DE3634329C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuergerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie es z. B. aus der US-PS 45 10 411 bekannt ist. Die zum Antrieb des Motor-Rotors dienenden elektromechanischen Energieumformelemente können beispielsweise als elektrostruktive bzw. piezoelektrische oder magnetostriktive Elemente ausgebildet sein.

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß der Motor dann wirksam angetrieben wird, wenn ein Signal mit der Reso­ nanzfrequenz des Motors angelegt wird, wurden verschie­ dene Ansteuerschaltungen zur Ansteuerung des Motors vor­ geschlagen:

• (1) Gemäß der US-PS 45 10 411 wird der Antriebs- bzw. Dreh­ zustand des Vibrationswellenmotors mittels einer separa­ ten Elektrode erfaßt und das Erfassungssignal rückgekop­ pelt. Ein Filter mit hoher Güte im Bereich der bekannten Resonanzfrequenz des Motors wird in eine Schleife einer Rückkopplungsschaltung eingefügt. Die Schleifenverstär­ kung bei der Resonanzfrequenz wird derart erhöht, daß sich infolge der Rückkopplung die Resonanzfrequenz des Motors einstellt.
  Anstelle die Schleifenverstärkung im Bereich der Reso­ nanzfrequenz zu erhöhen, wird alternativ der Motor mit einer Frequenz im Bereich der Resonanzfrequenz zwangs­ weise angesteuert und das durch den Antrieb am Erfas­ sungsanschluß erzeugte Signal so rückgekoppelt, daß die Frequenz im Bereich der Resonanzfrequenz genau mit der Resonanzfrequenz übereinstimmt, wobei der Motor mit dem Signal mit dieser Frequenz angetrieben wird.
• (2) Gemäß der DE-OS 34 06 408 wird ein Oszillator mit mehreren Schwingfrequenzen verwendet; die Signale der entsprechenden Frequenzen werden an den Vibrationswellen­ motor angelegt; die Drehzahlen werden erfaßt und dieje­ nige Frequenz, bei der sich die höchste Drehzahl ergibt, wird gewählt und beibehalten.
  Alternativ wird anstelle der Zufuhr von Signale mehrerer Frequenzen die Frequenz kontinuierlich gewobbelt bzw. er­ höht und die Frequenzerhöhung dann beendet, wenn die Drehzahl des Vibrationswellenmotors einen Höchstwert er­ reicht, wobei diese Frequenz beibehalten wird.

Diese bekannten Steuergeräte haben folgende Nachteile:
Bei dem Gerät des Typs (1) bei dem das Rückkopplungssi­ gnal verwendet wird, erhält man zwar eine Frequenz, die den Änderungen der Belastung des Motors oder den Umge­ bungsbedingungen folgt, jedoch wird ein Filter mit hoher Güte oder eine Oszillatorschaltung benötigt, die den Vi­ brationswellenmotor nur beim Start zwangsweise ansteuert. Der Schaltungsaufbau ist daher sehr komplex und der Stromverbrauch der Schaltung entsprechend erhöht.
Bei dem Gerät des Typs (2), bei dem die Ansteuerfrequenz gewählt oder gewobbelt wird, ist eine Schaltung zur Aus­ wahl oder zum Wobbeln der Frequenz sowie darüber hinaus eine Einrichtung zur Erfassung der Drehzahl des Vibrati­ onswellenmotors erforderlich, so daß die entsprechende Schaltungsanordnung sehr komplex ist. Da die Resonanzfre­ quenz des Vibrationswellenmotors sich in Abhängigkeit von der Belastung des Motors oder von Umgebungsbedingungen ändert, ist es erforderlich, die Ansteuerfrequenz wieder­ holt zu wobbeln oder zu wählen, um die Ansteuerfrequenz zur Erzielung einer wirksamen Drehung kontinuierlich auf den optimalen Wert zu bringen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Steuergerät für einen Vibrationswellenmotor zu schaffen, das bei ei­ fachem Schaltungsaufbau einen zuverlässigen Anftrieb des Vibrationswellenmotors ermöglicht.

Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 angegebe­ nen Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegen­ stand der Unteransprüche.

Aus der GB-OS 20 08 809 ist ein System bekannt, das zum Erzeugen von Vibrationen in einen mit einem Auslaß verse­ henen Behälter dient, wozu entweder direkt an der Gehäu­ sewandung oder an einer zusätzlichen gehäuseinternen Wan­ dung Schwingspulen angebracht sind. Auf diese Weise sol­ len Schwingungen in der Wandung erreicht werden. Zur Regelung dieser Schwingungen ist ein Phasenvergleicher vorgesehen, welchem neben einem von der erregten Wandung ausgekoppelten Signal zum Vergleich ein Ausgangssignal zugeführt wird, das direkt von einem Oszillator abgelei­ tet ist, mittels dem die Schwingspulen angesteuert wer­ den.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 die Form von Elektroden des Stators eines Vibrationswellenmotors,

Fig. 2(a) und 2(b) Kurvenformen von Ansteuersignalen und Ausgangssignalen des Vibrationswellenmotors,

Fig. 3 in einem Blockschaltbild ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Vibrations­ wellenmotors,

Fig. 4(a) bis 4(c) die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3,

Fig. 5 einen detaillierten Schaltungsaufbau des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3,

Fig. 6(a) bis 6(d) die Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 5,

Fig. 7 in einem Blockschaltbild ein zweites Ausführungsbeispiel des Vibrationswellenmotors,

Fig. 8 in einem Blockschaltbild einen in Fig. 7 gezeigten Komparator 12,

Fig. 9(a) bis 9(c) Kurvenverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des Komparators 12,

Fig. 10(a) bis 10(e) Kurvenverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise des zweiten Ausführungsbeispiels, und

Fig. 11 einen detaillierten Schaltungsaufbau des zweiten Ausführungsbeispiels.

Fig. 1 zeigt die Form der Elektroden eines Stators eines Vibrationswellenmotors. Auf einem ringförmigen Stator 1 sind zwei gepolte oder mehrere getrennte elektrostriktive Elemente angeordnet. An Ansteuerelektroden 1-1 und 1-2 werden Ansteuer- bzw. Antriebssignale angelegt, deren gegenseitige Phasendifferenz 90° beträgt. Mit einer Elektrode 1-3 wird ein Resonanzzustand des Stators erfaßt. Eine gemeinsame Elektrode 1-4 ist mit den Elektroden verbunden, die an die Elektroden 1-1, 1-2 und 1-3 angrenzen. Da der Aufbau des Stators per se, z. B. durch die US-PS 45 10 411, bekannt ist, wird auf eine detaillierte Beschreibung desselben verzichtet. Wenn an die Elektroden die Ansteuersignale (periodisch verlaufende Spannungen) mit der Phasendifferenz von 90° angelegt werden, wird auf der Oberfläche des Stators eine Vibrations-Wanderwelle erzeugt.

Fig. 2 zeigt Kurvenverläufe zur Erläuterung der Phasenbeziehung zwischen den Ansteuersignalen für die Elektroden 1-1 und 1-2 des Stators des Vibrationswellenmotors gemäß Fig. 1 und des Ausgangssignals der Erfassungselektrode 1-3 im Resonanzzustand. Die in Fig. 2A gezeigten Ansteuersignale für die Elektroden 1-1 und 1-2 beziehen sich auf eine Vorwärtsdrehung des Vibrationswellenmotors, während sich die in Fig. 2B gezeigten Ansteuersignale für die Elektroden 1-1 und 1-2 auf eine Rückwärtsdrehung des Vibrationswellenmotors beziehen. Die Elektrode 1-3 ist derart angeordnet, daß im Resonanzzustand während der Vorwärts- oder Rückwärtsdrehung das Ausgangsignal der Elektrode 1-3 um 90° zu dem Ansteuersignal für die Elektrode 1-1 phasenverschoben ist. Da das Ansteuersignal für die Elektrode 1-1 um 90° zu dem Ausganssignal der Elektrode 1-3 phasenverschoben ist, ist die Position der Elektrode ebenfalls um 90° zu der der Elektrode 1-1 verschoben.

