DE4441543A1 - Empfänger und Verfahren zum Demodulieren eines CDMA-Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft allgemein den Einsatz der Datenfernübertragung mit Vielfachzugriff im Codemultiplex (CDMA) in zellularen Funkfernsprechsystemen. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Empfänger zum gemeinsamen Demodulieren mehrerer CDMA-Signale mit Mehrwegzeitdispersion.

CDMA- oder Streuspektrum-Datenfernübertragung gibt es seit dem zweiten Weltkrieg. Zahlreiche Anwendungen waren vornehmlich militärischer Natur. Heute allerdings besteht ein zunehmendes Interesse an der Verwendung von Streuspektrum-Systemen für kommerzielle Anwendungszwecke. Beispiele sind digitaler Zellular-Funk, beweglicher Landfunk sowie personenbezogene Nachrichtenübertragungsnetze innerhalb und außerhalb von Gebäuden.

Die Zellular-Telefonindustrie hat phänomenale Fortschritte im kommerziellen Betrieb innerhalb der Vereinigten Staaten von Amerika und weiteren Ländern der ganzen Welt erzielt. Das Wachstum insbesondere in Großstadtbereichen hat alle Erwartungen überstiegen und ist dabei, die vorhandenen Systemkapazitäten zu sprengen. Wenn dieser Trend anhält, werden die Auswirkungen des raschen Wachstums bald auch die kleinsten Märkte erreicht haben. Innovative Lösungen sind erforderlich, um diesen zunehmenden Kapazitätsanforderungen ebenso gerecht zu werden wie einem hochqualitativen Service bei Vermeidung steigender Preise.

In der ganzen Welt besteht ein wichtiger Schritt bei den zellularen Systemen in dem Wechsel von analoger Übertragung auf digitale Übertragung. Gleichermaßen wichtig ist die Auswahl eines effektiven digitalen Übertragungsschemas zur Realisierung der nächsten Generation zellularer Technologie. Außerdem wird weithin von der Annahme ausgegangen, daß die erste Generation von personenbezogenen Übertragungsnetzwerken (PCNs), die billige schnurlose Telefone im Taschenformat verwenden, die sich zum Tätigen und zum Empfangen von Anrufen daheim, im Büro, auf der Straße, im Fahrzeug und dergleichen eignen, durch zellulare Träger ermöglicht wird, welche die nächste Generation digitaler zellularer Systeminfrastruktur verwendet. Ein wesentliches wünschenswertes Merkmal bei diesen neuen Systemen ist erhöhte Verkehrskapazität.

Derzeit erfolgt der Kanalzugriff unter Benutzung des Verfahrens zum Vielfachzugriff im Frequenzmultiplex (FDMA) oder Vielfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA). Beim FDMA wird ein Kommunikationskanal einem einzelnen Hochfrequenzband zugeordnet, in welchem sich die Übertragungsleistung eines Signals konzentriert. Störungen bezüglich benachbarter Kanäle werden durch den Einsatz von Bandpaßfiltern begrenzt, die ausschließlich die Signalenergie durchlassen, die sich innerhalb des spezifischen Frequenzbandes befindet. Indem also jeder Kanal einer anderen Frequenz zugeordnet ist, die die Systemkapazität begrenzt durch die verfügbaren Frequenzen, außerdem durch Beschränkungen, die durch Kanal-Neubelegung gegeben sind.

Bei TDMA-Systemen besteht ein Signal aus einem Zeitschlitz innerhalb eines periodischen Zugs von Zeitintervallen über derselben Frequenz. Jede Zeitspanne von Zeitschlitzen bezeichnet man als einen Rahmen. Eine gegebene Signalenergie wird auf einen dieser Zeitschlitze eingegrenzt. Störungen durch benachbarte Kanäle werden begrenzt durch die Verwendung eines Zeitgatters oder durch eine andere Art von Synchronisationselement, welches nur solche Signalenergie durchläßt, die zur richtigen Zeit empfangen wird. Indem jeder Kanal einem unterschiedlichen Zeitschlitz zugeordnet wird, ist also die Systemkapazität begrenzt durch die verfügbaren Zeitschlitze und durch Beschränkungen, die durch Kanal-Neuverwendung gegeben sind. Bei FDMA- oder TDMA-Systemen oder bei hybriden FDMA- TDMA- Systemen besteht das allgemeine Ziel darin, zu gewährleisten, daß zwei sich möglicherweise gegenseitig störende Signale nicht die gleiche Frequenz zur gleichen Zeit belegen. Im Gegensatz dazu gestattet das Verfahren mit Vielfachzugriff im Codemultiplex (TDMA=Code Division Multiple Access) eine Überlappung von Signalen sowohl zeitlich als auch in der Frequenz. Damit teilen sämtliche CDMA-Signale das gleiche Frequenzspektrum, und sowohl im Frequenz- als auch im Zeitbereich scheinen sich die CDMA-Signale gegenseitig zu überlappen.

Es gibt eine Reihe von Vorteilen der CDMA-Datenübertragung. Die Kapazitätsbeschränkungen von auf CDMA-Basis arbeitenden zellularen Systemen werden bis zu dem Zwanzigfachen derjenigen existierender Analog-Technologie projektiert, was ein Ergebnis der Eigenschaften eines breitbandigen CDMA-Systems ist, beispielsweise der verbesserten Codiergewinn-/Modulationsdichte, der Sprachaktivitäts-Ausblendung, der Sektorbildung und Neubelegung desselben Spektrums innerhalb jeder Zelle. Die CDMA-Übertragung von Sprache durch einen Decodierer hoher Bitrate gewährleistet überlegene, naturalistische Sprachqualität. CDMA sorgt auch für variable Datenraten, und dies wiederum erlaubt es, zahlreiche verschiedene Grade an Sprachqualität anzubieten. Das verschlüsselte Signalformat von CDMA beseitigt Nebensprechen und macht es äußerst schwierig und kostspielig, Rufe abzuhören oder zu verfolgen, was eine verstärkte ungestörte Privatsphäre für Teilnehmer ebenso bedeutet wie einen stärkeren Schutz vor Sprechzeitbetrug.

In einem CDMA-System wird jedes Signal unter Verwendung von Streuspektrum-Methoden übertragen. Im Prinzip wird der zu übertragende Informationsdatenstrom einem eine viel höhere Rate aufweisenden Datenstrom aufgeprägt, welche als Signatursequenz bezeichnet wird. Typischerweise sind die Daten der Signatursequenz binär, was zu einem Bitstrom führt. Eine Möglichkeit, eine solche Signatursequenz zu generieren, besteht in einem Pseudorausch-(PN-) Prozeß, der auf Zufallsbasis beruhend erscheint, jedoch von einem autorisierten Empfänger nachgebildet werden kann. Der Informationsdatenstrom und der Strom der eine hohe Bitrate aufweisenden Signatursequenz werden kombiniert, indem diese zwei Bitströme miteinander multipliziert werden, wobei davon ausgegangen wird, daß die Binärwerte der zwei Bitströme durch +1 oder -1 dargestellt werden. Diese Kombination des eine höhere Bitrate aufweisenden Signals mit dem eine niedrigere Bitrate aufweisenden Datenstrom bezeichnet man als Spreizung des Informationsdatenstromsignals. Jeder Informationsdatenstrom oder Kanal ist einer eindeutigen Signatursequenz zugeordnet.

Eine Mehrzahl von gespreizten Informationssignalen modulieren einen hochfrequenten Träger, beispielsweise mittels binärer Phasenumtastung (BPSK), und sie werden gemeinsam als zusammengesetztes Signal vom Empfänger empfangen. Jedes der gespreizten Signale überlappt sämtliche anderen gespreizten Signale ebenso wie Rauschsignale, und zwar sowohl im Frequenz- als auch im Zeitbereich. Wenn der Empfänger autorisiert ist, wird das zusammengesetzte Signal mit einer der eindeutigen Signatursequenzen korreliert, und das entsprechende Informationssignal läßt sich isolieren und entspreizen. Wird Quadratur-Phasenumtastungs- Modulation (QPSK-Modulation) verwendet, kann die Signatursequenz aus komplexen Zahlen (mit Real- und Imaginärteilen) bestehen, wobei die Real- und die Imaginärteile dazu benutzt werden, zwei Träger gleicher Frequenz, die jedoch um 90 Grad in der Phase verschoben sind, zu modulieren.

Üblicherweise wird eine Signatursequenz dazu benutzt, ein Informations- Bit darzustellen. Der Empfang der übertragenen Sequenz oder deren Komplements bedeutet, ob das Informations-Bit eine +1 oder -1 ist, manchmal auch mit "0" oder "1" bezeichnet. Die Signatursequenz umfaßt überlicherweise N-Bits, und jedes Bit wird als "Chip" bezeichnet. Die gesamte N-Chip-Sequenz, oder deren Komplement, wird auch als ein übertragenes Zeichen oder Symbol angesprochen. Der übliche Empfänger korreliert das empfangene Signal mit der Komplex- Konjugierten der bekannten Signatursequenz, um einen Korrelationswert zu erzeugen. Lediglich der Realteil dieses Korrelationswerts wird berechnet. Ergibt sich eine starke positive Korrelation, so wird eine "0" festgestellt; ergibt sich eine starke negative Korrelation, so wird eine "1" festgestellt.

Die oben angesprochenen "Informations-Bits" können auch ihrerseits kodierte Bits sein, wobei der verwendete Code ein Block- oder Faltungscode (letzterer wird auch als Convolutionscode bezeichnet) ist. Außerdem kann die Signatursequenz viel länger sein als ein einzelnes übertragenes Zeichen, in welchem Fall eine Unter- oder Teilsequenz der Signatursequenz dazu benutzt wird, das Informationsbit zu spreizen.

In zahlreichen Funkübermittlungssystemen enthält das empfangene Signal zwei Komponenten: eine I- oder Inphase-Komponente und eine Q- (Quadratur)-Komponente. Dies tritt deshalb ein, weil das übertragene Signal zwei Komponenten (z. B. QPSK) aufweist, und/oder der eingreifende Kanal oder der Mangel an kohärentem Träger-Bezug zur Folge hat, daß das übertragene Signal in die I- und Q-Komponenten aufgeteilt wird. In einem typischen Empfänger, der mit digitaler Signalverarbeitung betrieben wird, werden die empfangenen I- und Q- Komponenten-Signale zumindest alle Tc Sekunden abgetastet und gespeichert, wobei Tc die Dauer eines Chips ist.

