DE4236178A1

DE4236178A1 - Transmission procedure for multilevel digital data via attenuating channel - removing DC component from base band by high pass filtering and compensating for intersymbol interference with DFE decoder

Info

Publication number: DE4236178A1
Application number: DE19924236178
Authority: DE
Inventors: Armin Dr Wittneben; Weilin Dr Liu
Original assignee: Ascom Radiocom AG
Current assignee: Ascom Radiocom AG
Priority date: 1991-11-08
Filing date: 1992-10-27
Publication date: 1993-08-12
Also published as: CH683307A5

Abstract

Data in the form of at least four-level symbols, with a symbol rate of l/Ts, are converted by a pulse shaper (9) into a base band signal. This is then transmitted over the channel (3) by a known FM process (12,14). At the receiver, the transmitted base band signal is sampled (17) at a given sampling rate and symbols are estimated from the sampled values. At the transmission end, the base band signal has at least its DC component removed by a high pass filter (10). At the reception end, the estimated symbols are determined using a DFE decoder (21) which compensates for intersymbol interference. The decoder (21) is connected to a block equaliser (22). The latter eliminates the out-of-block intersymbol interference. USE/ADVANTAGE - Esp. for known signal transmission and reception circuits. Has less transmission loss. Is esp. suitable for realisation as modem for connection to telephone.

Description

Technical field

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Übertragung digitaler Daten über einen schwundbehafteten Kanal, bei welchem VerfahrenThe invention relates to a method for transmitting digital data via a fading channel, in which procedure

a) the data present in the form of at least four-stage symbols with a given symbol rate 1 / T S are converted into a base band signal with a pulse shaper,
b) the baseband signal by means of an FM method via the schwundbe liable channel is transmitted,
c) a received signal containing the transmitted baseband signal is sampled at a specific sampling rate T A and
d) who estimates estimated symbols from the sampled received signal the.

Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Senderschalt kreis und einen Empfängerschaltkreis zum Senden resp. Empfangen von Signa len der genannten Art. The invention also relates to a device for performing the above Procedure. In particular, the invention relates to a transmitter switch circuit and a receiver circuit for sending resp. Received from Signa len of the type mentioned.

State of the art

Ein Verfahren der eingangs genannten Art ist z. B. aus dem Artikel "The Feasibility Study of the Nyquist Baseband Filtred 4-Level FM for Digital Mobile Communications", K. Kage, Y. Sasaki, M. Ichihara, T. Sato, Globe com′85, Conference Record, pp. 200-204, 1985, bekannt. Beim dort beschrie benen System wird ein zweistufiges Eingangssignal in ein vierstufiges Signal umgewandelt und durch ein Prämodulationsfilter bandbegrenzt. Die Übertragungsfunktion dieses Filters entspricht der Wurzel eines sog. "Raised-Cosine Roll-off Nyquist"-Filters. Das bandbegrenzte Basisbandsignal wird mit einem Modulator in ein kontinuierliches FM-Signal transformiert. Auf der Empfängerseite wird das FM-Signal demoduliert und durch ein Bandbe grenzungsfilter, das dem oben genannten Wurzel-Nyquist-Filter entspricht, gefiltert. Schließlich wird ein Clock-Signal extrahiert und eine 4-Stufen- Symboldetektion sowie die Reduktion auf ein binäres Signal durchgeführt. Um die Drift der Mittenfrequenz abzugleichen, wird eine entscheidungsgestützte automatische Kontrolle des DC-Offsets und der Amplitude vorgeschlagen.A method of the type mentioned is such. B. from the article "The Feasibility Study of the Nyquist Baseband Filtred 4-Level FM for Digital Mobile Communications ", K. Kage, Y. Sasaki, M. Ichihara, T. Sato, Globe com′85, Conference Record, pp. 200-204, 1985. Described there The system is a two-stage input signal in a four-stage Signal converted and band-limited by a premodulation filter. The Transfer function of this filter corresponds to the root of a so-called Raised-cosine roll-off Nyquist filters. The band-limited baseband signal is transformed into a continuous FM signal with a modulator. The FM signal is demodulated on the receiver side and by a band boundary filter, which corresponds to the above-mentioned root Nyquist filter, filtered. Finally, a clock signal is extracted and a 4-step Symbol detection and the reduction to a binary signal is carried out. Around Matching the drift to the center frequency becomes a decision-based one automatic control of the DC offset and the amplitude proposed.

Der Vorteil dieses bekannten Systems liegt in der hohen Bandbreiteneffi zienz. Allerdings ist die quaternäre FM viel empfindlicher gegenüber schal tungstechnischen Imperfektionen als die binäre. Entsprechend gibt es be stimmte Betriebsmodi mit großen Übertragungsverlusten. Aus der allgemei nen Studie von K. Kage et. al. ist aber nicht zu entnehmen, wie die negati ven Auswirkungen der technischen Imperfektionen vermieden werden können.The advantage of this known system is the high bandwidth efficiency ciency. However, the quaternary FM is much more sensitive to stale technical imperfections than the binary. Accordingly there are agreed operating modes with large transmission losses. From the general a study by K. Kage et. al. but it cannot be seen how the negati The effects of technical imperfections can be avoided.

Presentation of the invention

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs genannten Art an zugeben, das die beim Stand der Technik vorhandenen Unzulänglichkeiten ver meidet und insbesondere zur Realisierung in einem Modem geeignet ist, wel ches sich z. B. an ein Sprechfunkgerät anschließen läßt. The object of the invention is a method of the type mentioned admit that the shortcomings existing in the prior art ver avoids and is particularly suitable for implementation in a modem, wel ches z. B. can be connected to a walkie-talkie.

Gemäß der Erfindung besteht die Lösung darin, daß bei einem Verfahren der eingangs genannten Art senderseitig das Basisbandsignal durch ein Hochpaßfilter zumindest von seinem DC-Anteil befreit wird und die geschätzten Symbole unter Verwendung eines eine vorhandene Intersymbolinterferenz (ISI) zumindest weitgehend kompensierenden DFE-Decoders ermittelt werden.According to the invention, the solution is that in a method of the type mentioned at the transmitter end of the baseband signal through a high-pass filter is at least freed from its DC share and the estimated Symbols using an existing intersymbol interference (ISI) at least largely compensating DFE decoders can be determined.

Durch die Hochpaßfilterung werden die im untersten Frequenzbereich liegen den Signalanteile eliminiert. Dies wirkt sich positiv auf die im Empfänger durchzuführende Parameterschätzung des DC-Offsets und der Signalamplitude aus. Signalbedingte Störeinflüsse auf die Parameterschätzung bleiben aus. Infolgedessen wird die Parameterschätzung robuster. Mit dem Decision Feed back Equalizer (DFE) kann mit relativ geringem Aufwand die ISI, die durch den Hochpaß eingeführt worden ist, wieder entfernt werden.Due to the high-pass filtering, they will be in the lowest frequency range the signal components eliminated. This has a positive effect on those in the recipient Parameter estimation of the DC offset and the signal amplitude to be carried out out. Signal-related interference on the parameter estimation does not occur. As a result, the parameter estimation becomes more robust. With the decision feed back equalizer (DFE) can be used with relatively little effort by the ISI the high pass has been introduced to be removed.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform werden die Symbole in voneinander unabhängigen Blöcken einer bestimmten Blocklänge übertragen. Die blockweise Übertragung ermöglicht den Betrieb im Zeit-Multiplex. Die zwar innerhalb eines Blocks als konstant anzunehmenden Parameter unter scheiden sich allerdings stark von Block zu Block. Sie werden deshalb gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung auf digitaler Ebene mit einer rückkopplungsfreien Parameterschätzung ermittelt.According to a particularly preferred embodiment, the symbols in independent blocks of a certain block length transmitted. Block-by-block transmission enables operation in time multiplex. The within a block as a constant parameter to be assumed differ greatly from block to block. You will therefore according to a preferred embodiment of the invention on a digital level determined with a feedback-free parameter estimate.

Die sog. Open-Loop-Parameterschätzung, die sich nicht auf die geschätzten Symbole stützt, hat im allgemeinen eine kürzere Einschwingzeit als ein ent scheidungsgestütztes Verfahren. Wenn die Symbole in voneinander unabhängi gen Blöcken (burst-Betrieb) übertragen werden, ist eine kurze Einschwing zeit des Parameterschätzers sehr wichtig. Während die Intersymbolinter ferenz durch DC-Entkopplung das Einschwingen des Parameterschätzers mit Entscheidungsrückkopplung erheblich erschwert, profitiert das Open-Loop- Verfahren von der Entfernung der DC-Komponenten im Sender. Im übrigen hat die rückkopplungsfreie Parameterschätzung den Vorteil eines unbegrenzten Schätzungsbereiches. Schließlich kann sich eine solche Parameterschätzung auch nicht an einem falschen Wert "aufhängen". The so-called open loop parameter estimation, which does not refer to the estimated Symbols generally has a shorter settling time than an ent divorce-based proceedings. If the symbols are independent of each other against blocks (burst operation) is a short settling time of the parameter estimator very important. While the intersymbolinter reference by DC decoupling the settling of the parameter estimator with Decision-making feedback considerably more difficult, the open-loop Procedure of removing the DC components in the transmitter. Otherwise the feedback-free parameter estimation has the advantage of an unlimited Estimation range. Finally, such a parameter estimate can be also do not "hang" on the wrong value.