Fig. 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines Steuergeräts (Ansteuer­ schaltung) für den Vibrationswellenmotor (Ultraschallwellenmotor). Ein Stator 1 und Elektroden 1-1 bis 1-4 entsprechen jeweils denen der Fig. 1; der nicht-invertierende Eingang (+) eines Pegelkomparators 2 ist an die Erfassungselektrode 1-3 angeschlossen, während sein invertierender Eingang (-) an einer Bezugsspannung VA liegt; an einer Exklusiv- Oder-Schaltung 3 (nachfolgend mit "EXOR" bezeichnet), die als Phasenkomparator arbeitet, liegen die Ausgangssignale des Pegelkomparators 2 und eines später beschriebenen Komparators 13 an; ein Tiefpaßfilter 4 filtert das Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 3; ein spannungsgesteuerter Oszillator 5 (VCO), dessen Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des Tiefpaßfilters 4 verbunden ist, erzeugt ein Signal mit einem Tastverhältnis von 50% und mit einer Frequenz, die der Spannung an seinem Eingangsanschluß entspricht; ein Phasenschieber 6, dessen Eingangsanschluß 6-1 mit dem Ausgang des VCO 5 verbunden ist, erzeugt zwei Signale, deren Phasenverschiebung an einem Ausgangsanschluß 6-2 0° und an einem Ausgangsanschluß 6-3 90° beträgt und die die halbe Frequenz des Ausgangssignals des VCO 5 haben; der Eingangsanschluß einer Ausgabeschaltung 7 ist mit dem Ausgangsanschluß 6-2 des Phasenschiebers 6 verbunden, während ihr Ausgangsanschluß über eine Spule 10 mit der Ansteuerelektrode 1-1 verbunden ist; die Eingangsanschlüsse einer EXOR-Schaltung 9 sind mit dem Ausgangsanschluß 6-3 des Phasenschiebers 6 bzw. mit einem Drehrichtungs- Steueranschluß verbunden, während ihr Ausgangsanschluß über eine Ausgabeschaltung 8 mit einer Spule 11 verbunden ist, über die sie mit der Ansteuerelektrode 1-2 in Verbindung steht. Die Spulen 10 und 11 sowie die Elektroden 1-1 und 1-2 bilden eine elektrische Resonanzschaltung. Die Ausgabeschaltungen 7 und 8 sind derart ausgelegt, daß sie keine Phasenverschiebung hervorrufen. Die EXOR-Schaltung 3, das Tiefpaßfilter 4 und der VCO 5 bilden eine phasenstarre Regelschaltung bzw. PLL-Schaltung.

Nachstehend wird die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3 näher erläutert. Wenn das Gerät eingeschaltet wird, wird den entsprechenden Elementen Strom zugeführt. Da der Stator 1 anfänglich nicht vibriert bzw. schwingt, wird an der Erfassungselektrode 1-3 kein Signal erzeugt, so daß der Pegelkomparator 2 ein Signal mit niedrigem (L-)- Pegel erzeugt, das über das Tiefpaßfilter 4 dem VCO 5 zugeführt wird. Wenn seine Eingangsspannung Null ist, schwingt der VCO 5 mit einer unteren Grenzfrequenz fo′, wobei er Impulse mit einem Tastverhältnis von 50% erzeugt, die dem Phasenschieber 6 zugeführt werden, der daraus an seinen Ausgangsanschlüssen 6-2 und 6-3 Impulse mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90° erzeugt. Die Frequenz der Ausgangsimpulse an den Ausgangsanschlüssen 6-2 und 6-3 ist halb so groß wie die der Ausgangsimpulse des VCO 5. Die Impulse des Ausgangsanschlusses 6-2 des Phasenschiebers 6 werden über die Ausgabeschaltung 7 und die Spule 10 der Ansteuerelektrode 1-1 zugeführt. Da durch die Induktanz der Spule 10, die Kapazitanz zwischen den Elektroden 1-1 und 1-2 sowie einen ohmschen Widerstand eine Reihen-Resonanzschaltung gebildet ist, ist das Ansteuersignal an der Elektrode 1-1 selbst dann eine Sinusspannung gemäß der Fig. 2, wenn das Ausgangssignal des Phasenschiebers 6 eine Rechteckspannung ist bzw. aus Impulsen besteht.