Bei mobilen Nachrichtensystemen leiden zwischen zwei Orten übertragene Signale typischerweise an Echoverzerrung oder Mehrwegzeitdispersion, verursacht zum Beispiel durch Signalreflexionen an großen Gebäuden oder in der Nähe befindlichen Bergen. Mehrwegdispersion erfolgt dann, wenn ein Signal nicht über einen, sondern über mehrere Wege zu einem Empfänger gelangt, so daß der Empfänger zahlreiche Echos empfängt, die unterschiedliche und auf Zufallsbasis schwankende Verzögerungen und Amplituden aufweisen. Wenn also in einem CDMA-System Mehrwegzeitdispersion vorhanden ist, empfängt der Empfänger ein zusammengesetztes Signal aus einer Mehrzahl von Versionen des gewendeten Zeichens, welches sich über unterschiedliche Wege ausgebreitet hat (die Wege werden als "Strahlen" bezeichnet), und entsprechende relative Zeitverzögerungen besitzen, die geringer sind als die Zeitspanne eines Zeichens. Jeder unterscheidbare "Strahl" besitzt eine gewisse relative Ankunftszeit m T_c Sekunden und überspannt N der I- und Q-Chipabtastwerte, da jedes Signalbild eine N- Chip-Sequenz ist. Es ist typisch, mit m=0 als der Ankunft des frühesten Signalstrahls zu rechnen. Außerdem besitzt jeder Strahl eine gewisse Amplitude und Phase, repräsentiert durch einen komplexen Kanalkoeffizienten c(m).

Als ein Ergebnis der Mehrwegzeitdispersion gibt der Korrelator anstelle eines großen Nadelimpulses zahlreiche kleinere Nadelimpulse aus. Um das übertragene Zeichen nachzuweisen (ohne das Informations-Bit wiederzugewinnen) werden die empfangenen Nadelimpulse kombiniert. Typischerweise erfolgt dies mit Hilfe eines RAKE-Empfängers, der seinen Namen (engl. RAKE = Rechen; Harke) deshalb hat, weil er die Mehrweg-Anteile gleichsam "zusammenharkt".

Eine typische Form des RAKE-Empfängers ist in Fig. 1 dargestellt. Ein empfangenes Funksignal wird demoduliert, beispielsweise indem das Signal mit Cosinus- und Sinuswellenformen gemischt und das Signal gefiltert wird, was in einem HF-Empfänger 100 stattfindet. Außerdem werden die sich ergebenden I- und Q-Signale abgetastet und quantisiert, wodurch I- und Q-Chip-Abtastwerte erhalten werden, die ihrerseits als komplexe Abtastwerte betrachtet werden können, deren Realteil der I- Abtastwert, und deren Imaginärteil der Q-Abtastwert ist. Diese komplexen Abtastwerte werden seriell über einen Korrelator 101 geschickt, welcher die komplexen empfangenen Abtastwerte mit der Konjugierten der bekannten Signatursequenz korreliert, um eine Reihe komplexer Korrelationen zu erzeugen.

Eine Ausblendfunktion 103 bestimmt, welche Korrelationswerte für die Detektion verwendet werden sollen. Die Ausblendfunktion 103 läßt Korrelationswerte zu einem halbkomplexen Multiplizierer (HKM) 104 zu solchen Zeiten durch, die von einer Zeitsteuereinheit 102 festgelegt werden. Zu diesen Zeiten, die einmal pro Strahl und übertragenem Zeichen stattfinden, läßt die Ausblendfunktion 103 einen Korrelationswert zu dem halbkomplexen Multiplizierer 104 durch, der die komplexe Korrelation mit dem geeigneten RAKE- Abgriffskoeffizienten multipliziert, dabei aber lediglich den Realteil des Produkts berechnet. Die RAKE-Abgriffskoeffizienten sind die Konjugierten von Kanal-Abgriffsabschätzungen, die von der Kanalverfolgungseinheit 105 geliefert werden, die Korrelationswerte von dem Korrelator 101 dazu benutzt, die Kanalabgriffsstellen (m Werte) und Koeffizienten (c(m) Werte) abzuschätzen. Ein Akkumulator 106 kumuliert die Ausgangssignale des HKM 104 und sendet die Endsumme, eine pro übertragenes Zeichen, an einen Schwellenwertgeber 107. Der Schwellenwertgeber 107 erfaßt eine binäre "0", wenn das Eingangssignal größer als ein gewisser Schwellenwert ist, und erfaßt eine binäre "1", wenn das Eingangssignal kleiner als der Schwellenwert ist. Typischerweise beträgt der Schwellenwert Null.

Fig. 2 zeigt den detaillierten Arbeitsablauf in einem herkömmlichen Korrelator 101. Die komplexen Chip-Abtastwerte von dem HF- Empfänger werden an eine interne angezapfte Verzögerungsleitung 200 gesendet. Es gibt außerdem einen angezapften Puffer 201, der die bekannte Signatursequenz oder deren Komplex-Konjugierte speichert. Für jede Chip-Abtastung, die der abgetasteten Verzögerungsleitung 200 zugeführt wird, erfolgt eine Korrelation mit der Konjugierten der Signatursequenz. Komplexe Multiplizierer 202 multiplizieren empfangene Abtastwerte mit Werten der konjugierten Signatursequenz. Die erhaltenen komplexen Produkte werden in dem komplexen Summierer 203 aufsummiert. Der erhaltene Korrelationswert wird gemäß Fig. 1 an die Ausblendfunktion 103 gesendet.

Der konventionelle RAKE-Empfänger liefert eine gute Leistung unter der Voraussetzung, daß mehrere Bedingungen erfüllt sind. Die erste Bedingung ist die, daß die Autokorrelationsfunktion der Signatursequenz ideal insofern ist, als die Signatursequenz mit einer Verschiebung ihrer selbst unkorreliert ist. Wenn dies nicht zutrifft, gibt es eine gegenseitige Störung unterschiedlicher Signalstrahlen, was man als Selbst- oder Eigenstörung bezeichnet. Die zweite Bedingung ist die, daß die Kreuzkorrelation zwischen der Signatursequenz des gewünschten Signals und verschiedenen verschobenen oder versetzten Versionen der Signatursequenzen anderer CDMA-Signale Null ist. Wenn dies nicht zutrifft, stören die anderen CDMA-Signale das gewünschte CDMA- Signal, was die Leistungsfähigkeit beeinträchtigt. Dies kann sich besonders dann ungünstig auswirken, wenn ein anderes CDMA-Signal eine viel höhere Leistung besitzt als das gewünschte CDMA-Signal, was man als Nah-Fern-Problem bezeichnet. Die dritte Bedingung ist die, daß diejenige Störung vernachlässigbar ist, die verursacht wird durch ein Echo eines gesendeten Zeichens, welches das als nächstes gesendete Zeichen überlappt. Wenn diese Bedingung nicht erfüllt ist, kommt es zu Störungen zwischen den gesendeten Zeichen einerseits und später oder früher gesendeten Zeichen andererseits, überlicherweise als Nachbarzeichenstörung (ISI = intersymbol interference) bezeichnet.

Die Theorie des Entwurfs guter Signatursequenz-Sätze gibt vor, daß grundsätzliche Beschränkungen vorhanden sind, welche verhindern, daß die ersten zwei Bedingungen gleichzeitig erfüllt sind. Folglich wird die Leistungsfähigkeit beschränkt durch Eigenstörung, Störung durch andere Signale und Nachbarzeichenstörung (ISI). Viel Arbeit wurde auf die Lösung des Problems der Fremdsignalstörung in einer Umgebung verwendet, die nicht unter Mehrwegzeitdispersion leidet. Bezeichnet wird dieses Gebiet als gemeinsame Demodulation ohne Mehr- oder Mehrfachweg. Es sei hier beispielsweise verwiesen auf S. Verdù, "Minimum Probability of Error For Asynchronous Gaussian Multiple- Access Channels, "IEEE Trans. Info. Theory, Band IT-32, Seiten 85-96, R. Lupas und S. Veruù, "Linear multiuser detectors for synchronous code-division multiple-access channels, "IEEE Trans. Inform. Theory, Band 35, Seiten 123-136, Januar 1989; und R. Lupas und S. Veruù, "Near-far resistance of multiuser detectors in asynchronous channels," IEEE Trans. Commun, Band 38, Seiten 496-508, April 1990. In diesen Arbeiten werden zwei Vorgehensweisen zur gemeinsamen Demodulation von Mehrfach-CDMA-Signalen vorgestellt.

Die erste Vorgehensweise, bekannt als Sequenzabschätzung nach der Methode der größten Wahrscheinlichkeit (ohne Mehrfachweg) (MLSE=Maximum Likelihood Sequence Estimation) bestimmt den wahrscheinlichsten Satz übertragener Informations-Bits für eine Mehrzahl von CDMA-Signalen ohne Mehrwegzeitdispersion. Dies ist in Fig. 3 dargestellt. Als der RAKE-Empfänger empfängt ein HF- Empfänger 300 mehrere CDMA-Funksignale, die gefiltert und zu I- und Q-Basisbandwellenformen gemischt werden, die ihrerseits abgetastet und quantisiert werden, um komplexe Empfangsdatenwerte zu erhalten.

Diese werden auf mehrere Korrelatoren 301 gegeben, von denen jeder eine Korrelation mit einer speziellen Signatursequenz bildet. Weil aber der Kanal angenommenerweise keine Mehrwegzeitdispersion aufweist, wird pro übertragenem Zeichen nur eine Korrelation gehalten. Diejenige, die zur Verwendung bei der Demodulation ausgewählt wird, wird durch die Zeitsteuereinheit 302 bestimmt, welche den Ausblendfunktionen 303 signalisiert, einmal pro Übertragungszeichenzeitspanne einen Wert durchzulassen. Da die unterschiedlichen CDMA-Signale möglicherweise zeitlich nicht ausgerichtet, das heißt asynchron sind, schließen die Gatter der Ausblendfunktionen nicht notwendigerweise gleichzeitig. Die Korrelationswerte werden an eine Entscheidungsalgorithmuseinheit 304 gegeben, welche diese Information dazu verwendet, die gesendeten Bit- Folgen jedes CDMA-Signals zu entscheiden. Der verwendete Algorithmus ist der Viterbi-Algorithmus, der die höchstwahrscheinlichen Informations-Bit-Sequenzen festlegt. Man beachte hier allerdings, daß dieser Empfänger nicht mehrere Signalstrahlen zuläßt, das heißt, daß lediglich ein Korrelationswert pro Übertragungszeichen-Zeitspanne aus der Ausblendfunktion hindurchgelassen wird, und der Empfänger keine Kanalkoeffizienten verfolgt.

Die zweite Vorgehensweise, bekannt als "Dekorrelationsempfänger", dekorreliert die verschiedenen CDMA-Signale derart, daß diese sich nicht mehr gegenseitig stören. Das Verfahren folgt der gleichen Vorgehensweise, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist. Der einzige Unterschied zwischen der ersten und der zweiten Vorgehensweise ist der verwendete Entscheidungsalgorithmus, der in Fig. 4 dargestellt ist. Korrelationswerte von den Ausblendfunktionen, Block 303 in Fig. 3, werden in einem Puffer 400 gespeichert. Ist der Puffer voll, wird der Satz von Korrelationswerten als ein Werte-Vektor betrachtet. Dieser Vektor wird in einem Matrix-Multiplizierer 401 mit einer Dekorrelations-Matrix multipliziert. Die für die Multiplikation verwendete Matrix besteht aus Signatursequenz-Kreuzkorrelationswerten. Das Produkt der Matrix mit dem Vektor ist wiederum ein Vektor, und zwar ein Vektor aus dekorrelierten Demodulations-Statistikwerten, einer für jedes CDMA-Signal, die an Schwellenwertgeber 402 gegeben werden. Diese erzeugen die demodulierten Informations-Bit-Werte.