Mit Vorteil hat das Hochpaßfilter eine Grenzfrequenz von mindestens 20 und höchstens 300 Hz. Besonders bevorzugt ist eine Grenzfrequenz von 50 bis 200 Hz, insbesondere von 50 bis 100 Hz. Im Hinblick auf eine gute Parameter schätzung für den DC-Anteil ist eine hohe Grenzfrequenz von Vorteil. Je höher aber die Grenzfrequenz ist, desto mehr wird die Symbolschätzung be einträchtigt.The high-pass filter advantageously has a cut-off frequency of at least 20 and at most 300 Hz. A cut-off frequency of 50 to 200 is particularly preferred Hz, especially from 50 to 100 Hz. With a view to good parameters estimate for the DC component, a high cutoff frequency is an advantage. Each the higher the cutoff frequency, the more the symbol estimate will be impaired.

In der Regel ist am Eingang eines Sprechfunkgeräts bereits ein Hochpaß im plementiert. Damit die Qualität der Datenübertragung unabhängig vom verwen deten Funkgerät ist, ist es von Vorteil, wenn am Ausgang des Senderschalt kreises des Modems ein Hochpaß mit einer relativ hohen Grenzfrequenz vor gesehen wird. Die Grenzfrequenz des Hochpasses des Modems ist z. B. fünfmal größer als diejenige des Funkgeräts.As a rule, there is already a high pass at the entrance of a radio implemented. So that the quality of the data transmission can be used independently Deten radio, it is advantageous if at the output of the transmitter switch circle of the modem before a high pass with a relatively high cutoff frequency is seen. The cutoff frequency of the modem's high pass is e.g. B. five times larger than that of the radio.

Da die ISI-Energie bei gegebenem Amplitudengang stark vom Phasengang des Hochpaßfilters abhängig ist, wird als Hochpaßfilter mit Vorteil ein Fil ter erster Ordnung eingesetzt.Since the ISI energy for a given amplitude response is very different from the phase response of the High pass filter is dependent, is a Fil as a high pass filter with advantage first order.

Mit Vorteil ist dem DFE-Decoder ein Blockegalisator vorgeschaltet, der ge zielt die durch benachbarte Blöcke hervorgerufene Intersymbolinterferenz abgleicht. Der DFE-Decoder selbst kompensiert nur die blockinterne ISI. Auf diese Weise kann das Einschwingen des DFE-Decoders insbesondere beim Zeit- Multiplex-Betrieb maßgeblich verbessert werden.A block equalizer is advantageously connected upstream of the DFE decoder targets the intersymbol interference caused by adjacent blocks compared. The DFE decoder itself only compensates for the block-internal ISI. On in this way the settling of the DFE decoder can be Multiplex operation can be significantly improved.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Empfangs signal mit einem freilaufenden Oszillator mit einer Abtastrate 1/T_A abgeta stet, die größer als die Symbolrate 1/T_S ist. Mit einer Taktphasenschät zung wird der Taktphasenfehler ermittelt, entsprechend welchem das überab getastete Empfangssignal einmal pro Symbolintervall interpoliert wird. Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, daß eine Rückkopplung vom Digital- zum Analogteil vermieden wird. Zudem können die Abtastwerte block weise mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) im time sharing-Betrieb verarbeitet werden. According to a preferred embodiment of the invention, the received signal is sampled with a free-running oscillator with a sampling rate 1 / T _A which is greater than the symbol rate 1 / T _S. With a clock phase estimation, the clock phase error is determined, according to which the oversampled received signal is interpolated once per symbol interval. The advantage of this embodiment is that feedback from the digital to the analog part is avoided. In addition, the samples can be processed block by block with a digital signal processor (DSP) in time sharing mode.

Bei der Interpolation werden gemäß einer besonders bevorzugten Ausführung der Erfindung taktphasenfehlerabhängige Koeffizienten zur Gewichtung des abgetasteten Empfangssignals verwendet, die den Fehler zwischen dem inter polierten und dem idealen Signalwert im gesuchten Abtastzeitpunkt unter Be rücksichtigung der gesamten Übertragungsstrecke nach dem MMSE-Kriterium optimieren. Dadurch, daß die Interpolation nicht nur die Abtastwerte als solche, sondern das ganze Übertragungssystem berücksichtigt, kann sie mit einer sehr geringen Anzahl von Taps auskommen. Es hat sich gezeigt, daß bei einer Abtastrate, die viermal größer ist als die Symbolrate, und einer Interpolation, die mindestens zwei und höchstens drei Werte des abgetaste ten Empfangssignals berücksichtigt, trotz des implementationsmäßig sehr geringen Aufwands eine qualitativ hochstehende Signaldetektion realisiert werden kann.In the interpolation, according to a particularly preferred embodiment the invention clock phase error dependent coefficients for weighting the sampled received signal used, the error between the inter polished and the ideal signal value at the desired sampling time under Be consideration of the entire transmission route according to the MMSE criterion optimize. The fact that the interpolation is not only the samples as such, but taking into account the whole transmission system, it can with a very small number of taps. It has been shown that at a sampling rate that is four times the symbol rate, and one Interpolation, the minimum two and maximum three values of the sampled Th received signal taken into account, despite the very implementation high quality signal detection can be achieved with little effort can be.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn bei der Taktphasenschätzung die Werte des überabgetasteten Empfangssignals mit einem FIR-Vorfilter gefiltert wer den, dessen Stützstellen entsprechend der Abtastrate T_A beabstandet sind und dessen Koeffizienten zumindest näherungsweise gemäßIt is particularly advantageous if, in the clock phase estimation, the values of the oversampled received signal are filtered with a FIR pre-filter, the support points of which are spaced apart in accordance with the sampling rate T _A and whose coefficients are at least approximately in accordance with

cos (∂π/2) g(∂T_A) (I)cos (∂π / 2) g (∂T _A ) (I)

bemessen sind, wobei g(.) die Übertragungsfunktion des Gesamtsystems ist. Auch ein solches Vorfilter zeichnet sich durch eine besonders geringe Tap zahl aus.are dimensioned, where g (.) is the transfer function of the overall system. Such a pre-filter is also characterized by a particularly low tap pay off.

Zur Reduktion des Aufwandes bei der Implementation des Vorfilters wird die optimale Impulsantwort gemäß dem LSE-Prinzip approximiert. Ein solches Vorfilter liefert bereits bei 3-5 Taps sehr befriedigende Resultate. Es ist dabei herauszustreichen, daß ein solches Vorfilter bei der Taktphasen schätzung auch bei Systemen angewendet werden kann, die sich nicht durch senderseitige Hochpaßfilterung, empfängerseitige DFE-Decodierung oder Blockegalisation auszeichnen.To reduce the effort involved in implementing the pre-filter, the optimal impulse response approximated according to the LSE principle. Such one Prefilter delivers very satisfactory results with only 3-5 taps. It is to emphasize that such a pre-filter in the clock phases Estimation can also be applied to systems that are not high-pass filtering on the transmitter side, DFE decoding on the receiver side or Mark block equalization.

Ein Senderschaltkreis, der sich insbesondere für die Verwendung in einem Modem eignet, das an ein FM-Sprechfunkgerät anschließbar ist, zeichnet sich durch einen Pulsformer zum Umwandeln von mindestens vierstufigen Sym bolen in ein Basisbandsignal, einen Signalausgang zum Anschließen des Sen derschaltkreises an das FM-Sprechfunkgerät und ein Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von mindestens 50 Hz und höchstens 200 Hz zwischen Pulsformer und Signalausgang aus.A transmitter circuit that is particularly suitable for use in a Suitable modem, which can be connected to an FM radio, draws a pulse shaper to convert at least four-stage sym bolen into a baseband signal, a signal output for connecting the Sen derschaltkreises to the FM radio and a high-pass filter with a Cutoff frequency of at least 50 Hz and at most 200 Hz between the pulse shaper and signal output off.