Unter der Annahme, daß die Vorwärtsdrehung-Betriebsart gewählt ist, wird das Signal niedrigen Pegels dem einen Eingang der EXOR- Schaltung 9 zugeführt und an den Eingang der Ausgabeschaltung 8 ein mit einem 90°-Phasenwinkel vorauseilender Impuls angelegt. Als Folge davon wird durch die Wirkung der Spule 11 und der Elektroden 1-2 und 1-4 an die Elektrode 1-2 eine Sinusspannung angelegt, die gemäß der Darstellung in Fig. 2(a) der an der Elektrode 1-1 anliegenden Sinusspannung um 90° vorauseilt. Demzufolge werden an die Elektroden 1-1 und 1-2 Sinusspannungen angelegt, deren gegenseitige Phasenverschiebung 90° beträgt, wodurch auf der Oberfläche des Stators 1 eine Vibrations-Wanderwelle erzeugt wird, so daß der die Oberfläche des Stators unter Reibungsschluß berührende Rotor durch die Vibrations-Wanderwelle gedreht wird und der Motor daher läuft.

Wenn die Vibrationswelle auf der Oberfläche des Stators 1 erzeugt wird, wird an der Elektrode 1-3 ein den Vibrationszustand darstellendes Ausgangssignal (Sinusspannung) erzeugt, das dem Komparator 2 zugeführt und durch Vergleich mit der Bezugsspannung VA in eine Spannung mit logischem Pegel umgesetzt wird. Dem einen Eingangsanschluß der EXOR-Schaltung 3 werden daher Impulse zugeführt, die die gleiche Frequenz und Phase wie die an der Elektrode 1-3 erzeugte Sinusspannung haben.

Das Ansteuersignal für die Elektrode 1-1 wird darüber hinaus dem Komparator 13 zugeführt und in ein Signal mit logischen Pegeln umgesetzt, das dem anderen Eingangsanschluß der EXOR-Schaltung 3 zugeführt wird. Da die der EXOR-Schaltung 3 zugeführten Impulse die gleiche Frequenz und Phase wie die an der Elektrode 1-1 bzw. 1-3 anliegenden Signale haben, ist das Tastverhältnis des dem Tiefpaßfilter 4 zugeführten Ausgangssignals der EXOR-Schaltung 3 um so größer, je größer die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen ist. Das Tiefpaßfilter 4 erzeugt eine Spannung, deren Pegel dem von der EXOR-Schaltung 3 gebildeten Tastverhältnis entspricht, und führt diese dem VCO 5 zu, der Impulse erzeugt, deren Frequenz dem Pegel dieser Eingangsspannung entspricht.

Gemäß voranstehender Beschreibung wird die Frequenz des VCO 5 auf den Wert fo′ eingestellt, wenn der Ultraschallwellenmotor anzusteuern ist, wobei die Frequenz fo′ und eine Frequenz f1-1 des Ansteuersignals für die Elektrode 1-1 der Beziehung f1-1 = fo′/2 genügen. Da das Signal an der Elektrode 1-3 bei Beginn der Ansteuerung des Ultraschallwellenmotors noch nicht erzeugt wird, hat die an dem einen Eingangsanschluß der EXOR-Schaltung 3 anliegende Spannung niedrigen Pegel, wodurch das der Elektrode 1-1 zugeführte Signal mit dem Tastverhältnis von 50% dem anderen Eingangsanschluß zugeführt wird. Die EXOR-Schaltung 3 erzeugt daher Impulse mit einem Tastverhältnis von 50%. Wenn der VCO 5 so ausgelegt ist, daß seine Ausgangsfrequenz für die Impulse mit einem Tastverhältnis von 50% gleich 2fo ist, beträgt die Frequenz der Ansteuersignale für die Elektroden 1-1 und 1-2 jeweils fo, wobei das Signal der Elektrode 1-3 bezüglich des Signals der Elektrode 1-1 um 90° phasenverschoben ist, wodurch das Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 3 das Tastverhältnis von 50% beibehält und der Vibra­ tionswellenmotor im höchsten Resonanzzustand angesteuert wird.