Beide Vorgehensweisen befassen sich nicht mit dem Problem der Mehrwegzeitdispersion. Damit gelten diese Verfahrensweisen für die gemeinsame Demodulation von CDMA-Signalen bei Abwesenheit von Mehrwegzeitdispersion.

In jüngerer Zeit haben Wÿayasuiya und andere eine Form des Dekorrelationsempfängers vorgeschlagen, welche für Mehrwegzeitdispersion vorgesehen ist, vgl. S.S.H. Wÿayasuiya, G.H. Norton und J. P. McGeehan, "A near-far resistant sliding window decorrelating algorithm for multi-user detectors in DS-CDMA systems" Proc. Globecom ′92, Orlando, FL, Seiten 1331-1338, Dezember 1972, S.S.H. Wÿayasuriya, J.P. McGeehan und G.H. Norton "RKKE decorrelating receiver for DS-CDMA mobile radio networks" Electronics Letters, Band 29, Nr. 4, Seiten 395-396, 18. Februar 1993, und S.S.H. Wÿayasuirya, J.P. McGeehan und G.H. Norton "RAKE decorrelation as an alternative to rapid power control in DS-CDMA mobile radio" 43. IEEE Vehicular Technology Conference, Secaucus, NJ, Seiten 368-371, 18-20 May 1993. In diesen Schriften wird Dekorrelation dazu verwendet, Mehrfachstrahlen jedes Signals zu dekorrelieren. Allerdings werden diese Strahlen nicht-kohärent kombiniert. Somit gibt es keine Kanalabschätzung, und die Leistung ist auf diejenige von nicht-kohärenten Verfahren begrenzt.

Außerdem haben Zvonar und Brady sowohl einen MLSE- als auch einen Dekorrelations-Empfänger für gemeinsame Demodulation bei Mehrfachwegen vorgeschlagen. Zu dem MLSE-Empfänger, vgl. Z. Zvonar und D. Brady, "Optimum detection in asynchronous multiple- access multipath Raxleigh fading", Twenty-sixth Annual Conf. on Information Sciences and Systems, Princeton, University, März 1992. In diesem Empfänger erfolgen Korrelationen mit der vollen Signatursequenz zu unterschiedlichen Strahlankunftszeiten. Diese Korrelationen werden RAKE-kombiniert, um für jeden Benutzer ein kombiniertes Signal zu erhalten, welches anschließend einem Entscheidungsalgorithmus unterzogen wird. Dies hat den Nachteil, daß die kombinierten Signale von zukünftig ebenso wie von früher gesendeten Symbolen abhängen, was die Komplexität des Entscheidungsalgorithmus erhöht.

Bezüglich des Dekorrelations-Empfängers, vgl. Z. Zvonar und D. Brady "Coherent and differentially coherent multiuser detectors for asynchronous CDMA frequency-selective channels "Milcom ′92, San Diego, CA, 11. bis 13. Oktober 1992 und Z. Zvonar und D. Brady "Suboptimum multiuser detector for synchronous CDMA frequency­ selective Rayleigh fading channels" Communication Theroy Mini- Conference, Orlando, FL, 6. bis 9. Dezember 1992. In dem erstgenannten Artikel wird die Dekorrelation unter der Annahme eines Detektors mit "unendlichem Horizont" implementiert, was zu einem Matrix-FIR-Filter führt, gefolgt von einer Bank aus IIR-Filtern. Diese Implementierung besitzt zwei Nachteile: 1) die Filterung ist nicht-kausal, so daß zukünftige Datenwerte erforderlich sind und 2) der Aufwand zum Bestimmen der Filterkoeffizienten kann beträchtlich sein, da eine Matrix-Inverse erforderlich ist. In dem als zweites genannten Artikel werden lediglich synchrone Signale betrachtet, Nachbarschaftszeichenstörungen werden ignoriert, und die Dekorrelation erfolgt als Matrixinversion. Dies hat den Nachteil, daß asynchrone Signale ebensowenig behandelt werden wie Nachbarschaftszeichenstörungen. Außerdem kann die Matrixinversion ziemlich kostspielig sein, insbesondere dann, wenn sich der Kanal mit der Zeit ändert. Schließlich trennen beide dieser Artikel nicht die Kanaleffekte (die sich mit der Zeit ändern können) von den Effekten der Signatursequenz-Korrelation (die sich ändern, wenn Signale beendet oder neue Signale gestartet werden).

Damit steigert die wachsende Nachfrage an Funk-Datenfernübertragung den Bedarf an einer Optimierung der Leistungsfähigkeit und Kapazität von drahtlosen Nachrichtenübertragungssystemen. Die CDMA- Technologie vermag eine hohe Systemkapazität verfügbar zu machen. Um die CDMA-Kapazität in einer Mobilfunkumgebung zu maximieren, müssen Fremdsignalstörung, Eigenstörung und Nachbarschaftszeichenstörung (ISI) in effizienter Weise minimiert werden. Existierende Wege vermögen nicht sämtliche dieser Probleme zu behandeln.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung der Möglichkeit einer effizienten Demodulation mehrerer CDMA-Signale in einer Umgebung mit Mehrwegzeitdispersion.

Eine erste beispielhafte Ausführungsform der Erfindung, die als gemeinsame MLSE-Demodulation im Mehrfachweg bezeichnet wird, bestimmt die am wahrscheinlichsten gesendeten Bit-Sequenzen auf der Grundlage des Empfangs mehrerer CDMA-Signale und Echos dieser Signale. Eine zweite beispielhafte Ausführungsform, als Dekorrelations- Demodulation im Mehrfachweg bezeichnet, dekorreliert mehrere CDMA-Signalstrahlen, um die gesendete Bit-Sequenz festzustellen. Eine dritte Ausführungsform, hier bezeichnet als gemeinsame Pseudo-MLSE- Demodulation im Mehrfachweg, wendet das MLSE-Verfahren auf Korrelationen des empfangenen Signals mit mehreren CDMA-Signalen an. Sämtliche drei beispielhaften Ausführungsformen können angepaßt werden an Einzelsignaldemodulation oder an Mehrfachsignaldemodulation ohne ISI-Abweisung.

Im Gegensatz zu dem herkömmlichen RAKE-Empfänger, der zu einer gegebenen Zeit ein CDMA-Signal behandelt, können bei den erfindungsgemäßen Ausführungsformen mehrere CDMA-Signale gemeinsam oder im Verbund demoduliert werden. Außerdem wird die Kenntnis der Autokorrelationsfunktion des CDMA-Signals zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit ausgenutzt, und eine Überlappung eines übertragenen Zeichens mit dem nächsten Zeichen wird berücksichtigt.

Im Gegensatz zu der gemeinsamen Demodulation ohne Mehrfachweg ziehen beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung Vorteil aus dem Mehrfachsignalbilder, die durch einen Mehrfachweg-Kanal erzeugt werden. Außerdem nutzen beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung die Kenntnis der Signalautokorrelationsfunktionen und der Signalkreuzkorrelationswerte bei verschiedenen Versetzungen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen RAKE-Empfängers;

Fig. 2 ein Blockdiagramm des in Fig. 1 gezeigten Korrelators;

Fig. 3 ein herkömmliches System zur gemeinsamen Demodulation von CDMA-Signalen;

Fig. 4 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Entscheidungsalgorithmus für den Dekorrellations-Empfänger;

Fig. 5 beispielhafte Empfangssignale, um die vorliegende Erfindung zu veranschaulichen;

Fig. 6 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers unter Verwendung der gemeinsamen MLSE-Demodulation im Mehrfachweg gemäß der Erfindung;

Fig. 7 ein Blockdiagramm eines beispielhaften programmierbaren Teilkorrelators;

Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer weiteren Ausführungsform mit einer gemeinsamen MLSE-Demodulation im Mehrfachweg bei ignorierter Nachbarsignalstörung;

Fig. 9 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Dekorrelations- Demodulation bei Mehrwegzeitdispersion;

Fig. 10 ein Flußdiagramm, welches die Dekorrelation im Mehrfachweg veranschaulicht; und

Fig. 11 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers unter Verwendung der Pseudo-MLSE-Demodulation bei Mehrwegdispersion.

Die vorliegende Erläuterung soll dem Verständnis der Erfindung dienen, weshalb beispielhafte Ausführungsformen mit speziellen Schaltungen, Schaltungskomponenten, Verfahrensweisen und dergleichen beschrieben werden. Allerdings sind diese Angaben nur beispielhaft zu verstehen, ohne daß dadurch der Schutzumfang der Erfindung eingeschränkt werden soll. Obschon sich die Beschreibung speziell auf zellulare Datenübertragungssysteme in Verbindung mit tragbaren oder mobilen Funktelefonen und/oder personenbezogenen Nachrichten-Netzwerke bezieht, ist die Erfindung allgemein auch bei anderen Kommunikationssystemen anwendbar.

Die Erfindung ist nicht nur bei mehreren oder Einzel-CDMA-Signalen, die einem Empfänger angeboten werden, verwendbar, sondern die Erfindung läßt sich auch anwenden auf spezielle Untersätze von CDMA- Signalen, die dem Empfänger angeboten werden. Beispielsweise läßt sich die Erfindung anwenden bei der gemeinsamen oder Verbund- Demodulation von zwei Signalen, einem gewünschten Übertragungssignal und einem Pilotsignal. Alternativ können das gewünschte Signal und mehrere Pilotsignale im Verbund demoduliert werden, wenn nur einige der vorhandenen Pilotsignale zur Unterstützung der Demodulation des gewünschten Signals beitragen sollen.

Eine erste Ausführungsform der Erfindung wird hier als gemeinsame oder Verbund-MLSE-Demodulation im Mehrfachweg bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform werden die am meisten wahrscheinlichen Informationszeichensequenzen für mehrere CDMA-Signale bestimmt. Das grundlegende Prinzip ist folgendes: Man nehme an, daß aus vergangenen Demodulationsschritten Kenntnis von Kanalabgriffskoeffizienten für jeden Strahl jedes CDMA-Signals verfügbar ist. Dann kann man für einen speziellen Satz von hypothetischen Informationszeichenwerten ein hypothetisches Empfangssignal konstruieren. Der Unterschied oder die Differenz zwischen dem tatsächlich empfangenen Signal und dem hypothetischen Signal ist ein Restsignal, welches, falls die Hypothese richtig ist, das Rauschsignal ist. Diejenige Hypothese, die am besten das empfangene Signal vorhersagt, minimiert die Energie dieses Restsignals. Damit besteht die Vorgehensweise darin, den Satz von Informationszeichensequenzen zu finden, welcher die Energie in dem Restsignal minimiert.