Ein Empfängerschaltkreis, der sich zum Durchführen des empfängerseitigen Teils des Verfahrens eignet, weist einen Signaleingang zum Anschließen des Empfängerschaltkreises an ein FM-Funkgerät, eine Abtastschaltung zum Abta sten des Empfangssignals mit einer gegebenen Abtastrate T_A und einen Sym boldetektor zum Ermitteln geschätzter Symbole aus dem abgetasteten Empfangssignal auf. Gemäß der Erfindung zeichnet sich ein solcher Schaltkreis dadurch aus, daß der Symboldetektor einen DFE-Decoder umfaßt, der eine ISI zumindest weitgehend, wenn nicht vollständig kompensiert.A receiver circuit, which is suitable for performing the receiver-side part of the method, has a signal input for connecting the receiver circuit to an FM radio, a sampling circuit for sampling the received signal with a given sampling rate T _A and a symbol detector for determining estimated symbols from the sampled received signal. According to the invention, such a circuit is characterized in that the symbol detector comprises a DFE decoder which at least largely, if not completely, compensates for an ISI.

Ein erfindungsgemäßes Übertragungssystem umfaßt somit auch FM-Sprech funkgeräte, die mit Anschlüssen für ein erfindungsgemäßes Modem ausgerü stet sind, wobei das Modem die oben genannten erfindungsgemäßen Sender- und Empfängerschaltkreise aufweist. Damit mehrere Modems gleichzeitig Daten austauschen können, laufen die Modems im Zeit-Multiplex-Betrieb.A transmission system according to the invention thus also includes FM speech Radio equipment equipped with connections for a modem according to the invention are continuous, the modem transmitting the above-mentioned transmitter and has receiver circuitry. So that several modems have data simultaneously can exchange, the modems run in time multiplex mode.

Aus der Gesamtheit der abhängigen Patentansprüche ergeben sich weitere vor teilhafte Ausführungsformen der Erfindung.From the totality of the dependent claims further arise partial embodiments of the invention.

Brief description of the drawings

Nachfolgend soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen und im Zu sammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen:In the following, the invention is to be explained on the basis of exemplary embodiments and in connection with the drawings are explained in more detail. Show it:

Fig. 1 Ein schematisches Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Ge samtsystems; Fig. 1 is a schematic block diagram of the entire system Ge according to the invention;

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild eines Symboldetektors gemäß der Erfindung; Fig. 2 is a schematic block diagram of a symbol detector according to the invention;

Fig. 3 ein schematisches Blockschaltbild eines DFE-Decoders; Fig. 3 is a schematic block diagram of a DFE decoder;

Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Wirkung der Blockegalisation; Fig. 4 is a schematic block diagram for illustrating the effect of the Blockegalisation;

Fig. 5 ein schematisches Blockschaltbild einer Synchronisationsschal tung; Fig. 5 is a schematic block diagram of a synchronization scarf device;

Fig. 6 ein schematisches Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Wahl der optimalen Interpolatorkoeffizienten; und Fig. 6 is a schematic block diagram to illustrate the choice of the optimal interpolator coefficients; and

Fig. 7 eine Darstellung der äquivalenten Impulsantwort eines Inter polators mit drei Stützstellen. Fig. 7 is a representation of the equivalent impulse response of an inter polator with three nodes.

In den verschiedenen Figuren sind grundsätzlich gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.In the different figures, the same parts are basically the same Provide reference numerals.

Ways of Carrying Out the Invention

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Datenübertra gungssystems. Ein erstes Modem 6.1 ist an ein erstes Sprechfunkgerät 7.1 angeschlossen. Mit diesen beiden Geräten werden Daten über einen schwundbe hafteten Kanal 3 an ein zweites Sprechfunkgerät 7.2 und ein daran ange schlossenes zweites Modem 6.2 übermittelt. Fig. 1 shows a block diagram of a data transmission system according to the invention. A first modem 6.1 is connected to a first two-way radio 7.1 . With these two devices, data is transmitted via a channel 3 which is subject to fading, to a second radio radio 7.2 and a second modem 6.2 connected to it.

Das Modem 6.1 weist einen Senderschaltkreis 1.1 auf, der ein Basisbandsi gnal erzeugt, das mit einem Senderschaltkreis 2.1 des Sprechfunkgeräts 7.1 in ein FM-moduliertes Hochfrequenzsignal mit z. B. einigen hundert MHz Trägerfrequenz umgesetzt wird. Im zweiten Sprechfunkgerät 7.2 demoduliert ein Empfängerschaltkreis 4.1 das schwundbehaftete und verrauschte HF-Signal und gibt ein Empfangssignal im Frequenzbasisband an den Empfängerschalt kreis 5.1 des zweiten Modems 6.2 ab. Dieser ermittelt aus dem Empfangssi gnal die übertragenen Symbole. The modem 6.1 has a transmitter circuit 1.1 , which generates a baseband signal that with a transmitter circuit 2.1 of the radio 7.1 in an FM-modulated high-frequency signal with z. B. a few hundred MHz carrier frequency is implemented. In the second walkie-talkie 7.2, a receiver circuit 4.1 demodulates the fuzzy and noisy RF signal and emits a received signal in the frequency baseband to the receiver circuit 5.1 of the second modem 6.2 . This determines the transmitted symbols from the received signal.

Um eine Zweiweg-Kommunikation zu ermöglichen, hat das erste Modem 6.1 neben dem Senderschaltkreis 1.1 auch einen Empfängerschaltkreis 5.2, der gleich ausgebildet ist, wie der Empfängerschaltkreis 5.1 des zweiten Modems 6.2. Auch das Sprechfunkgerät 7.1 verfügt über einen Empfängerschaltkreis 4.2, der gleich wie der Schaltkreis 4.1 ausgeführt ist. Das gleiche gilt sinngemäß für das Modem 6.2 (Senderschaltkreis 1.2) und das Sprechfunkgerät 7.2 (Senderschaltkreis 2.2).In order to enable two-way communication, in addition to the transmitter circuit 1.1 , the first modem 6.1 also has a receiver circuit 5.2 which is of the same design as the receiver circuit 5.1 of the second modem 6.2 . The walkie- talkie 7.1 also has a receiver circuit 4.2 , which is designed in the same way as the circuit 4.1 . The same applies analogously to the modem 6.2 (transmitter circuit 1.2 ) and the radio two-way radio 7.2 (transmitter circuit 2.2 ).

Am Eingang des Modems liegen typischerweise binäre digitale Daten vor. Diese werden mit einem Coder 8 in an sich bekannter Weise in vierstufige Symbole umgewandelt. Diese Symbole α_n haben eine bestimmte Symboldauer T_S (Symbolrate 1/T_S) und werden nun gemäß einer bevorzugten Ausführungsform in voneinander unabhängigen Blöcken einer bestimmten Blocklänge (von z. B. 100 Symbolen) übertragen.Binary digital data is typically available at the input of the modem. These are converted into four-stage symbols using a coder 8 in a manner known per se. These symbols α _n have a specific symbol duration T _S (symbol rate 1 / T _S ) and, according to a preferred embodiment, are now transmitted in mutually independent blocks of a specific block length (of, for example, 100 symbols).

Ein Pulsformer 9, dessen Stoßantwort zumindest näherungsweise ein Wurzel- Nyquist-Puls ist, wandelt die Symbolfolge {α_nn} in ein geeignetes Basisband signal um. Vorzugsweise ist die Übertragungsfunktion des Pulsformers 9 eine Wurzel-Raised-Cosine-Funktion, wie sie z. B. aus der eingangs zitierten Veröffentlichung von K. Kage et al. bekannt ist. Der Roll-off-Faktor der Raised-Cosine-Funktion im Frequenzbereich ist z. B. 0,2. Aus praktischen Gründen (insbesondere zur Minimierung des Speicherbedarfs) wird dieser Puls gefiltert mit einem im Zeitbereich definierten Raised-Cosine-Fenster, wel ches z. B. einen Roll-off-Faktor von 1 und einen Exponenten von 1 hat. Durch das Abschneiden ist der Puls breitbandiger geworden und entspricht nicht mehr exakt einem Wurzel-Nyquist-Puls.A pulse shaper 9 , whose impulse response is at least approximately a root Nyquist pulse, converts the symbol sequence {α _n n} into a suitable baseband signal. Preferably, the transfer function of the pulse shaper 9 is a root-raised cosine function, such as that used for. B. from the publication by K. Kage et al. is known. The roll-off factor of the raised cosine function in the frequency domain is e.g. B. 0.2. For practical reasons (in particular to minimize the memory requirement), this pulse is filtered with a raised cosine window defined in the time domain, which z. B. has a roll-off factor of 1 and an exponent of 1. By cutting off the pulse has become broadband and no longer corresponds exactly to a root Nyquist pulse.

