntes mehrpoliges "Butterworth"- oder "Chebyshev"-Filter verhält. Es wird gut verstanden,
wie die Komponentenwerte solcher Filter einzustellen sind, um einen
gewünschten
Frequenzgang zu erhalten.
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Wie vorstehend erwähnt, weist
der Frequenzgang eines Verbindungssystems viele Kennlinien auf und sein "optimaler" Frequenzgang ist
anwendungsabhängig.
Somit sollten die geeigneten Werte, auf die wir die verschiedenen Impedanzen
entlang der Signalwege der Sondenkopfanordnung 22 einstellen,
in Abhängigkeit davon
eingestellt werden, welche Frequenzgang- und Impedanzkennlinien
für die
spezielle Anwendung am wichtigsten sind. In dem Beispiel von Tabelle
II, Spalte B, wurden die Kapazitätswerte
gewählt,
um die Durchlassleistung zu maximieren. Andere Kombinationen von
Impedanzwerten können
jedoch andere Kennlinien des Verbindungssystems optimieren. Wenn
das Verbindungssystem beispielsweise ein analoges Signal mit niedrigerer
Frequenz mit minimaler Verzerrung übertragen soll und wenn die
Bandbreite nicht so wichtig ist, kann es folglich erwünscht sein,
dass der Frequenzgang des Verbindungssystems einen "maximal flachen" Durchlassbereich
mit dem geringstmöglichen
Ausmaß an
Welligkeit aufweist. In einem solchen Fall wollen wir die Verbindungssystem-Komponentenimpedanzwerte
so einstellen, dass sich das System wie ein Butterworth-Filter verhält, das
einen maximal flachen Frequenzgang bereitstellt.
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Bei den meisten Anwendungen ist jedoch
der optimale Frequenzgang ein Kompromiss zwischen der Bandbreite,
der zulässigen
Durchlassbereichswelligkeit, dem Phasenverhalten und der Sperrbereichdämpfung.
Folglich können
die Werte von induktiven und kapazitiven Komponenten so ausgewählt werden,
dass sich das Verbindungssystem wie das gut bekannte mehrpolige
Chebyshev-Filter verhält.
Die Konstruktion von mehrpoligen Butterworth- und Chebyshev-Filtern, einschließlich geeigneten
Auswahl der Filterkomponentenwerte, um eine oder mehrere Kombinationen
von Kennlinien des Frequenzgangs des Filters zu optimieren, ist Fachleuten
gut bekannt. Siehe beispielsweise Seiten 59– 68 des
Buchs Introduction to Radio Frequency Design von W. H. Hayward,
veröffentlicht
1982 von Prentice-Hall, Inc. Fachleute wissen gut, wie die Induktivität und Kapazität der verschiedenen
Teile der verschiedenen Strukturen entlang der von der Sondenkopfanordnung 22 von 3 bereitgestellten Signalwege
einzustellen sind. Die vorliegende Erfindung wendet herkömmliche
Filterentwurfsprinzipien an, um zu ermitteln, wie die geeignetsten
Werte für
diese Induktivität
und Kapazität
für die
vorgesehene Anwendung zu wählen
sind.
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Impedanzabgleich
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Die Treiber- und Empfängerimpedanzen
R1–R4
und die verschiedenen Übertragungsleitungsimpedanzen
Z01–Z04 werden typischerweise auf ähnliche
Werte (z. B. 50 Ohm) gesetzt, um Signalreflexionen zu verhindern,
die den Systemfrequenzgang verschlechtern, und die Werte für diese
Komponenten wurden in Tabelle II, Spalte B, gewählt, damit sie der Industriepraxis
entsprechen. Gemäß der Erfindung
müssen
wir dies jedoch nicht unbedingt durchführen, da wir einen Fehlabgleich
des Widerstandes oder der charakteristischen Impedanz durch geeignetes
Einstellen der Reiheninduktivitäts-
und Nebenschlusskapazitätswerte
kompensieren können.
Beispielsweise stellen die Seiten 59– 68 des vorstehend
erwähnten
Buchs Introduction to Radio Frequency Design dar, wie andere Filterkomponentenwerte
einzustellen sind, um ein Butterworth- und Chebyshev-Filter-Frequenzgangverhalten
zu erhalten, selbst wenn solche Widerstände und charakteristischen
Impedanzen fehlabgeglichen sind.
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Obwohl die vorangehende Beschreibung
(ein) bevorzugte(s) Ausführungsbeispiel(e)
der vorliegenden Erfindung beschrieben hat, kann ein Fachmann viele
Modifikationen an dem bevorzugten Ausführungsbeispiel vornehmen, ohne
von der Erfindung in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Obwohl
im bevorzugten Ausführungsbeispiel
das Verbindungssystem beispielsweise Bonddrähte 22 und 27 und
Gehäusestege 24 und 29 verwendet,
um die Knoten der ICs 12 und 14 mit der PCB-Leiterbahn 26 zu
verbinden, könnten
andere Arten von induktiven Leitern, wie beispielsweise Federdrähte, verwendet
werden, um die Knoten einer integrierten Schaltung mit einer PCB-Leiterbahn
zu verbinden. Die beigefügten
Ansprüche
sollen daher alle solchen Modifikationen erfassen.