In mathematischer Form läßt sich dies kompakt ausdrücken. Man nehme an daß mehrere CDMA-Signale x_i vorhanden sind, wobei i der Signalindex sei. Man nehme an, daß jedes Signal durch einen basisband­ äquivalenten Kanal mit folgender Impulsantwort h_i(t) läuft:

wobei T_c die Chipzeitspanne, c_i(m) die Kanalabgriffskoeffizienten und δ(t) die Dirac-Deltafunktion ist, die bei t=0 nicht Null ist. Die Kanalabgriffskoeffizienten können die Effekte der senderseitigen und empfängerseitigen Filtervorgänge beinhalten. Unter Verwendung des komplexen Basisbandkanal-Modells, wie es zum Beispiel beschrieben ist in J.G. Proakis, Digital Communications, 2. Ausgabe, New York; McGraw-Hill, 1989, sind die c_i(m)-Werte komplexe Zahlen. Das empfangene Signal, welches einmal pro Chip abgetastet wird, ist gegeben durch

wobei n(k) die Rauschsequenz bezeichnet, b_i(n) die Informationszeichensequenz für ein Signal i und x_i(k) die Signatursequenz für das Signal i bedeutet, das heißt, x_i(k) ist Nicht-Null für k=0 . . . N-1, mit N als der Länge der Sequenz. Das Informationszeichen kann binär (+1), quaternär (+1, +j) sein oder irgend eine andere M-äre Form aufweisen. Außerdem kann Information basierend darauf gespeichert werden, wie sich das Informationszeichen von einer Zeichen-Zeitspanne zur nächsten hin ändert, indem Differenzial-Modulation angewendet wird.

Es sei angenommen, der Empfänger besitze Kenntnis über die Signatursequenzen x_i(k), und könne die Kanalabgriffskoeffizienten c_i(m) abschätzen. Wenn b_ih(n) eine hypothetische Informationsdatensequenz für das Signal i bezeichnet und für einen hypothetisch unterstellten Satz Informationsdatensequenzen B_h=(b_0,h(n), b_1,h(n), . . . ) geschrieben wird, ist das hypothetische Empfangssignal gegeben durch

Das Restsignal ist das Differenzsignal R(k) - R_h(k). Die Energie in dem Restsignal ist folgendermaßen gegeben:

Um die Demodulation zu optimieren, ist es wünschenswert, den Satz von Informationssequenzen aufzufinden, welcher das Gesamtstandardmaß J minimiert.

Betont werden sollte, daß die Kanalabgriffswerte c_i(m) sich mit der Zeit ändern können, das heißt sich langsam mit k ändern. Genau genommen, sollten die Werte c_i(m) ersetzt werden durch c_i(m,k). Allerdings wird diese Schwankung oder Änderung als langsam genug angenommen, um von einem Kanalverfolgungsalgorithmus verfolgt werden zu können.

Da die Datenabtastwerte sequentiell anfallen, werden die empfangenen Daten blockweise verarbeitet, wobei jeder Block ein gesamtes Bild des am frühesten ankommenden Signalstrahls enthält. Somit wird der n-te empfangene Datenblock lediglich beeinflußt durch Informations-Bit- Werte bis einschließlich dem Bitsequenz-Index n (Bitwerte für den Index n+1, n+2 . . . beeinflussen diese Daten nicht). Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 5 dargestellt. Das erste Signal, das Signal 0, besitzt den am frühesten ankommenden Strahl mit dem Kanalkoeffizienten c₀(0). Außerdem ist ein um 2 Chip-Zeitspannen verzögertes Echo mit dem Kanalkoeffizienten c₀(2) vorhanden. Ein zweites Signal besitzt zwei Strahlen mit relativen Verzögerungen 1 und 2 und Kanalkoeffizienten c₁(1) und c₁(2). Schließlich besitzt ein drittes Signal einen einzelnen Strahl mit der größten möglichen Verzögerung N-1. Wenn die Verzögerung auf N erhöht würde, würde der Sequenzindex des Informations-Bits, n, erhöht werden, so daß die relative Verzögerung im Endeffekt bei 0 liegen würde.

Der Viterbi-Algorithmus besteht aus dem Aktualisieren vergangener Zustände entsprechend hypothetischen Informationszeichenwerten zu der Bit-Zeit n-1 (b₀(n-1), b₁(n-1) . . . ), um laufende oder derzeitige Zustände zu erhalten, entsprechend hypothetischen Informationssymbolwerten zur Bit-Zeit n (b₀(n), b₁(n), . . . ). Dies geschieht unter der Annahme, daß die durch Mehrwegzeitdispersion verursachte Verzögerungsstreuung weniger als eine Zeichen-Zeitspanne ausmacht, was zum Zweck der Veranschaulichung angenommen wird. Falls dies nicht der Fall sein sollte, hingen die vergangenen Zustände auch von der Bit-Zeit n-2, n-3 . . . ab.

Für jeden laufenden Zustand betrachtet der Viterbi-Algorithmus mögliche frühere Zustände. Für jede Möglichkeit wird ein Kandidatenmaß gebildet, bei dem es sich um das akkumulierte Maß aus dem früheren Zustand, zuzüglich dem Deltamaß entsprechend der vorausgehenden und laufenden Zustandshypothese handelt. Das Kanditatenmaß, welches entweder am kleinsten oder am größten ist, abhängig von der Art der Definition des Maßes, wird zu dem akkumulierten Maß für den laufenden Zustand. Außerdem wird der vorausgehende Zustand, der zu diesem neuen akkumulierten Maß geführt hat, der vorgehende Zustand des laufenden Zustands. Auf diese Weise werden laufende Zustände mit früheren Zuständen verknüpft. An irgendeinem Punkt wird der laufende Zustand mit dem besten Maß bestimmt, und die Kette von Vorläuferzuständen dient dazu, die besten hypothetischen Bitsequenzen zu bestimmen.

Das Einsetzen des Ausdrucks für R_h(k) in die Formel für j führt zu beispielhaften Empfänger-Operationen für gemeinsame MLSE- Demodulation im Mehrfachweg. Wie oben diskutiert, können diese Empfänger Operationen zu Datenblockoperationen gruppieren. Ohne weitere Vereinfachung würden Kanalabgriffsabschätzungen und hypothetische Bitwerte dazu benutzt, hypothetische Empfangswerte R_h(k) über einen Block von Empfangsdaten R(k) zu generieren. Die Formel für j, ausgewertet über einen Datenblock, würde zu einem Block- oder Deltamaß führen.

Die Datenblockoperationen lassen sich in Form verallgemeinerter aperiodischer Korrelationsfunktionen ausdrücken. Die aperiodische Standard-Korrelation einer Sequenz oder Folge a(k) mit b(k) ist gegeben durch

wobei * die Komplex-Konjugierte bezeichnet. Für einige der Terme muß die Summierung über j verkürzt werden. Für diese Terme wird eine allgemeine aperiodische Korrelation verwendet

Man beachte, daß die aperiodische Standard-Korrelationsfunktion ein Spezialfall der verallgemeinerten Funktion mit s = 0 und f = N-1- |m| ist.

Das sich ergebende Block- oder Deltamaß ist gegeben durch

wobei

K = (n-1)(n-1) (m-p, N-q, N-1-|m-p|) + (n-1)(n) (-(N-(m-p)))+ (n)(n-1)(N-(p-m)) + (n)(n)(m-p, 0, N-1-q)

q = max {p,m} und
r(k) der Datenblock R(nN) bis R(nN + N-1) ist.

Wenn das Delta-Maß auf das zuvor akkumulierte Maß addiert wird, besteht der nächste Schritt darin, die Hypothese zu finden, welche das neue akkumulierte Maß für jeden neuen Zustand minimiert.

Das Delta-Maß läßt sich vereinfachen, wenn man allen Hypothesen gemeinsame Terme außer acht läßt. Durch Negieren des Restmaßes wird das folgende Delta-Maß erhalten, dessen Summe zu maximieren ist:

J′(Block n) = B - C

wobei

wobei K oben angegeben ist. Man beachte, daß der Term B eine Funktion von aperiodischen Korrelationen der empfangenen Daten mit den bekannten Signatursequenzen ist, während der Term C nicht eine Funktion der Daten ist. Außerdem hängt das Maß nicht ab von zukünftigen Informationszeichenwerten wie z. B. b_i,h(n+1). Dies hat den Vorteil geringerer Komplexität, da die Anzahl von Zuständen im Viterbi-Algorithmus verringert ist.

Ein gemäß dem oben gesagten arbeitender, beispielhafter Empfänger ist in Fig. 6 dargestellt. Ein HF-Empfänger 600 empfängt mehrere CDMA- Signale auf mehreren Wegen, was hier als Mehrweg oder Mehrfachweg bezeichnet wird. Der Empfänger filtert und mischt das zusammengesetzte Signal bis hinunter auf das Basisband, wobei er beispielsweise von Kosinus- und Sinusfunktionen Gebrauch macht, um komplexe abgetastete Daten zu erhalten. Die Digitalisierung der empfangenen Signale kann zum Beispiel unter Verwendung der Log- polar-Signalverarbeitung erfolgen, die beschrieben ist in US-Patent 5 048 059 von Paul W. Dent mit dem Titel "Log-Polar Signal Processing", welches hier durch Bezugnahme inkorporiert wird. Diese Datenabtastwerte werden zu mehreren programmierten Teilkorrelatoren (PPK) 601 gesendet, welche aperiodische Korrelationen der Daten mit den Signatursequenzen berechnet. Jeder PPK korreliert eine andere Signatursequenz. Für jede Verzögerung im bezüglich der Ankunft des frühesten Strahls berechnet der PPK zwei aperiodische Korrelationen C_r,xi(N-m) und C_r,xi(-m). Eine Zeitsteuereinheit 602 steuert die Datenblockmeldung innerhalb der PPK (Steuerleitungen) für die PPKs (sind nicht dargestellt).

Die Ausblendfunktionen 603 bestimmen, welche von den aperiodischen Korrelationswerten, zwei pro Versetzung oder Verschiebung, zu den halbkomplexen Multiplizierern (HKM) 604 hindurchgelassen werden, die den Realteil des komplexen Produkts der komplexen Korrelationen mit den Konjugierten der komplexen Kanalabgriffsabschätzungen, wie sie von der Kanalverfolgungseinheit 605 geliefert werden, berechnen. Diese realen Produkte gelangen dann zu dem Viterbi-Prozessor 606, welcher diese Information dazu verwendet, Delta-Maße für verschiedene Hypothesen zu berechnen und neue akkummulierte Zustandsmaße zu bestimmen. Die Ausblendfunktionen 603 werden von der Zeitsteuereinheit 602 gesteuert. Die Kanalverfolgungseinheit 605 empfängt von den PPKs 601 Korrelationswerte, außerdem Zeitsteuerinformation von der Zeitsteuereinheit 602, was ihr die Verfolgung eines zeitlich sich ändernden Kanals gestattet.

Außerdem wertet der Viterbi-Prozessor 606 die Kenntnis der aperiodischen Autokorrelations- und Kreuzkorrelations-Funktionen der verschiedenen Signale aus. Schließlich liefert der Viterbi-Prozessor 606 Abschätzungen von Informationszeichensequenzen sämtlicher CDMA- Signale. Der Fachmann erkennt, wie aus dem Viterbi-Prozessor auch Soft-Information erhalten werden kann. Soft-Information bedeutet, daß man, anstatt Werte + 1 an beispielsweise einen Faltungs-Decodierer sendet, +a(n) gesendet wird, was für Werte mit höherer Konfidenz größer wird. Diese Soft-Information kann zur Steigerung des Leistungsvermögens des Decodierers verwendet werden. Soft- Informations-Berechnung kann es erforderlich machen, die Energie innerhalb des empfangenen Datenblocks zu berechnen und diesen Wert an den Viterbi-Prozessor zu leiten.