Wie bereits erwähnt, zeichnet sich die Erfindung senderseitig durch minde stens ein Hochpaßfilter aus, das die DC-Komponente im Basisbandsignal ent fernt. In der Regel wird dieses Hochpaßfilter im Sprechfunkgerät 7.1 und zwar unmittelbar an seinem Signaleingang vorgesehen (vgl. Hochpaßfilter 11). Gemäß der Erfindung hat dieses eine Grenzfrequenz von 20 Hz oder mehr. Um die Detektionsqualität nicht allzu stark zu beeinträchtigen, sollte sie aber 300 Hz nicht überschreiten. As already mentioned, the invention is characterized on the transmitter side by at least one high-pass filter which removes the DC component in the baseband signal. As a rule, this high-pass filter is provided in the walkie-talkie 7.1 and directly at its signal input (cf. high-pass filter 11 ). According to the invention, this has a cut-off frequency of 20 Hz or more. In order not to impair the detection quality too much, however, it should not exceed 300 Hz.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können aber auch zwei Hochpaßfilter 10 und 11 vorgesehen sein. Die Grenzfrequen zen sollten sich dann aber so stark unterscheiden, daß sich im wesentli chen nur das erfindungsgemäß am Modemausgang angeordnete Hochpaßfilter 10 bemerkbar macht. Es ist dann dieses Hochpaßfilter 10, dessen Grenzfrequenz im Bereich von 20 bis 300 Hz liegen sollte. Das Hochpaßfilter 11 kann dann auch eine viel niedrigere Grenzfrequenz von z. B. 10 Hz haben. Damit nur das im Modem angeordnete Hochpaßfilter 10 relevant ist, sollte dessen Grenz frequenz ein Mehrfaches (z. B. Fünffaches) derjenigen des Hochpaßfilters 11 sein.According to a particularly preferred embodiment of the invention, however, two high-pass filters 10 and 11 can also be provided. The Grenzfrequen zen should then differ so much that only the high-pass filter 10 according to the invention arranged at the modem output is noticeable. It is then this high-pass filter 10 whose cut-off frequency should be in the range from 20 to 300 Hz. The high-pass filter 11 can then have a much lower cut-off frequency of e.g. B. 10 Hz. So that only the high-pass filter 10 arranged in the modem is relevant, its cut-off frequency should be a multiple (e.g. five times) that of the high-pass filter 11 .

Es sei nochmals betont, daß im Prinzip ein einziger Hochpaß völlig aus reichend ist. Die Grenzfrequenz liegt dann vorzugsweise in einem Bereich zwischen 50 und 100 Hz. Wenn es aber darum geht, das erfindungsgemäße Modem an ein bereits bestehendes Sprechfunkgerät anzuschließen, dessen Eingangshochpaß nicht mehr verändert werden kann, dann kann mit einem zweiten im Modem selbst angeordneten Hochpaß (bei geeignetem Abstand der Grenzfrequenzen) ein gewünschtes, vom Sprechfunkgerät unabhängiges Über tragungsverhalten erzwungen werden.It should be emphasized again that in principle a single high pass is completely out is sufficient. The cut-off frequency is then preferably in a range between 50 and 100 Hz. But when it comes to the invention To connect the modem to an existing two-way radio whose Input high pass cannot be changed, then with a second high pass arranged in the modem itself (at a suitable distance the Cut-off frequencies) a desired transmission independent of the radio wearing behavior are enforced.

Die Sprechfunkgeräte 7.1 und 7.2 sind handelsübliche FM-Geräte. Sie weisen also senderseitig einen FM-Modulator 12 und einen daran angeschlossenen Mikrophonschaltkreis 13 und empfängerseitig einen FM-Demodulator 14 und einen daran angeschlossenen Lautsprecherschaltkreis 15 auf. Mikrophon schaltkreis 13 und Lautsprecherschaltkreis 15 dienen in an sich bekannter Weise zur Übertragung von Sprachsignalen.The two-way radios 7.1 and 7.2 are commercially available FM devices. They therefore have an FM modulator 12 and a microphone circuit 13 connected to them on the transmitter side and an FM demodulator 14 and a loudspeaker circuit 15 connected to them on the receiver side. Microphone circuit 13 and speaker circuit 15 are used in a conventional manner for the transmission of voice signals.

Am Signalausgang des Empfängerschaltkreises 4.1 wird ein dem Sendesignal entsprechendes Empfangssignal im Frequenzbasisband an den Empfängerschalt kreis 5.1 des Modems 6.2 abgegeben.At the signal output of the receiver circuit 4.1 , a received signal corresponding to the transmission signal is emitted in the frequency baseband to the receiver circuit 5.1 of the modem 6.2 .

Das Empfangssignal wird zunächst mit einem Matched-Filter 16 gefiltert. Dieses Filter ist an den Pulsformer 9 angepaßt. Seine Übertragungsfunk tion entspricht damit ebenfalls einer Wurzel-Raised-Cosine-Funktion. Das gefilterte Empfangssignal wird sodann mit einem Abtaster 17 abgetastet. Die Abtastrate 1/T_A ist dabei vorzugsweise mindestens viermal größer als die Symbolrate 1/T_S. Die Abtastung erfolgt mit einem freilaufenden Oszillator. Dies bedeutet, daß aus den Abtastwerten der Phasenfehler der Abtastung er mittelt und ein phasenrichtiger Signalwert geschätzt werden muß. Diese beiden Funktionen werden von der Synchronisationsschaltung 18 wahrgenommen. Aus den z. B. vier Abtastwerten pro Symbolintervall wird ein Signalwert (pro Symbolintervall) ermittelt. Der nachfolgende Symboldetektor 19 ermittelt geschätzte Symbole _n. Schließlich werden die Symbole _n mit einem Decoder 20, dessen Funktion invers zum Coder 8 ist, in binäre Daten umgewandelt.The received signal is first filtered using a matched filter 16 . This filter is adapted to the pulse shaper 9 . Its transmission function thus also corresponds to a root-raised cosine function. The filtered received signal is then sampled with a scanner 17 . The sampling rate 1 / T _A is preferably at least four times greater than the symbol rate 1 / T _S. The sampling is done with a free running oscillator. This means that he averaged from the sampling values of the phase errors of the sampling and an in-phase signal value must be estimated. These two functions are performed by the synchronization circuit 18 . From the z. B. four samples per symbol interval, a signal value (per symbol interval) is determined. The subsequent symbol detector 19 determines estimated symbols _n . Finally, the symbols _n are converted into binary data using a decoder 20 , the function of which is the inverse of the coder 8 .

Damit ist der grobe Verlauf der Datenübertragung beschrieben. Im folgenden geht es nun darum, die empfängerseitigen Einzelheiten des Verfahrens im einzelnen zu erläutern.This describes the rough course of the data transmission. Hereinafter it is now a matter of checking the recipient 's details of the procedure in the to explain each.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Symboldetektors 19. Das zentrale Element ist der DFE-Decoder 21. Er eliminiert im Prinzip die ISI, die durch die Hochpaßfilterung auf der Senderseite eingeführt worden ist. Infolge der Hochpaßfilterung hat nämlich die Impulsantwort des Ge samtsystems einen relativ hohen Hauptimpulswert und langsam abklingende Nachläufe. Mit wachsender Grenzfrequenz des Hochpaßfilters verschiebt sich immer mehr Energie auf die Impulsnachläufe. Es hat sich nun gezeigt, daß der einfache Schwellenwertentscheider trotz unendlichem Störabstand bereits bei kleiner Grenzfrequenz des Hochpaßfilters nicht mehr vernünftig arbei tet und hohe Fehlerraten produziert. Fig. 2 shows a block diagram of the symbol detector 19 according to the invention. The central element is the DFE decoder 21 . In principle, it eliminates the ISI introduced by the high-pass filtering on the transmitter side. As a result of the high-pass filtering, the impulse response of the entire system has a relatively high main impulse value and slowly decaying wakes. As the cut-off frequency of the high-pass filter increases, more and more energy is shifted to the pulse wake. It has now been shown that, despite the infinite signal-to-noise ratio, the simple threshold value decider no longer works properly even at a low cut-off frequency of the high-pass filter and produces high error rates.