Wenn dem einen Eingangsanschluß der EXOR-Schaltung 9 eine Spannung mit hohem (H-)Pegel zugeführt wird, treten die in der Fig. 2B gezeigten Signalverläufe auf und der Ultraschallwellenmotor dreht rückwärts.

Fig. 4 zeigt Funktionskurven zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 3 gezeigten Ansteuerschaltung für den Motor.

Fig. 4(a) zeigt die Beziehung der Phasendifferenz zwischen den an den Elektroden 1-1 und 1-3 anliegenden Signalen zu der Ansteuerfrequenz des Vibrationswellenmotors. Die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der Elektroden 1-1 und 1-3 beträgt 90°, wenn der Motor im höchsten Resonanzzustand oder mit der Resonanzfrequenz fo betrieben wird. Wenn das Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 3 das Tastverhältnis 50% aufweist, ist die Ansteuerfrequenz daher gleich fo.

Fig. 4(b) zeigt die Beziehung der Phasendifferenz zwischen den an den Elektroden 1-1 und 1-3 anliegenden Signalen zu dem von dem VCO 5 den Elektroden 1-1 und 1-2 zugeführten Ansteuersignal. Wie zu erkennen ist, arbeitet der VCO 5 derart, daß die Frequenz der Ansteuersignale fo beträgt, wenn die Phasendifferenz zwischen den Elektroden 1-1 und 1-3 90° beträgt, d. h. wenn das Tastverhältnis der EXOR- Schaltung 3 50% ist. Indem an die Elektroden 1-1 und 1-2 die Frequenz fo angelegt wird, beträgt die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Elektroden 1-1 und 1-3 daher 90°, wodurch der Ultraschallwellenmotor gemäß Fig. 4(c) mit der Frequenz am Kreuzungspunkt der in den Fig. 4(a) und 4(b) gezeigten Kurven stabil angesteuert bzw. betrieben wird, d. h. mit der Resonanzfrequenz fo.

Fig. 5 zeigt einen ausführlichen Schaltplan des Tiefpaßfilters 4, des VCO 5, des Phasenschiebers 6 und der Ausgabeschaltungen 7 und 8 der Fig. 3.

Das Tiefpaßfilter 4 weist Widerstände 4-1 und 4-2 sowie einen Kondensator 4-3 auf. Der Widerstand 4-1 ist zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß des Tiefpaßfilters 4 geschaltet, während der Widerstand 4-2 und der Kondensator 4-3 in einer Reihenschaltung zwischen den Ausgangsanschluß und Masse geschaltet sind. Der VCO 5 enthält Operationsverstärker bzw. Komparatoren 5-1, 5-12 und 5-13, NPN-Transitoren 5-2 und 5-6 bis 5-9, PNP-Transistoren 5-3 bis 5-5, Widerstände 5-10 und 5-16, einen Kondensator 5-11, NAND-Gatter 5-14 und 5-15 sowie eine Konstantstromquelle 5-17. Der nicht-invertierende Eingang (+) des Operationsverstärkers 5-1 stellt den Eingang des VCO 5 dar. Der invertierende Eingang (-) des Operationsverstärkers 5-1 ist mit dem Emitter des Transistors 5-2 und dem Widerstand 5-10 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Operationsverstärker 5-1, der Transistor 5-2 und der Widerstand 5-10 bilden eine Spannungs- Stromumsetzungsschaltung, die am Kollektor des Transistors 5-2 einen der am Operationsverstärker 5-1 anliegenden Spannung entsprechenden Strom einprägt. Der Kollektor des Transistors 5-2 ist mit dem Kollektor und der Basis des Transistors 5-3, den Basen der Transistoren 5-4 und 5-5 sowie mit der Konstantstromquelle 5-17 verbunden. Die Transistoren 5-3 bis 5-5 bilden eine Stromspiegelschaltung.