Eine beispielhafte Implementierung des programmierten Teil-Korrelators (PPK) ist in Fig. 7 gezeigt. Die von dem HF-Empfänger kommenden komplexen Chip-Abtastwerte werden zu einem von zwei internen angezapften Puffern 700 gesendet. Auf diese Weise wird ein Datenblock verarbeitet, während der nächste Block eingespeist wird. Der Multiplexer 702 läßt Werte aus dem internen angezapften Puffer durch, welcher gerade voll ist, das heißt bereit zur Verarbeitung ist. Es gibt außerdem ein angezapftes Ring-Schieberegister 701, welches entweder die bekannte Signatursequenz oder deren Komplex-Konjugierte speichert.

Ist ein Block verfügbar, das heißt, ist einer der angezapften Puffer gefüllt, können anschließend die aperiodischen Korrelationen berechnet werden. Sie werden paarweise berechnet, ein Paar für jede Verschiebung des Ring-Schieberegisters 701. Für jede Verschiebung 0, 1, 2 und so fort, liefert der Multiplexer 702 Chip-Abtastwerte, die mit Werten aus dem Ring-Schieberegister 701 unter Verwendung komplexer Multiplizierer (KMs) 703 multipliziert werden. Für die Verschiebung m werden die am weitesten links befindlichen m Produkte an den ersten Summierer 704 gesendet, welcher diese summiert, um die aperiodische Korrelation C_r,xi(N-m) zu erzeugen. Die verbleibenden Produkte werden an den zweiten Summierer 705 gesendet, welcher diese summiert, um C_r,ix(-m) zu erzeugen. Die Entscheidung darüber, welche Produkte an welche Summierer gesendet werden, fällt die Schalteinheit 706. Die Teil- oder aperiodischen Korrelationen werden an die Ausblendfunktionen 603 gemäß Fig. 6 gesendet. Sind die zwei Teil-Korrelationen erst einmal berechnet, wird der innerhalb des Ring-Schieberegisters 701 um eine zusätzliche Verschiebung oder Versetzung nach rechts verschoben, und es werden weitere Teil-Korrelationen berechnet. Diese Beschreibung liefert ein Beispiel dafür, wie die PPK-Funktion implementiert werden kann. Der Fachmann sieht leicht andere Implementierungsmöglichkeiten.

Außerdem kennt der Fachmann eine Anzahl von Kanalverfolgungsverfahren, die in der Kanalverfolgungseinheit 605 eingesetzt werden können; es soll hier jedoch der Vollständigkeit halber ein Beispiel angeführt werden. Im Rahmen des Viterbi-Verfahrens kann man eine Aktualisierungs-Entscheidungsverzögerung (updd = update decision delay) dazu verwenden, einige in der Vergangenheit gesendete Zeichenwerte zur Zeit n′ = n - updd lediglich zum Zweck der Kanalverfolgung zu entscheiden. Mit diesen entschiedenen Werten läßt sich ein Fehlersignal konstruieren, bei dem es sich einfach um die Differenz zwischen den Empfangsdaten und dem handelt, was die entschiedenen Zeichenwerte und die abgeschätzten Kanalabgriffskoeffizienten vorhersagen würde. Dieses Fehlersignal kann von adaptiven Standard-Filtern dazu benutzt werden, die Kanalabgriffskoeffizienten-Abschätzungen zu verbessern. Falls benötigt, kann eine Vorhersage-Struktur benutzt werden, um die durch die Aktualisierungs-Entscheidungsverzögerung eingeführte Verzögerung wettzumachen.

Dem Fachmann ist klar geworden, daß durch Weglassen oder Approximieren einiger dieser Berechnungen ein Empfänger mit geringerer Komplexität bei einer gewissen Leistungsverschlechterung erhalten werden kann. Im folgenden werden zwei derartige Approximationen betrachtet.

Bei der ersten beispielhaften Approximation werden die Effekte benachbarter Zeichen, die die Nachbarzeichenstörung, ISI hervorrufen, ignoriert. Dies ist eine relativ genaue Approximation oder Annäherung dann, wenn die Verzögerung m in Relation der Sequenzlänge N klein sind. Anstatt pro Strahl zwei Teil-Korrelationen vorzunehmen, führt in diesem Fall der Empfänger eine volle Korrelation der Daten mit der Signatursequenz pro Strahl durch, wie es zum Beispiel in einem herkömmlichen RAKE-Empfänger geschieht. Im Gegensatz aber zu einem herkömmlichen RAKE-Empfänger werden Mehrfach-CDMA- Signale gemeinsam demoduliert, und Signatursequenz-Autokorrelations- und Kreuzkorrelations-Funktionen werden ausgenützt.

Als Ergebnis erhält man folgende Kostenfunktion J

wobei
r(k) nun der Datenblock R(nN) bis R(nN + N + d-1) und
d = die maximale Echoverzögerung in bezug auf die Ankunft des frühesten Strahls ist.

Erneut führt die Nicht-Beachtung von sämtlichen Hypothesen gemeinsamen Termen und das Negieren des Rest-Maßes zu dem folgenden Maß, dessen Summe zu maximieren ist.

J′(Block n) = B - C

wobei

Man beachte, daß der Term B eine Funktion von Korrelationen der Empfangsdaten mit den bekannten Signatursequenzen ist, während der Term C keine Funktion der Daten ist. Außerdem ist das Maß nicht eine Funktion hypothetischer vergangener Informations-Bit-Werte. Damit ist ein Viterbi-Algorithmus nicht notwendig. Statt dessen berücksichtigt man sämtliche Hypothesen des Satzes von Informationszeichenwerten für die mehreren Signale zu der Zeichenzeit n und bestimmt den Satz von Zeichenwerten, der das J′-Maß maximiert.

Fig. 8 zeigt ein Beispiel für ein nach diesen Prinzipien arbeitenden Empfänger. Ein HF-Empfänger empfängt mehrere CDMA-Signale auf mehrfachem Weg. Der Empfänger filtert und mischt das zusammengesetzte Signal herunter auf das Basisband, wobei er beispielsweise Cosinus- und Sinusfunktionen verwendet, um komplexe Abtastdaten zu verwenden. Diese Datenabtastwerte werden an mehrere Korrelatoren 801 gesendet, welche Korrelationen der Daten mit den Signatursequenzen berechnen. Jeder Korrelator korreliert eine andere Signatursequenz.

Die Zeitsteuereinheit 802 zeigt den Ausblendfunktionen 803 an, welche Korrelationswerte zu verarbeiten sind. Für jedes CDMA-Signal wird ein Korrelationswert pro Signalstrahl verarbeitet. Die Ausblendfunktionen 803 passieren Korrelationswerte zu halbkomplexen Multiplizierern (HKMs) 804, welche den Realteil des Produkts des Korrelationswerts mit einer Kanalabgriffsabschätzung berechnen, die von der Kanalverfolgungseinheit 805 geliefert wird. Diese realen Produkte werden dann zu dem Maß-Prozessor geleitet, der diese Information dazu verwendet, Maße für verschiedene Informationszeichen-Hypothesen zu berechnen.

Die Kanalverfolgungseinheit 805 empfängt Korrelationswerte von den Korrelatoren 801, Zeitinformation von der Zeitsteuereinheit 802 und detektierte Zeicheninformation von dem Maß-Prozessor 806. Dies ermöglicht der Verfolgungseinheit, einen zeitlichen Schwankungen unterlegenen Kanal zu verfolgen.

Der Maßprozessor 806 nutzt auch die Kenntnis der aperiodischen Autokorrelations- und Kreuzkorrelationsfunktionen der verschiedenen Signale. Der Maß-Prozessor 806 liefert schließlich Abschätzungen der Informationszeichensequenzen sämtlicher CDMA-Signale. Der Fachmann erkennt, wie von dem Maß-Prozessor Information gewonnen werden kann. Die Berechnung von Soft-Informationen kann die Berechnung der Energie in dem empfangenen Datenblock und das Leiten dieses Werts zu dem Maß-Prozessor beinhalten.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel macht Gebrauch von einer Vereinfachung, bei der lediglich ein CDMA-Signal, nämlich das gewünschte Signal, demoduliert wird. Es handelt sich hier um einen Einzelsignal-Demodulator, allerdings wird die Autokorrelationsfunktion des Signals ebenso wie die Effekte der Nachbarzeichenstörung (ISI) berücksichtigt, was bei dem herkömmlichen RAKE-Empfänger nicht der Fall ist. Wie zuvor, dient ein Viterbi-Algorithmus zur Auffindung der am wahrscheinlichsten gesendeten Zeichensequenz.

Da lediglich ein Signal betrachtet wird, entfällt der Index i. Das allgemeine Maß wird dann zu

wobei r(k) nun der Datenblock R(nN) bis R(nN + N - 1) ist.

Wenn dem zuvor akkumulierten Maß das Deltamaß aufaddiert wird, besteht das Ziel in der Minimierung des summierten Maßes.

Wiederum allen Hypothesen gemeinsame Terme ignorierend und das Restmaß negierend, erhält man das folgende Deltamaß, dessen Summe zu maximieren ist:

J′(Block n) = B - C

wobei

Man beachte, daß der Term B eine Funktion von aperiodischen Korrelationen der Empfangsdaten mit der bekannten Signatursequenz ist, während der Term C keine Funktion der Daten ist.

Der sich ergebende (nicht gezeigte) Empfänger ist ähnlich dem in Fig. 6 dargestellten Empfänger. Anstatt mehrere Signalketten zu haben, hätte man nur eine Signalkette, umfassend einen einzelnen PPK 601 eine einzelne Ausblendfunktion 603 und zwei HKMs 604.

Bei einer noch weiteren Ausführungsform der Erfindung, die hier als Dekorrelations-Demodulation im Mehrfachweg bezeichnet wird, werden neue Kanalabgriffswerte und Informationszeichenwerte für mehrere CDMA-Signale bestimmt, die exakt Korrelationen des empfangenen Signals mit den Konjugierten der Signatursequenzen vorhersagen. Die grundlegende Vorgehensweise ist die, daß ein Satz von Gleichungen in Termen bekannter Werte (Autokorrelations- und Kreuzkorrelationswerte), gemessene Werte (Korrelationen der empfangenen Daten mit den Signatursequenzen) und unbekannte Werte (Informationszeichenwerte und neue Kanalabgriffskoeffizienten) geschrieben werden. Dann wird dieser Gleichungssatz gelöst, um die neuen Kanalabgriffskoeffizienten und die detektierten Informationszeichenwerte zu bestimmen.