Bei der bevorzugten blockweisen Übertragung kann die ISI aufgeteilt werden in einen blockintern und einen blockextern bedingten Anteil. Die block externe ISI wird ausschließlich durch Symbole erzeugt, die in anderen Blöcken übertragen werden. Zu ihrer Eliminierung ist ein Blockegalisator 22 vorgesehen. Für eine korrekte Schätzung im DFE-Decoder 21 müssen im Prinzip die Parameter des Signals, nämlich der DC-Offset und die Amplitude, bekannt sein. Diese Parameter sind aber nicht im voraus bekannt, weil sie sich schaltungsbedingt langsam verändern, und müssen deshalb im Empfänger mit dem Parameter-Estimator 23 geschätzt werden. Durch den Temperatureinfluß und die Exemplarstreuung entsteht zwischen dem Sender und dem lokalen Os zillator des Empfängers ein Frequenzversatz, der einen datenunabhängigen DC-Anteil hinter dem Frequenzdiskriminator verursacht. Dieser DC-Offset kann im extremen Fall ca. 30% der Augenöffnung des Übertragungssignals be tragen. Im übrigen führt auch die Schwankung der Modulatorkonstante (± 5%) resp. der Demodulatorkonstante (± 40%) zu einer Fluktuation der Signalam plitude des Basisbandsignals im Empfänger. Die zeitliche Änderung des Fre quenzoffsets und der Modulator- resp. Demodulatorkonstante ist im Vergleich zur Symboldauer T_S jedoch sehr langsam. Innerhalb eines Blocks können des halb die genannten Parameter als konstant angenommen werden. Im Zeit-Multi plex-Betrieb schwanken sie allerdings stark von Block zu Block. Der Para meter-Estimator 23 schätzt also den DC-Offset und die Amplitude blockweise und gibt diese Werte an den DFE-Decoder 21 weiter.In the preferred block-wise transmission, the ISI can be divided into an intra-block and a non-block-related part. The block external ISI is generated exclusively by symbols that are transmitted in other blocks. A block equalizer 22 is provided to eliminate them. In principle, the parameters of the signal, namely the DC offset and the amplitude, must be known for a correct estimate in the DFE decoder 21 . However, these parameters are not known in advance because they change slowly due to the circuitry and must therefore be estimated in the receiver using the parameter estimator 23 . Due to the influence of temperature and the scatter of specimens, a frequency offset arises between the transmitter and the local oscillator of the receiver, which causes a data-independent DC component behind the frequency discriminator. In extreme cases, this DC offset can be approximately 30% of the eye opening of the transmission signal. Otherwise, the fluctuation in the modulator constant (± 5%) or. the demodulator constant (± 40%) to a fluctuation in the signal amplitude of the baseband signal in the receiver. The temporal change of the frequency offset and the modulator resp. However, the demodulator constant is very slow compared to the symbol duration T _S. The parameters mentioned can therefore be assumed to be constant within a block. In time multiplex operation, however, they fluctuate greatly from block to block. The parameter estimator 23 thus estimates the DC offset and the amplitude in blocks and passes these values on to the DFE decoder 21 .

Fig. 3 zeigt nun ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen DFE-Decoders 21. Wie aus der Figur zu entnehmen ist, wird aus den bisher entschiedenen Symbolen _n-1, _n-2, . . . _n-K ein Schätzwert _n gemäß Fig. 3 shows a block diagram of the DFE decoder 21 according to the invention. As can be seen from the figure, the previously decided symbols _n-1 , _n-2,. . . _nK an estimate _n according to

des ISI-Einflusses der vorangegangenen Impulse auf den aktuellen Abtastwert r_n am Ausgang des Empfangsfilters generiert und von r_n abgezogen. K ist da bei der Grad der Entscheidungsrückkopplung. g_i bezeichnet die zeitdiskrete Stoßantwort des Übertragungssystems bestehend aus Pulsformer 9, Matched- Filter 16 und Hochpaßfilter 10. Für das kompensierte Signal _n of the ISI influence of the preceding pulses on the current sample r _n at the output of the reception filter and subtracted from r _n . K is there with the degree of decision feedback. g _i denotes the time-discrete impulse response of the transmission system consisting of pulse shaper 9 , matched filter 16 and high-pass filter 10 . For the compensated signal _n

_n = r_n - _n (III) _n = r _n - _n (III)

(ermittelt durch das Summierglied 26) wird anschließend eine einfache Schwellenwertdetektion (Schwellenwertentscheider 27) durchgeführt. Die Prä diktion des ISI-Einflusses wird also mit einem T_S-beabstandeten FIR-Filter (Verzögerungsglieder 24.1, . . . 24.K, Summierglied 25) mit K-Koeffizienten (g₁ . . . g_K) realisiert. (determined by the summing element 26 ), a simple threshold value detection (threshold value decider 27 ) is then carried out. The prediction of the ISI influence is therefore realized with a T _S- spaced FIR filter (delay elements 24.1 ,... 24 .K, summing element 25 ) with K coefficients (g ₁ ... G _K ).

Beim Einschalten des DFE-Decoders 21 ist kein Kompensationssignal _n ver fügbar. In den meisten Fällen schwingt der DFE-Decoder 21 nach ein paar richtigen Entscheidungen relativ schnell ein. Bei ungünstiger ISI-Störung ist es jedoch möglich, daß durch häufige Fehlentscheidungen und entspre chend falsche Kompensation lange "Fehlerbursts" auftreten. Im Blockbetrieb kann deshalb ein ganzer Block verlorengehen.When the DFE decoder 21 is switched on, no compensation signal _{n is} available. In most cases, the DFE decoder 21 settles in relatively quickly after a few correct decisions. In the case of an unfavorable ISI fault, it is possible that long "error bursts" occur due to frequent wrong decisions and accordingly incorrect compensation. An entire block can therefore be lost in block operation.

Die Impulsantwort des Systems ist abhängig von der Grenzfrequenz und der Ordnung des Hochpaßfilters. Es hat sich nun gezeigt, daß die Ordnung des Hochpaßfilters ein viel kritischerer Parameter als die Grenzfrequenz ist.The impulse response of the system depends on the cutoff frequency and the Order of the high-pass filter. It has now been shown that the order of the High pass filter is a much more critical parameter than the cutoff frequency.

Schließlich wurde gefunden, daß die ISI-Energie bei gleicher Grenzfre quenz mit steigender Ordnung des Hochpaßfilters stark anwächst und damit die Detektionsperformance des DFE-Decoders drastisch verschlechtert. Aus diesen Gründen sollte bei der Realisierung des Systems darauf geachtet wer den, daß die Ordnung des Hochpaßfilters möglichst klein ist.Finally it was found that the ISI energy with the same limit frequency quence grows strongly with increasing order of the high-pass filter and thus the detection performance of the DFE decoder deteriorated drastically. Out For these reasons, care should be taken when implementing the system that the order of the high-pass filter is as small as possible.

Bei der Decodierung müssen aus einem Block möglichst viele (im Idealfall alle) Symbole extrahiert werden, ohne daß auf eine Zustandsinformation zu rückgegriffen werden könnte. Beim DFE-Decoder wird man das Zustandsregi ster, welches die vergangenen Symbolentscheidungen enthält, zur Initiali sierung typischerweise auf Null setzen. Die ersten Symbole eines Blocks sind dann der vollen ISI ausgesetzt, und die Fehlerwahrscheinlichkeit ist entsprechend hoch. Tiefer im Block stehen verläßlichere Symbolentscheidun gen zur Verfügung.When decoding, as many as possible from a block (ideally all) symbols are extracted without any status information could be used. With the DFE decoder you become the state controller ster, which contains the past symbol decisions, for the initial Typically set zeroing. The first symbols of a block are then exposed to the full ISI and the probability of error is correspondingly high. Deeper in the block are more reliable symbol decisions available.

Zur Verbesserung des Einschwingverhaltens dient nun der Blockegalisator 22, der im Prinzip ein zeitvariantes Vorfilter für die DFE-Decodierung dar stellt. Dieses Vorfilter macht eine Minimum Mean Square Error-Entzerrung (MMSE) des jeweiligen Abtastwertes. Dabei wird aber nicht das Sendesymbol α_n als Zielgröße angenommen, sondern der Amplitudenwert, den man erhielte, wenn nur Interferenz von Symbolen innerhalb des Blocks auftreten würde. Die Auflösung der verbliebenen Innerblock-ISI wird in der oben beschriebenen Art vom DFE-Decoder 21 vorgenommen. Wenn die Blocklänge größer ist als die Länge der Gesamtimpulsantwort, dann werden bei dieser Methode die letzten Abtastwerte eines Blocks vom Vorfilter überhaupt nicht geändert. Der erste Abtastwert wird immer im konventionellen Sinn (Minimierung der Gesamt-ISI) entzerrt.The block equalizer 22 , which in principle represents a time-variant pre-filter for DFE decoding, now serves to improve the transient response. This pre-filter makes a minimum mean square error equalization (MMSE) of the respective sample value. However, it is not the transmission symbol α _{n that} is assumed as the target variable, but rather the amplitude value that would be obtained if only interference of symbols within the block would occur. The remaining inner block ISI is resolved by the DFE decoder 21 in the manner described above. If the block length is greater than the length of the total impulse response, then with this method the last samples of a block are not changed at all by the prefilter. The first sample value is always equalized in the conventional sense (minimizing the overall ISI).

Fig. 4 veranschaulicht das Prinzip der Blockegalisation. α _act bezeichnet die Symbolfolge im aktuellen Block. Entsprechend bezeichnet α _past die Sym bolfolge im vergangenen Block. G₁ und G₂ sind Matrizen, die aufgrund der Impulsantwort festgelegt sind und den Einfluß der entsprechenden Symbole auf das Empfangssignal beschreiben. n beschreibt die additive Störung. Das Empfangssignal r läßt sich durch folgende Gleichung beschreiben: Fig. 4 illustrates the principle of block equalization. α _act denotes the symbol sequence in the current block. Accordingly, α _past denotes the symbol sequence in the last block. G ₁ and G ₂ are matrices that are defined on the basis of the impulse response and describe the influence of the corresponding symbols on the received signal. n describes the additive disturbance. The received signal r can be described by the following equation:

r + s₁ + s₂ + n (IV) r + s ₁ + s ₂ + n (IV)

Der Blockegalisator, der sich in der vorliegenden Fig. 4 in der Matrix G manifestiert, ist so bemessen, daß die Wirkung von s ₂ auf r im Sinne des MMSE-Prinzips minimiert wird:The block equalizer, which manifests itself in matrix G in the present FIG. 4, is dimensioned such that the effect of s ₂ on r is minimized in the sense of the MMSE principle:

E {r ^T (r₁ - s₁)} = 0 (V)E { r ^T ( r ₁ - s ₁)} = 0 (V)

E {.} bezeichnet dabei den Erwartungswert des angegebenen Arguments. (Die Berechnung der Koeffizienten der Matrix G aufgrund des angegebenen Optimie rungskriteriums ist für den Fachmann eine Routinearbeit.)E {.} Denotes the expected value of the given argument. (The Calculation of the coefficients of the matrix G based on the given optimization criterion is routine work for the specialist.)

Im folgenden wird nun die erfindungsgemäße Open-Loop-Parameterschätzung beschrieben. Im n-ten Intervall ist das abgetastete Empfangssignal r_n gege ben durchThe open loop parameter estimation according to the invention will now be described below. In the nth interval, the sampled received signal r _{n is} given by

Dabei bezeichnen A_o und d_o die unbekannte, aber konstante Signalamplitude und den DC-Offset. Der Gauss′sche Störprozeß mit der Variablen n_n ist mit telwertfrei und hat die Varianz an σ_n ². Die Sequenz {α_n} besteht aus vierstu figen, gleich wahrscheinlichen Symbolen α_n, die unkorreliert und mittel wertfrei sind: A _o and d _o denote the unknown but constant signal amplitude and the DC offset. The Gaussian disturbance process with the variable n _n is free of tel values and has the variance at σ _n ² . The sequence {α _n } consists of four-stage, equally probable symbols α _n , which are uncorrelated and mean-free:

Gemäß der Erfindung werden der Schätzwert der Amplitude Â und des DC- Offsets wie folgt gebildet:According to the invention, the estimate of the amplitude Â and the DC Offsets are formed as follows:

In der Praxis werden die Erwartungswerte r_n und σ_r ² durch zeitliche Mitte lung des Empfangssignals r_n resp. des quadrierten Empfangssignals r_n ² über L aufeinanderfolgende Symbolintervalle (d. h. über ein Estimationsfenster LT_S) approximiert:In practice, the expected values r _n and σ _r ^{2 are} determined by averaging the received signal r _{n over time} . of the squared received signal r _n ² approximated over L successive symbol intervals (ie over an estimation window LT _S ):

Die Mittelwertbildung nach Gleichung X und XI entspricht einer Tiefpaßmittelung des Empfangssignals mit der Bandbreite 1/(LT). Da das Rauschlei tungsspektrum nach dem FM-Demodulator quadratisch mit der Frequenz steigt, wird die Störleistung weitgehend unterdrückt durch diese Tiefpaßfilterung. Die Wahl eines breiten Estimationsfensters (LT) ist daher ein sehr wirk sames Mittel zur Jitter-Unterdrückung. Im Hinblick auf den burst-Betrieb darf L jedoch nicht zu groß sein, da ja in diesem Fall ein schnelles Fol gen des aktuellen Signalparameters beim burst-Wechsel erforderlich ist. Die Fensterbreite liegt in der Größenordnung von 100 Symbolintervallen.The averaging according to equations X and XI corresponds to a low-pass averaging the received signal with the bandwidth 1 / (LT). Because the intoxication spectrum after the FM demodulator increases quadratically with frequency, the interference power is largely suppressed by this low-pass filtering. The choice of a wide estimation window (LT) is therefore very effective complete means of suppressing jitter. With regard to burst operation However, L must not be too large, since in this case a fast fol the current signal parameter is required when changing bursts. The Window width is in the order of 100 symbol intervals.

Bei einer Fensterbreite LT ist ein restlicher datenabhängiger DC-Anteil vorhanden, der die Schätzung des eigentlichen DC-Offsets (d_o) beeinflußt. Durch die AC-Kopplung ist dieser datenabhängige DC-Anteil jedoch bereits im Sender schon entfernt worden. Deshalb wird insbesondere die DC-Schätzung sehr robust. Je höher die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters ist, desto zu verlässiger dürften die Parameter-Schätzwerte sein.With a window width LT there is a remaining data-dependent DC component which influences the estimation of the actual DC offset (d _o ). Due to the AC coupling, this data-dependent DC component has already been removed in the transmitter. That is why the DC estimation in particular becomes very robust. The higher the cut-off frequency of the high-pass filter, the more reliable the parameter estimates are likely to be.

Nach Gleichung VI ist das Empfangssignal proportional zur Signalamplitude A_o, und damit sind auch der Mittelwert r_n und die Streuung α_r proportional zu A_o. Daraus folgt, daß der Amplitudenschätzwert Â gemäß Formel VIII proportional zu A_o und der DC-Schätzwert gemäß Formel IX unabhängig von A_o ist. Die Performance der Open-Loop-Parameterschätzung wird deshalb von der tatsächlichen Höhe der Signalamplitude nicht beeinträchtigt. Abgesehen von der verminderten Empfangsnutzenergie und dem entsprechend verminderten Signalrauschverhältnis, was durch die ZF-Filterung infolge eines Frequenz versatzes zwischen dem Sender und dem Empfänger bedingt ist, gilt dieselbe Aussage auch bzgl. der Höhe des DC-Offsets.According to equation VI, the received signal is proportional to the signal amplitude A _o , and thus the mean value r _n and the scattering α _{r are also} proportional to A _o . It follows that the amplitude estimate Â according to Formula VIII is proportional to A _o and the DC estimate according to Formula IX is independent of A _o . The performance of the open loop parameter estimation is therefore not affected by the actual level of the signal amplitude. Apart from the reduced reception useful energy and the correspondingly reduced signal-to-noise ratio, which is due to the IF filtering as a result of a frequency offset between the transmitter and the receiver, the same statement also applies to the amount of the DC offset.

Die wichtigsten Aspekte der Symboldetektion sind nun ausreichend erläutert worden. Im folgenden wird noch auf ein spezifisches Synchronisationsverfah ren eingegangen.The most important aspects of symbol detection are now sufficiently explained been. The following is a specific synchronization procedure received.

Gemäß der Erfindung werden die Berechnungen zur Bestimmung der Taktphase mit einem DSP (Digitaler Signal Prozessor), d. h. also in der digitalen Ebene, ausgeführt. Die Taktsynchronisation ist aber nur eine der Aufgaben des DSP. Die entsprechenden Berechnungen werden dann im time-sharing- Betrieb durchgeführt. Es wird also ein ganzer Block von Abtastwerten zwi schengespeichert, bevor die Bearbeitung des Blocks beginnt. Die dadurch be dingte Verzögerung macht eine Nachführung des Abtasttaktes problematisch. Deshalb wird gemäß der Erfindung eine freilaufende Abtastung durchgeführt, was zur Folge hat, daß zwischen Abtast- und Symboltakt ein Offset ε ent steht. According to the invention, the calculations are used to determine the clock phase with a DSP (digital signal processor), d. H. so in the digital Level, executed. Clock synchronization is only one of the tasks of the DSP. The corresponding calculations are then carried out in time sharing Operation carried out. So there is an entire block of samples between cached before block processing begins. The be due delay makes tracking the sampling clock problematic. Therefore, according to the invention, a free running scan is carried out which has the consequence that an offset ε ent between the sampling and symbol clock stands.