Zunächst werden die Korrelationen der verschiedenen Abschnitte der empfangenen Daten mit den Konjugierten der bekannten Signatursequenzen gemessen. Ahnlich wie beim RAKE-Empfänger erfolgt eine Korrelation über den Abschnitt von Daten, indem ein Strahl eines Signals bekannterweise ankommt. Diese gemessene Korrelation wird als Q_r,xp(d) bezeichnet und ist definiert als

Für eine gegebene Bit-Zeitspanne n₀, ein gegebenes Signal p und einen gegebenen Strahl mit der Verzögerung m₀ würde die Korrelation Q_r,xp(n₀N + m₀) durchgeführt, um die Energie des Strahls m₀ während der Bit-Zeitspanne n₀ für das Signal p zu sammeln. Von dem empfangenen Signal wird angenommen, daß es aus mehreren Signalen, jeweils mit einer Mehrzahl von Strahlen bestehe. Wenngleich diese Signale im Beisein von Rauschen empfangen werden, wird das Rauschen von dem Dekorrelations-Empfänger nicht modelliert. Damit basiert diese beispielhafte Vorgehensweise auf der Empfangsdatensequenz, die folgendermaßen modelliert ist

wobei b_i(n) das n-te Informationszeichen des i-ten Signals, c_i(m) der m-te Strahl oder Kanalabgriffskoeffizienten des i-ten Signals, und x_i(k) die Signatursequenz des i-ten Signals ist.

Unter Verwendung dieses Ausdrucks für das empfangene Signal kann man die Messung Q_r,xp(n₀N + m₀) auf Bit-Werte- Kanalabgriffskoeffizienten und aperiodische Korrelationswerte beziehen. Dies führt zu

Dies liefert eine Gleichung, welche die bekannte Messung und bekannte aperiodische Korrelationswerte in Beziehung setzt zu den in Klammern stehenden unbekannten Werten.

Damit kann man im Prinzip für eine gegebene Bit-Zeitspanne n₀ die empfangenen Daten mit verschiedenen Signatursequenzen x_p(k) zu unterschiedlichen Strahlankunftszeiten m₀ korrelieren. Dies führt zu einem Satz von Gleichungen, der dazu dienen kann, nach den Unbekannten aufzulösen, hier mit y_i(n,m) bezeichnet, bei denen es sich um die Abschätzungen der Produkte b_i(n)c_i(m) handeln sollte. Da die Kanalabgriffe sich von Zeichen zu Zeichen nicht viel ändern, sollte ein Vergleich des früheren oder vorausgesagten Kanalabgriffswerts mit y_i(n,m) den Informationszeichenwert anzeigen. Ergebnisse aus mehreren Kanalabgriffen können ähnlich wie bei der RAKE-Betriebsweise kombiniert werden, was zu dem statistischen Detektionswert führt:

Dieser kann zur Bildung eines detektierten Wertes b_i(n)_det verwendet werden. Wenn zum Beispiel die Informationszeichen binär sind, gilt

b_i(n)_det = sgn(Re{z_i(n)})

Bei Verwendung von Differential- oder Konsekutivmodulation kann der folgende statistische Konsekutiv-Detektionswert gebildet werden:

z_i = z_i(n)z_i*(n-1)

Im Gegensatz zum herkömmlichen RAKE-Empfänger wird aber als erstes ein Dekorrelationsprozeß zum Auffinden des Terms y_i(n,m) benötigt.

Da die Differenz der Strahlankunftszeiten m-m₀ innerhalb des Bereichs (- (N-1), N-1) liegt und die aperiodische Korrelation für Verschiebungen größer als N-1 oder kleiner als -(N-1), Null ist, läßt sich die Summierung über n derart beschränken, daß sie n₀-1, n₀ und n₀+1 abdeckt. Im wesentlichen ist eine gemessen Korrelation lediglich eine Funktion des laufenden, des früheren und des als nächstes gesendeten Zeichens. Dies führt zu

Da die Gleichung vergangene, laufende und nachfolgende Zeichenwerte beinhaltet und die Verarbeitung sequentiell erfolgt, gibt es niemals genügend Gleichungen, um die in Klammern stehenden Terme zu lösen. Mit anderen Worten: die Gleichungen sind mit früheren und zukünftigen Gleichungen verknüpft. Allerdings gibt es Methoden zum Auffinden von Annäherungslösungen, wie sie zum Beispiel diskutiert sind in S.S.H. Wÿavasuiya, G.H. Norton, und J.P. McGeehan, "A near-far resistant sliding window decorrelating algorithm for multi-user detectors in DS- CDMA systems," Proc. Globecom ′92, Orlando, FL, Seiten 1331-1338, Dezember 1992.

Ein beispielhafter Empfänger, der gemäß den obigen Ausführungen arbeitet, ist in Fig. 9 dargestellt. Ein HF-Empfänger 900 empfängt mehrere CDMA-Funksignale, die zu I- und Q-Basisbandwellenformen gefiltert und gemischt werden, die ihrerseits zur Lieferung komplexer Empfangsdatenwerte abgetastet und quantisiert werden. Diese Datenwerte werden an mehrere Korrelatoren 901 gesendet, von denen jeder eine Korrelation mit einer speziellen Signatursequenz bildet. Der Kanal besitzt angenommenerweise Mehrwegzeitdispersion, so daß mehrere Korrelationswerte pro übertragenem Zeichen gehalten werden. Die für die Demodulation ausgewählten Werte werden von der Zeitsteuereinheit 902 bestimmt, die den Ausblendfunktionen 903 signalisiert, einmal pro Signalstrahl und gesendeter Zeichen-Zeitspanne einen Wert durchzulassen. Weil die unterschiedlichen CDMA-Signale zeitlich nicht ausgerichtet sein können, das heißt asynchron sind, schließen die Gatter der Ausblendfunktionen nicht unbedingt zur gleichen Zeit. Die Korrelationswerte werden zu einer Entscheidungsalgorithmuseinheit 904 geleitet, die diese Information dazu nutzt, die gesendeten Symbolsequenzen für jedes CDMA-Signal zu entscheiden. Die Kanalverfolgungseinheit 905 empfängt mehrere Korrelationen von jedem Korrelator 901, welche sie dazu benutzt, Signalstrahlpositionen und Kanalabgriffskoeffizientenwerte abzuschätzen und zu verfolgen.

Dieser beispielhafte Empfänger weist mehrere Vorteile auf. Zunächst führt er eine kohärente Kombination der dekorrelierten Strahlen unter Verwendung der Kenntnis der Signalabgriffe durch. Zweitens benötigt er keine nicht-kausale Filterung. Drittens gestattet er asynchrone Signale und trägt Nachbarzeichenstörungen Rechnung. Schließlich verwendet der Dekorrelationsschritt Signal-Kreuzkorrelationseigenschaften, während der Strahlkombinierschritt Kanaleigenschaften verwendet. Damit werden diese zwei Arten von Eigenschaften getrennt gehalten, wodurch es möglich ist, die eine unabhängig von der anderen anzupassen.

Ein beispielhaftes Verfahren, welches von der Entscheidungseinheit 904 durchgeführt werden kann, ist in Fig. 10 gezeigt. Am Block 1.000 werden Korrelationswerte von den Ausblendfunktionen 903 empfangen und gespeichert. Wenn dann eine ausreichende Anzahl von ihnen verfügbar ist, werden die gleichen Sätze für eine gewisse Bit-Zeitspanne n gelöst, um y_i(n,m) zu erhalten, was im Block 1.002 geschieht. Die Kenntnis der Kanalabgriffskoeffizienten, die von der Kanalverfolgungseinheit 905 empfangen werden, dient zum Detektieren von Symbolen b_i(n) bei 1.004 für sämtliche i Werte (das heißt für sämtliche Signale). Dies bedingt eine neue Kanalabgriffskoeffizienten- Messung, die im Block 1.006 vorgenommen wird, und die neuen Koeffizienten werden an die Kanalverfolgungseinheit 905 geliefert.

Der Fachmann kennt eine Reihe möglicher Kanalverfolgungsverfahren, von denen in der Kanalverfolgungseinheit 905 Gebrauch gemacht wird, jedoch soll der Vollständigkeit halber ein Beispiel angegeben werden. Innerhalb der Entscheidungseinheit wird nach den Größen y_i(n,m) aufgelöst. Sind erst einmal die Zeichenwerte b_i(n) bestimmt (was möglicherweise eine Entscheidungsverzögerung erforderlich machen kann), werden neue Abschätzungen der Kanalabgriffe c_i(m) durch y_i(n,m)/b_i(n) gegeben. Wenn die Werte b_i(n) binär gegeben sind, läßt sich die Division durch eine Multiplikation ersetzen. Damit kann man ein einfaches expontentielles Glättungsfilter dazu verwenden, die neue Abschätzung mit früheren Abschätzungen zu mitteln.

Zum Dekorrelieren von zu einem speziellen Signal gehörigen Strahlwerten können Rauschaufhellungsmethoden verwendet werden. Verfahren zur Rauschaufhellung sind diskutiert in Z. Zvonar und D. Brady "Suboptimum multiuser detector for synchronous CDMA frequency-selective Ragleigh fading channels", Communication Theory Mini-Conference, Orlando, FL, 6. bis 9. Dezember 1992, welcher Artikel hier durch Bezugnahme inkorporiert ist. Damit können die zu einem speziellen Wert i (das heißt einem speziellen Benutzer) gehörigen Größen y_i(n,m) oder insbesondere der Wert m (das heißt eine spezielle Zeichen-Zeitspanne) vor dem Kombinier-Prozeß einen Rauschaufhellungsprozeß durchlaufen, wobei der Kombinierprozeß entsprechend modifiziert würde.

Außerdem lassen sich Methoden der Abschätzung des kleinsten mittleren Quadrats (MMSE = minimum mean square estimation) anwenden, um möglicherweise den Dekorrelationsprozeß zu verbessern. Ein Beispiel hierfür, jedoch ohne Mehrwegzeitdispersion findet sich in Z. Xie, R. T. Short und C. K. Rushforth "A family of suboptimum detectors for coherent multiuser communications" IEER Journal on Selected Areas in Communications, Band 8, Seiten 683-690, Mai 1990. Bei Mehrwegzeitdispersion läßt sich diese Methode anwenden, indem ein Wert proportional der Rauschleistung den Termen C_xi,xp(m-m₀ + (n- n₀)N) mit m = m₀, n = n₀ und i = p hinzugefügt wird, das heißt, indem ein Wert auf einen der Korrelationsterme in jeder Gleichung aufaddiert wird. Dies geht von der Annahme aus, daß es sich um weißes Rauschen mit flachem Spektrum handelt. Wenn dies nicht der Fall ist, können Werte auf andere Terme aufaddiert werden, um zu berücksichtigen, daß Rauschen korreliert ist.

Der Fachmann erkennt, daß ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform durch Fortlassen oder Approximieren einiger dieser Berechnungen ein Empfänger geringerer Komplexität und Leistungsfähigkeit erhalten werden kann. Im folgenden sollen drei derartige Approximationen oder Annäherungen betrachtet werden.

Wiederum können in gewissen Fällen die Effekte benachbarter Zeichen, die Nachbarzeichenstörungen (ISI) hervorrufen, unbeachtet bleiben. Dies führt zu einer relativ guten Approximierung dann, wenn die Verzögerung in relativ zu der Sequenz-Länge N klein sind. In diesem Fall werden Messungen für das n₀-te gesendete Symbol eine ausreichende Anzahl von Gleichungen zur Auflösung nach den n₀-ten Sende-Bits der Mehrfach-CDMA-Signale liefern. Jede Gleichung hat die Form:

wobei y_i(n₀,m) die Unbekannten sind, nach denen aufzulösen ist, um Abschätzungen von b_i(n₀)c_i(m) zu erhalten. Für ein gegebenes n₀ kann man also nach den Symbolen b_i(n₀) dadurch auflösen, daß man einen Gleichungssatz für die Unbekannten y_i(n₀,m), löst und dann die statistische Größe verwendet:

Ein beispielhafter Empfänger zur Durchführung dieser Prozedur könnte ähnlichen Aufbau haben wie der in Fig. 9 gezeigte Empfänger.

Für eine zweite Approximation wird nicht die ISI ignoriert, sondern andere CDMA-Signale. Dies führt zu einem Einzelsignaldetektor. Der Aufbau eines beispielhaften Empfängers, der auf diese Weise arbeitet, ähnelt dem in Fig. 9 dargestellten Aufbau mit der Ausnahme, daß beispielsweise nur ein Korrelator 901 und eine Ausblendfunktion 903 vorhanden sind. Die zu lösenden Gleichungen haben die Form

wobei die zu lösenden Unbekannten y_p(n,m) sind, welche Abschätzwerte von b_p(n) und c_p(m) ergeben.

Schließlich erhält man durch Verwendung sowohl der ersten als auch der zweiten Approximation gemeinsam eine dritte Approximation. Dies ist ein Einzelsignaldetektor, welcher die ISI ignoriert. Als ein Ergebnis läßt sich ein Satz von Dekorrelations-Gleichungen schreiben, der bezüglich des Informations-Bits zu der Bit-Zeit n₀ gelöst werden kann. Es gibt für jeden Signalstrahl eine Gleichung der Form

Dieser Satz von Gleichungen dient zum Auflösen nach y_p(n₀,m) für unterschiedliche Strahlen m. Der statistische Wert wird dann gebildet durch

wie zuvor.

Eine noch weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird hier als Pseudo-MLSE-Demodulation im Mehrfachweg bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform werden die am meisten wahrscheinlichen Informationsbitsequenzen für eine Mehrzahl von CDMA-Signalen unter der Annahme bestimmt, daß die verfügbaren Daten Rauschkorrelationswerte sind. Da in der Realität Rauschen vor der Korrelation hinzugefügt wird, arbeitet das Pseudo-MLSE-Verfahren möglicherweise nicht so gut wie das MLSE-Verfahren. Allerdings läßt sich das Pseudo-MLSE-Verfahren einfacher realisieren.

Das grundlegende Prinzip ist folgendes: Man nehme an, aus den vorausgegangenen Demodulationsschritten habe man Kenntnis über die Kanalabgriffskoeffizienten für jeden Strahl jedes CDMA-Signals. Dann kann man für einen speziellen Satz hypothetischer Informationszeichenwerte hypothetische Korrelationswerte konstruieren. Die Differenz zwischen den gemessenen Korrelationswerten und den hypothetischen Werten ist ein Restsignal, die für den Fall, daß die Hypothese korrekt ist, ein Typ eines Rauschsignals ist. Die Hypothese, welche am besten die Korrelationen vorhersagt, minimiert die Energie dieses Restsignals. Damit besteht die Vorgehensweise darin, den Satz von Informationszeichensequenzen zu finden, welcher die Energie in dem Restsignal minimiert.

Die Korrelationen entsprechend den Signalstrahlen sind die "Daten", von denen angenommen wird, daß sie durch additives weißes Gauß'sches Rauschen verfälscht sind. Folglich lassen sie sich in folgender Form modellieren

wobei z(n₀N + m₀) als Rausch-Abtastwerte angenommen werden. Das Ziel ist es nun, die Informationszeichenwerte zu finden, welche die Gesamtenergie in dem Prozeß z(t) minimieren. Im Gegensatz zu dem früher beschrieben Dekorrelationsempfänger sind die Kanalabgriffskoeffizienten nun Teil des "Bekannten", wobei lediglich die Bitwerte als die "Unbekannten" übrigbleiben.

Für eine gegebene Zeichen-Zeitspanne n₀ werden Korrelationen für jeden Strahl jedes Signals durchgeführt. Im wesentlichen ist n₀ fest, und unterschiedliche Werte von n₀ und p dienen zur Bildung von Messungen von Q_r.xp(n₀N + m₀). Gemäß dem obigen Ausdruck hängen diese Messungen ab von Zeichenwerten während der Bit-Zeitspannen n₀-1, n₀ und n₀+1.

Man nehme also nun einen hypothetischen Zeichenwert für jeweilige Zeichen-Zeitspannen n₀-1, n₀ und n₀+1 an. Dann kann man für jede Hypothese eine Abschätzung des Rauschabtastwerts folgendermaßen erhalten:

Der nächste Schritt besteht darin, den Satz konsistenter Hypothesen aufzufinden, welcher die Energie in der abgeschätzten Rauschsequenz minimiert.

Wie bei dem MLSE-Verfahren läßt sich der Viterbi-Algorithmus anwenden. Für Messungen während der Zeichen-Zeitspanne n₀ wären die früheren Zustände sämtlich Möglichkeiten von
{b₀(n₀-1), b₀(n₀), b₁(n₀-1), b₁(n₀), . . . }.

Die laufenden Zustände wären sämtliche Möglichkeiten von
{b₀(n₀), b₀(n₀+1), b₁(n₀), b₁(n₀+1), . . . }.

Damit entspricht ein Übergang aus einem früheren Zustand in einen laufenden Zustand einer Hypothese
{b₀(n₀-1), b₀(n₀), b₀(n₀+1), b₁(n₀-1), b₁(n₀), b₁(n₀+1), . . . }.

Lediglich konsistene Übergänge, bei denen b_i(n₀) der gleiche sowohl im früheren als auch im laufenden Zustand ist, werden betrachtet.

Für jede Hypothese wären die Kandidaten-Maße für den laufenden Zustand die Summen des Maßes des früheren Zustands und des entsprechenden Delta-Maßes, gegeben durch

wobei die Summierung über m₀ über diejenigen Werte erfolgt, bei denen das Signal p einen Strahl aufweist. Das Ziel dieses Maßes ist die Minimierung des Gesamtmaßes. Man beachte, daß die Terme umgeordnet werden können, so daß man erhält:

wobei

Man beachte, daß die Summierung über m₀ nicht sämtliche Strahlen abdecken muß, wie es der Fall bei der Summierung über m ist. Dies entspricht der Verwendung von weniger Messungen.

Wie bei der MLSE läßt sich das Maß expandieren, und solche Terme, die sämtlichen Hypothesen gemeinsam sind, können entfallen. Dies führt zu dem folgenden Delta-Maß, dessen Gesamtmaß maximiert werden soll:

wobei

Fig. 11 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der nach den oben beschriebenen Prinzipien arbeitet. Ein HF-Empfänger 1.100 empfängt mehrere CDMA-Funksignale, die auf I- und Q- Basisbandwellenformen gefiltert und gemischt werden, wobei diese erhaltenen Wellenformen abgetastet und quantisiert werden, um komplexe Empfangsdatenwerte zu erhalten. Diese wiederum werden an mehrere Korrelatoren 1.101 geleitet, von denen jeder eine Korrelation bezüglich einer bestimmten Signatursequenz vornimmt. Von dem Kanal wird angenommen, daß er Mehrwegzeitdispersion aufweist, so daß mehrere Korrelationswerte pro übertragenem Zeichen behalten werden. Diejenigen, die für die Verwendung bei der Demodulation ausgewählt werden, werden von der Zeitsteuereinheit 1.102 bestimmt, welche den Ausblendfunktionen 1.103 signalisiert, einmal pro Sendezeichen-Zeitspanne einen Wert durchzulassen. Da die unterschiedlichen CDMA-Signale möglicherweise zeitlich nicht ausgerichtet sind, das heißt asynchron verlaufen, müssen die Ausblendschaltungen nicht notwendigerweise zur gleichen Zeit schließen. Die Korrelationswerte werden zu einer Viterbi-Einheit 1.104 geleitet, welche diese Information dazu benutzt, die gesendeten Symbolsequenzen für jeden CDMA-Kanal zu entscheiden. Die Kanalverfolgungseinheit 1.105 empfängt mehrere Korrelationen von jedem Korrelator 1.101, welche sie dazu verwendet, Signalstrahlpositionen und Kanalabgriffs- Korrelationswerte abzuschätzen und zu verfolgen.

Dem Fachmann ist eine Reihe von Kanalverfolgungsverfahren geläufig, wie sie in der Kanalverfolgungseinheit 1. 105 zum Einsatz gelangen, aus Gründen der Vollständigkeit soll jedoch hier ein Beispiel angegeben werden. Innerhalb des Viterbi-Algorithmus läßt sich eine Aktualisierungs-Entscheidungstiefe dazu benutzen, einige vergangene Sendezeichenwerte zur Zeit n′ lediglich zum Zweck der Kanalverfolgung zu entscheiden. Mit diesen entschiedenen Werten läßt sich ein Fehlersignal konstruieren, bei dem es sich einfach um die Differenz der Empfangsdaten und dem handelt, was die entschiedenen Symbolwerte und die abgeschätzten Kanalabgriffskoeffizienten vorhersagen würden. Dieses Fehlersignal kann von adaptiven Standard-Filtern dazu verwendet werden, die Kanalabgriffskoeffizienten-Abschätzungen zu verbessern. Falls benötigt, kann man eine Vorhersagestruktur dazu verwenden, die durch die Aktualisierungs-Entscheidungstiefe verursachte Verzögerung zu kompensieren.

Wie bereits früher in Verbindung mit den anderen Ausführungsformen erwähnt, ist für den Fachmann klar, daß durch Fortlassen oder Approximieren gewisser Berechnungen ein Empfänger geringerer Komplexität mit eingeschränkter Leistungsfähigkeit erhalten werden kann. Es sollen nun drei derartige Approximationen betrachtet werden.

Bei der ersten Approximation werden die Effekte benachbarter Symbole, die Ursache für die ISI sind, ignoriert. Dies ist eine relativ genaue Approximation dann, wenn die Verzögerungen m in bezug auf die Sequenzlänge N klein sind. In diesem Fall können die für das n-te übertragene Zeichen genommenen Messungen direkt dazu benutzt werden, die Bit-Werte für die n-te Zeichen-Zeitspanne zu bestimmen, und es ist kein Viterbi-Algorithmus notwendig. Für jede Zeichen- Hypothese in der Zeichen-Zeitspanne n₀ sind die detektierten Zeichen diejenigen, die folgendes Maß maximieren:

wobei

Der Aufbau ist der gleiche wie in Fig. 11, nur daß der Viterbi- Prozessor 1.104 von einem Maß-Prozessor ersetzt ist.