Da der digitalen Synchronisationsschaltung nur Abtastwerte des Empfangs signals zur Verfügung stehen, muß sie zunächst eine Taktphasenschätzung und dann eine entsprechende Interpolation durchführen.Because the digital synchronization circuit only samples of the reception signals are available, it must first a clock phase estimate and then perform an appropriate interpolation.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Synchronisationsschaltung. Die vom Ab taster 17 gelieferten Werte werden einerseits einem Vorfilter 28 und ande rerseits einem Interpolator 32 zugeführt. Nach dem Vorfilter 28 folgt ein Quadrierer 29, ein DFT-Rechner 33 (DFT = Diskrete Fourier Transformation), ein Mittelwertbildner 30 und ein Phasenextraktor 31. Am Ausgang des Phasen extraktors 31 liegt ein geschätzter Wert für den Phasenfehler vor, wel cher bei der Interpolation Verwendung findet. Fig. 5 shows a block diagram of the synchronization circuit. The values supplied by the pushbutton 17 are supplied on the one hand to a prefilter 28 and on the other hand to an interpolator 32 . After the pre-filter 28 is followed by a squarer 29 , a DFT calculator 33 (DFT = Discrete Fourier Transformation), an averager 30 and a phase extractor 31 . At the output of the phase extractor 31 there is an estimated value for the phase error, which is used in the interpolation.

Die Besonderheiten der erfindungsgemäßen Synchronisationsschaltung 18 lie gen einerseits im Vorfilter 28 und andererseits im Interpolator 32.The special features of the synchronization circuit 18 according to the invention lie on the one hand in the prefilter 28 and on the other hand in the interpolator 32 .

Das optimale Vorfilter ist zeitvariant, wenn der Empfänger einen Ausschnitt des Empfangssignals beobachtet. Durch dieses Vorfilter wird das Eigenrau schen (self noise) unterdrückt. Aus Komplexitätsgründen wird aber ein zeitinvariantes Vorfilter verwendet. Zur Vermeidung von Eigenrauschen muß dieses Filter T_S periodische Nullstellen in der Impulsantwort des Gesamt systems, das durch Sendefilter H_F(f), Matched-Filter H_S*(f) und Vorfilter H_E(f) gebildet ist, erzwingen. Dazu muß das resultierende SpektrumThe optimal pre-filter is time-variant if the receiver observes a section of the received signal. The self-noise is suppressed by this pre-filter. For reasons of complexity, a time-invariant pre-filter is used. To avoid intrinsic noise, this filter T _{S has to force} periodic zeros in the impulse response of the overall system, which is formed by transmission filter H _F (f), matched filter H _S * (f) and prefilter H _E (f). To do this, the resulting spectrum

H_G(f) = |H_S(f)|² · H_E(f), f_S = 1/T_S (XII)H _G (f) = | H _S (f) | ² · H _E (f), f _S = 1 / T _S (XII)

die Bedingungthe condition

exp(-jΦ)H_G (f_S/2+ Δf) = exp (jΦ) H_G* (f_S/2-Δf) (Δf) f_S/2 (XIII)exp (-jΦ) H _G (f _S / 2 + Δf) = exp (jΦ) H _G * (f _S / 2-Δf) (Δf) f _S / 2 (XIII)

für wenigstens einen Wert von Φ erfüllen. Dabei wurde vorausgesetzt, daß H_G(f) auf |f| f_S bandbegrenzt ist. Die oben genannte Symmetriebedingung ergibt keine eindeutige Lösung für H_E(f). Gemäß der Erfindung wird deshalb H_E(f) wie folgt festgelegt: for at least a value of Φ. It was assumed that H _G (f) on | f | f _{S is} band-limited. The symmetry condition mentioned above does not provide a clear solution for H _E (f). According to the invention, H _E (f) is therefore defined as follows:

H_E(f) = [H_S(f-f_S)]² + [H_S(f+f_S)]² (XIV)H _E (f) = [H _S (ff _S )] 2 + [H _S (f + f _S )] 2 (XIV)

Das oben definierte Filter hat einen bzgl. f = f_S unsymmetrischen Bandpaßfrequenzgang. Deshalb kann eine Realisierung als FIR-Filter nicht mit T_S beabstandeten Stützstellen bei reellen Koeffizienten erfolgen.The filter defined above has an asymmetrical bandpass frequency response with respect to f = f _S. Therefore, a realization as an FIR filter can not be done with T _S spaced support points at real coefficients.

Gemäß der Erfindung wird nun dem Vorfilter die Abtastrate 1/T_A (z. B. 4/T_S) zu Grunde gelegt. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung werden die Koeffizienten h_E(∂) wie folgt:According to the invention, the pre-filter is now based on the sampling rate 1 / T _A (z. B. 4 / T _S ). According to one embodiment of the invention, the coefficients h _E (∂) are as follows:

h_E (∂) = cos (∂π/2) g(∂T_A) (XV)h _E (∂) = cos (∂π / 2) g (∂T _A ) (XV)

g(∂T_A) sind dabei die Koeffizienten der Impulsantwort der oben genannten Reihenschaltung (vgl. Formel XII).g (∂T _A ) are the coefficients of the impulse response of the series connection mentioned above (see formula XII).

Vorzugsweise wird die Komplexität dieses Filters durch eine LSE-Approxima tion (LSE = Least Square Error) reduziert. Die gesuchte Approximation g_E(∂) wird so gewählt, daß die Energie des FehlersignalsThe complexity of this filter is preferably reduced by an LSE approximation (LSE = Least Square Error). The searched approximation g _E (∂) is chosen so that the energy of the error signal

minimal wird. Durch Ableiten nach den Entzerrerkoeffizienten ∂_E() und Null setzen ergibt sich ein lineares Gleichungssystem, mit welchem die Vor filterkoeffizienten bestimmt werden können.becomes minimal. Deriving according to the equalizer coefficients ∂ _E () and setting zero results in a linear system of equations with which the pre-filter coefficients can be determined.

Der Interpolator 32 ermittelt aus den z. B. 4 innerhalb eines Symbolinter valls T_S liegenden Abtastwerten einen phasenmäßig berichtigten, geschätz ten Abtastwert. Gemäß der Erfindung wird dabei das Interpolationsproblem nicht unabhängig vom Übertragungssystem betrachtet.The interpolator 32 determines from the z. B. 4 samples within a symbol interval T _S a phase corrected, estimated th sample. According to the invention, the interpolation problem is not considered independently of the transmission system.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der optimalen Interpolar-Koeffizienten. Die Symbolfolge α wird vom Sendefilter h_S(t) pulsamplitudenmoduliert und bei der Übertragung von Weissem Gauss′schem Rauschen gestört. Nach der Empfangsfilterung h_r(t) erfolgt eine Abtastung. Dies führt zum diskreten Empfangsvektor r. Ein Segment, beginnend beim unteren Index N_u und endend beim oberen Index N_o mit infolgedessen N_o-N_u+1 Koeffizienten, wird an den (optimalen) Interpolator g _o weitergegeben. Der MMSE-Schätzwert ∂ des Sendesymbols α ist eine Linearkombination der Elemente von r _B. Da das Nutzsignal zyklostationär ist, hängt g _o bei entsprechender Verschiebung des Beobachtungsfensters (N_u : N_o) nicht vom Index ∂ ab. Selbstverständlich hängt g _o vom Abtastoffset ε ab. Gemäß der Erfindung wird also g _o so gewählt, daß der Fehler e_o zwischen dem tatsächlich gesendeten Symbol α und dem geschätzten Symbol ∂ gemittelt minimal ist. Mit dem Ortogonalitätsteoren erhält man somit die Interpolatorkoeffizienten (Vektorschreibweise) Fig. 6 shows a block diagram for illustrating the optimum Interpolar coefficients. The symbol sequence α is pulse-amplitude modulated by the transmission filter h _S (t) and disturbed in the transmission of white Gaussian noise. After the reception filtering h _r (t), a sampling is carried out. This leads to the discrete reception vector r . A segment, starting with the lower index N _u and ending with the upper index N _o with consequently N _o -N _u +1 coefficients, is passed on to the (optimal) interpolator g _o . The MMSE estimate ∂ of the transmission symbol α is a linear combination of the elements of r _B. Since the useful signal is cyclostationary, g _o does not depend on the index bei if the observation window (N _u : N _o ) is shifted accordingly. Of course, g _o depends on the waste gas set ε. According to the invention, g _o is chosen such that the error e _o between the actually transmitted symbol α and the estimated symbol ∂ is minimal minimal. With the orthogonality tectors one obtains the interpolator coefficients (vector notation)

g _o = b ∧^-1 (XVII) g _o = b ∧ ^-1 (XVII)

Dabei bezeichnet ∧r_Br_B die Autokorrelationsmatrix des Empfangsvektors r_B:Here ∧r _B r _B denotes the autocorrelation matrix of the reception vector r _B :

R_mm(T) + N_o/2 (h_r(t)_*h_r(t)]_t = τ (XIX)R _mm (T) + N _o / 2 (h _r (t) _* h _r (t)] _t = τ (XIX)

R_mm bezeichnet die Autokorrelationsfunktion des gefilterten Geräusches m(t). Schließlich bezeichnet h(t) die Faltung der Stoßantworten von Sende- und Empfangsfilter:R _mm denotes the autocorrelation function of the filtered noise m (t). Finally, h (t) denotes the convolution of the burst responses of the send and receive filters:

h(t) = h_S(t)_*h_r(t) (XX)h (t) = h _S (t) _* h _r (t) (XX)

b() = h (T_A + ε) (XXI)b () = h (T _A + ε) (XXI)

Der oben beschriebenen Interpolatoroperation kann ein äquivalentes Filter zugeordnet werden. Dieses Filter hat eine zeitkontinuierliche Impulsantwort g_o(t). Wenn die Abtastwerte mit diesem Filter gefiltert werden, entsteht das optimal interpolierte zeitkontinuierliche Empfangssignal. An equivalent filter can be assigned to the interpolator operation described above. This filter has a continuous impulse response g _o (t). If the samples are filtered with this filter, the optimally interpolated continuous-time received signal is produced.

Fig. 7 zeigt die Stoßantwort des äquivalenten Filters bei einer Inter polation mit 3 Stützstellen. Das Maximum liegt bei t = 0. Bei t= -T_A und t = +T_A hat das Filter einen Nulldurchgang. Bei t= +/-0,5T_A hat die Im pulsantwort einen Sprung. Es ist zu beachten, daß der Phasenfehler ε stets kleiner als T_A/2 ist. Fig. 7 shows the shock response of the equivalent filter with an interpolation with 3 support points. The maximum is t = 0. At t = -T _A and t = + T _A , the filter has a zero crossing. At t = +/- 0.5T _A the pulse response has a jump. It should be noted that the phase error ε is always smaller than T _A / 2.

Zu einem gegebenen Phasenfehler ε werden die Interpolatorkoeffizienten aus der Fig. 7 so gewonnen, daß die Werte bei ε, ε-T_A und ε+T_A abgelesen wer den. Aus den Abtastwerten des Empfangssignals werden dann stets die drei dem zu interpolierenden Phasentakt am nächsten liegenden Werte herangezo gen und entsprechend den Koeffizienten gewichtet summiert.For a given phase error ε, the interpolator coefficients from FIG. 7 are obtained such that the values at ε, ε-T _A and ε + T _{A are} read. The three values closest to the phase clock to be interpolated are then always taken from the sampled values of the received signal and weighted according to the coefficients.

Es hat sich gezeigt, daß bei einer Interpolation mit nur zwei Koeffizien ten die lineare Interpolation in guter Näherung optimal ist.It has been shown that with an interpolation with only two coefficients linear interpolation is optimal in a good approximation.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß durch die Erfindung unter Beachtung relevanter praktischer Imperfektionen ein Modem konzipiert werden kann, welches gegenüber einem herkömmlichen binären FM-Modem nahezu die doppelte Bandbreiteneffizienz aufweist. So wird z. B. eine 8 kb/s Übertra gung in 12,5 kHz-Kanalraster bei 60 dB Nachbarkanaldämpfung ermöglicht. Ferner ermöglicht die Erfindung eine AC-Kopplung mit mehr als 100 Hz. Variationen der Modular- und Demodulatorkonstanten und des DC-Offsets wer den nahezu perfekt ausgeregelt, wenn sie über nur ca. 100 Symbole mehr oder weniger konstant sind. Die Taktrückgewinnung erfordert sehr wenig Taps sowohl für die Vorfilter-Realisierung als auch für den Interpolator. Schließlich wird durch die Erfindung das Einschwingverhalten des DFE-Deco ders wesentlich verbessert.In summary, it can be stated that the invention under Considering relevant practical imperfections a modem can be designed which is almost the same as a conventional binary FM modem has twice the bandwidth efficiency. So z. B. an 8 kb / s transfer in 12.5 kHz channel grid with 60 dB adjacent channel attenuation. Furthermore, the invention enables AC coupling with more than 100 Hz. Variations in the modular and demodulator constants and the DC offset who which are almost perfectly adjusted if they only have about 100 symbols or more are less constant. Clock recovery requires very little taps both for the pre-filter implementation and for the interpolator. Finally, the transient behavior of the DFE Deco ders much improved.

Claims

1. Method for the transmission of digital data over a fading channel, in which method

a) the data present in the form of at least four-stage symbols with a symbol rate 1 / T _S are converted into a base band signal with a pulse shaper ( 9 ),
b) the baseband signal is transmitted by means of an FM method ( 12 , 14 ) over the fading channel ( 3 ),
c) a received signal including the transmitted baseband signal is sampled ( 17 ) at a specific sampling rate T _A and
d) symbols estimated from the sampled received signal are determined,
characterized in that
e) the baseband signal on the transmitter side is at least freed from its DC component by a high-pass filter ( 10 ) and
f) the estimated symbols are determined using a DFE decoder ( 21 ) which at least partially compensates for an existing intersymbol interference.

2. The method according to claim 1, characterized in that the symbols are transmitted in mutually independent blocks of a certain block length and that on the receiver side parameters such as signal amplitude and DC offset are determined with a feedback-free parameter estimate ( 23 ).

3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the high-pass filter ( 10 ) has a cutoff frequency of at least 20 Hz and at most 300 Hz, in particular from 50 to 100 Hz.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the high-pass filter ( 10 ) is a first order filter.

5. The method according to any one of claims 2 to 4, characterized in that to improve the transient response of the DFE decoder ( 21 ) with a upstream of the DFE decoder ( 21 ) block equalizer ( 22 ), the inter-symbol interference caused by adjacent blocks is compared and that only the intra-block inter-symbol interference is compensated with the DFE decoder ( 21 ).

6. The method according to any one of claims 1 to 5, characterized in that

a) the received signal with a free-running oscillator with a sampling rate 1 / T _A , which is greater than the symbol rate 1 / T _S, is oversampled that
b) a clock phase estimate ( 18 ) for determining the clock phase error is carried out and
c) that the oversampled received signal is interpolated once per symbol interval T _{S in} accordance with the determined clock phase error.

7. The method according to claim 6, characterized in that to the Interpola tion clock phase error dependent coefficients for weighting the abge keyed receive signal are used, the error between the interpolated and the ideal signal value at the desired sampling time taking into account the entire transmission route after Optimize MMSE criterion.

8. The method according to claim 7, characterized in that the sampling rate 1 / T _{A is} four times greater than the symbol rate 1 / T _S and that at least two and at most three values of the sampled received signal are used for interpolation.

9. The method in particular according to one of claims 1 to 8, characterized in that at the beginning of the clock phase estimation, the values of the oversampled received signal are filtered by means of a pre-filter ( 28 ), the support points of which are detected according to the sampling rate and whose coefficients are at least approximately according to cos (∂π / 2) g (∂T _A ), where g (.) is the transfer function of the overall system.

10. The method according to claim 9, characterized in that the coefficients of the prefilter ( 28 ) approximate the optimal impulse response according to the LSE principle.

11. Transmitter circuit for transmitting digital data according to the method of claim 1 with a pulse shaper ( 9 ) for converting at least four-stage symbols into a baseband signal and a signal output for connecting the transmitter circuit to an FM radio ( 7.1 or 7.2 ), characterized that a high-pass filter ( 10 ) with a cut-off frequency of at least 50 Hz and at most 200 Hz is provided between the pulse shaper ( 9 ) and the signal output.

12. Receiver circuit for receiving digital data in the form of received signals according to the method of claim 1, with a signal input for connecting the receiver circuit to an FM radio ( 7.2 or 7.1 ), a sampling circuit ( 17 ) for sampling the received signal with a given Sampling rate (T _A ) and a symbol detector ( 19 ) for determining estimated symbols from the sampled received signal, characterized in that the symbol detector ( 19 ) comprises a DFE decoder ( 21 ) which at least partially compensates for intersymbol interference.

13. Modem characterized by a transmitter circuit ( 1.1 ) according to claim 11 and a receiver circuit ( 4.1 ) according to claim 12.

14. Device for performing the method according to claim 1, characterized by at least two modems according to claim 13 and at least two radio transmission devices ( 7.1 , 7.2 ) for the transmission of voice signals, the modems being connectable to the radio transmission devices ( 7.1 , 7.2 ).