Der Maß-Prozessor berechnet J′_h(n₀) für jede mögliche Hypothese von {b₀(n₀), b₁(n₀), . . . }. Er bestimmt dann, welche Hypothese zu dem größten Wert J′_h(n₀) führt. Diese Hypothese liefert die detektierten Informationszeichenwerte.

Für die zweite Approximation werden anstelle der ISI andere CDMA- Signale ignoriert. Dies führt zu einem Einzelsignaldetektor für das Signal p. Die Form ist ähnlich wie in Fig. 11 mit der Ausnahme, daß lediglich ein Korrelator 1. 101 und eine Ausblendfunktion 1. 103 vorhanden sind. Der Viterbi-Prozessor weist frühere Zustände in Verbindung mit {b_p(n₀-1), b_p(n₀)} auf. Die laufenden Zustände wären sämtliche Möglichkeiten von {_p(n₀), b_p(n₀+1)}. Damit entspricht ein Übergang von einem früheren Zustand zu einem laufenden Zustand einer Hypothese {b_p(n₀-1), b_p(n₀), b_p(n₀+1)}. Das Delta-Maß ist gegeben durch

wobei

Schließlich wird unter Verwendung sowohl der ersten als auch der zweiten Approximation gemeinsam eine dritte Approximation erhalten. Dies ist ein Einzelsignaldetektor für das Signal p, welcher ISI ignoriert. In diesem Fall können Messungen, die für das n-te Sendezeichen genommen werden, direkt dazu dienen, die Bit-Werte der n-ten Zeichen- Zeitspanne zu bestimmen, es ist kein Viterbi-Prozessor notwendig. Für jede Bit-Hypothese zu der Zeichen-Zeitspanne n₀ sind die detektierten Bit diejenigen die folgendes Maß maximieren:

wobei

Der Aufbau ist der gleiche wie in Fig. 11, nur daß jetzt der Viterbi- Prozessor 1.104 ersetzt ist durch einen Maß-Prozessor, und daß lediglich ein Korrelator 1.101 und eine Ausblendfunktion 1.102 vorhanden sind.

Claims (25)

1. Empfänger zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals aus einem empfangenen Signal, umfassend:

• - eine Einrichtung (600) zum Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem empfangenen Signal;
• - eine Einrichtung (601) zum Sammeln von Datenabtastwerten in Form von Blöcken komplexer Datenabtastwerte;
• - eine Einrichtung (601) zum teilweisen Korrelieren der Blöcke von Datenabtastwerten mit Verschiebungen zumindest einer bekannten Signatursequenz;
• - eine Einrichtung (803) zum Auswählen einer vorbestimmten Anzahl der Teilkorrelationen;
• - eine Einrichtung (605) zum Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffskoeffizienten;
• - eine Einrichtung (604) zum Bilden von Realteilen von Produkten der ausgewählten Teilkorrelationen mit den Mehrwegkanalabgriffskoeffizienten; und
• - eine Einrichtung (606) zum Kombinieren der Realteile der Produkte, um zumindest eine übertragene Informationszeichensequenz zu bestimmen.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Abschätzeinrichtung aufweist:

• - eine Einrichtung zum Verfolgen zeitlicher Änderungen der Mehrwegkanalkoeffizienten.

3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Kombiniereinrichtung (606) einen Viterbi-Algorithmus dazu benutzt, die zumindest eine übertragene Informationszeichensequenz zu bestimmen.

4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das empfangene Signal mehrere CDMA-Signale beinhaltet, die gemeinsam demoduliert werden, um mehrere übertragene Informationszeichensequenzen zu bestimmen.

5. Empfänger zum gemeinsamen Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals aus einem empfangenen Signal, umfassend:

• - eine Einrichtung zum Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem empfangenen Signal,
• - eine Einrichtung (801) zum Bilden von Korrelationen der Datenabtastwerte mit mindestens einer bekannten Signatursequenz,
• - eine Einrichtung (803) zum Auswählen einer vorbestimmten Anzahl der Korrelationen,
• - eine Einrichtung (805) zum Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffskoeffizienten,
• - eine Einrichtung (804) zum Bilden der Realteile von Produkten der ausgewählten Korrelationen mit den Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten, und
• - eine Einrichtung (806) zum Kombinieren der Produkte in einem Maß-Prozessor, um gesendete Informationszeichensequenzen zu bestimmen.

6. Empfänger nach Anspruch 5, bei dem die Abschätzeinrichtung aufweist:

• - eine Einrichtung zum Verfolgen von zeitlichen Änderungen der Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten.

7. Verfahren zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals aus einem empfangenen Signal, umfassend die Schritte:

• - Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem empfangenen Signal,
• - Sammeln von Datenabtastwerten zu Blöcken komplexer Datenabtastwerte;
• - teilweises Korrelieren der Blöcke von Datenabtastwerten mit Verschiebungen mindestens einer bekannten Signatursequenz;
• - Auswählen einer vorbestimmten Anzahl von Teilkorrelationen;
• - Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffskoeffizienten;
• - Bilden der Realteile von Produkten der ausgewählten Teilkorrelationen mit den Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten; und
• - Kombinieren der Realteile der Produkte, um mindestens eine gesendete Informationszeichensequenz zu bestimmen.

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Schritt des Abschätzens den Schritt aufweist:
Verfolgen von zeitlichen Änderungen der Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten.

9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, bei dem der Schritt des Kombinierens außerdem den Schritt aufweist:
Verwenden eines Viterbi-Algorithmus, um die mindestens eine gesendete Informationszeichensequenz zu bestimmen.

10. Empfänger zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals aus einem empfangenen Signal, umfassend:

• - eine Einrichtung zum Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem empfangenen Signal,
• - eine Einrichtung zum Korrelieren der Datenabtastwerte mit mindestens einer bekannten Signatursequenz, um mehrere Korrelationen für jede Signatursequenz zu erzeugen,
• - eine Einrichtung zum Auswählen einer der mehreren Korrelationen für jeden Signalstrahl des mindestens einen CDMA-Signals,
• - eine Einrichtung zum Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten, und
• - eine Einrichtung zum Dekorrelieren des mindestens einen CDMA-Signals unter Verwendung der ausgewählten Korrelationen und der Kanalabgriffkoeffizienten, um eine Auflösung der zumindest einen gesendeten Informationszeichensequenz zu erhalten.

11. Empfänger nach Anspruch 10, bei dem die Einrichtung zum Dekorrelieren nur Korrelationen verwendet, die einer Zeichen- Zeitspanne des mindestens einen CDMA-Signals entspricht.

12. Verfahren zum Demodulieren mindestens einen CDMA-Signals, umfassend die Schritte:

• - Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem mindestens einen CDMA-Signal,
• - Korrelieren der Datenabtastwerte mit mindestens einer bekannten Signatursequenz, um mehrere Korrelationen für jede Signatursequenz zu erzeugen,
• - Auswählen einer der mehreren Korrelationen für jeden Signalstrahl des oder der CDMA-Signale,
• - Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten, und
• - Dekorrelieren des mindestens einen CDMA-Signals unter Verwendung der ausgewählten Korrelationen und der Kanalabgriffkoeffizienten, um eine Lösung für mindestens die eine gesendete Informationszeichensequenz zu erhalten.

13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Korrelieren lediglich solche Korrelationen verwendet, die einer Zeichen-Zeitspanne des mindestens einen CDMA-Signals entsprechen.

14. Empfänger nach Anspruch 10, bei dem das empfangene Signal mehrere CDMA-Signale aufweist, die gemeinsam demoduliert werden, um mehrere gesendete Informationszeichensequenzen zu bestimmen.

15. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, bei dem das empfangene Signal mehrere CDMA-Signale enthält und das Korrelieren eine Lösung für mehrere gesendete Informationszeichensequenzen liefert.

16. Empfänger nach Anspruch 10, bei dem die Einrichtung zum Dekorrelieren außerdem eine Einrichtung zur Rausch-Aufhellung aufweist.

17. Empfänger zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals in einer Mehrweg-Umgebung, umfassend:
eine Einrichtung zum Erzeugen von Datenabtastwerten aus einem empfangenen Signal,
eine Einrichtung zum Korrelieren der Datenabtastwerte mit mindestens einer bekannten Signatursequenz, um mehrere Korrelationen für jede Signatursequenz zu erzeugen,
eine Einrichtung zum Auswählen einer der mehreren Korrelationen für jeden Signalstrahl jedes CDMA-Signals,
eine Einrichtung zum Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten, und
eine Einrichtung zum Entscheiden mindestens einer gesendeten Informationszeichensequenz auf der Grundlage der ausgewählten Korrelationswerte und der Kanalabgriffkoeffizienten.

18. Empfänger nach Anspruch 17, bei dem die Entscheidungseinrichtung einen Viterbi-Prozessor aufweist.

19. Empfänger nach Anspruch 17, bei dem die Entscheidungseinrichtung nur solche Korrelationen verwendet, die einer einzelnen Zeichen-Zeitspanne des mindestens einen CDMA- Signals entsprechen.

20. Empfänger nach einem der Ansprüche 17 bis 19, bei dem die Abschätzeinrichtung aufweist:
eine Einrichtung zum Verfolgen zeitlicher Schwankungen der Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten.

21. Verfahren zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals, umfassend die Schritte:
Erzeugen von Datenabtastwerten aus einem empfangenen Signal,
Korrelieren der Datenabtastwerte mit mindestens einer bekannten Signatursequenz, um mehrere Korrelationen für jede Signatursequenz zu erzeugen,
Auswählen einer der mehreren Korrelationen für jeden Signalstrahl jedes CDMA-Signals,
Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten, und
Entscheiden mindestens einer gesendeten Informationszeichensequenz auf der Grundlage der ausgewählten Korrelationswerte und der Kanalabgriffkoeffizienten.

22. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem der Entscheidungsschritt einen Viterbi-Prozessor verwendet.

23. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem der Entscheidungsschritt nur solche Korrelationen verwendet, die einer einzelnen Zeichen- Zeitspanne des CDMA-Signals entsprechen.

24. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem der Abschätzschritt zeitliche Schwankungen der Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten verfolgt.

25. Empfänger zum Demodulieren mindestens eines CDMA-Signals aus einem empfangenen Signal, umfassend:
eine Einrichtung zum Erzeugen von Datenabtastwerten aus dem empfangenen Signal,
eine Einrichtung zum Sammeln der Datenabtastwerte zu Blöcken komplexer Datenabtastwerte,
eine Einrichtung zum Abschätzen von Mehrwegkanalabgriffkoeffizienten,
eine Einrichtung zum Bilden mehrerer Blöcke aus vorhergesagten empfangenen Datenabtastwerten unter Verwendung der Kanalabgriffkoeffizienten,
eine Einrichtung zum Summieren eines Betrags-Quadrats einer Differenz zwischen dem Block empfangener Datenabtastwerte und den Blöcken vorhergesagter empfangener Werte, um mehrere Block-Maße zu bilden, und
eine Einrichtung zum Kombinieren der Blockmaße, um so mindestens eine gesendete Informationsdatensequenz zu bestimmen.