Der Kollektor des Transistors 5-4 ist an die Kollektoren der Transistoren 5-6 und 5-7 sowie an die Basen der Transistoren 5-7 bis 5-9 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 5-5 ist an die Kollektoren der Transistoren 5-8 und 5-9, den invertierenden Eingang des Komparators 5-12, den nicht-invertierenden Eingang des Komparators 5-13 und an den Kondensator 5-11 angeschlossen.

Am nicht-invertierenden Eingang des Komparators 5-12 liegt eine Bezugsspannung V1 an, während am invertierenden Eingang des Komparators 5-13 eine Bezugsspannung V2 anliegt, die kleiner als V1 ist. Das Ausgangssignal des Komparators 5-12 wird dem einen Eingang des NAND-Gatters 5-14 zugeführt, an dessen anderem Eingang das Ausgangssignal des NAND-Gatters 5-15 anliegt. Das Ausgangssignal des Komparators 5-13 wird dem einen Eingang des NAND-Gatters 5-15 zugeführt, an dessen anderem Eingang das Ausgangssignal des NAND-Gatters 5-14 anliegt. Die NAND-Gatter 5-14 und 5-15 bilden ein Flip-Flop, wobei der dem NAND-Gatter 5-15 zugeordnete Ausgang dieses Flip-Flops über den Widerstand 5-16 mit der Basis des Transistors 5-6 verbunden ist.

Der Phasenschieber 6 weist D-Flip-Flops 6-4 und 6-5 sowie einen Invertierer 6-6 auf. Die Ausgabeschaltung 7 enthält NPN-Transistoren 7-1, 7-1′, 7-2, 7-4 und 7-5, einen PNP- Transistor 7-3 sowie Dioden 7-7 und 7-8. Die Ausgabeschaltung 8 hat den gleichen Aufbau wie die Ausgabeschaltung 7.

Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltungen (Tiefpaßfilter 4, VCO 5, Phasenschieber 6 und Ausgabeschaltungen 7 und 8) wird nachstehend näher erläutert.

Das Tiefpaßfilter 4 filtert das Ausgangssignal der EXOR- Schaltung 3, wodurch sich seine am Kondensator 4-3 gebildete Ausgangsspannung mit wachsendem Tastverhältnis der EXOR-Schaltung 3 erhöht. Das Tiefpaßfilter 4 hat die Funktion, das impulsförmige Signal der EXOR-Schaltung 3 in eine Spannung umzusetzen, die dem VCO 5 zugeführt wird.

Da das Ausgangssignal des Filters 4 dem Operationsverstärker 5-1 des VCO 5 zugeführt wird, fließt durch den Widerstand 5-10 und den Kollektor des Transistors 5-2 ein der Ausgangsspannung des Filters 4 entsprechender bzw. proportionaler Strom, da der Operationsverstärker 5-1, der Widerstand 5-10 und der Transistor 5-2 eine Spannungs-Stromumsetzungsschaltung bilden, die die Ausgangsspannung des Filters 4 in einen Strom umsetzt. Wenn daher die Ausgangsspannung des Filters 4 V ist, wird an den Widerstand 5-10 die Spannung V angelegt, so daß ein Strom i1 = V/R durch ihn fließt, wobei mit R der Widerstandswert des Widerstands 5-10 bezeichnet ist. Da dieser Strom auch durch den Kollektor des Transistors 5-2 fließt, liefert der Transistor 5-3 einen sich aus dem Strom i1 und einem von der Konstantsstromquelle 5-17 erzeugten Konstantstrom i2 zusammensetzenden Summenstrom I, der durch die Transistoren 5-4 und 5-5 der Stromspiegelschaltung fließt.

Nimmt man an, daß der Transistor 5-6 nichtleitend und der Kondensator 5-11 aufgeladen sind, fließt der gesamte in den Transistor 5-4 fließende Strom zu dem Transistor 5-7 und der gleiche Strom fließt in den Transistor 5-5 und in die Transistoren 5-8 und 5-9 der Stromspiegelschaltung. Als Folge davon sind der in dem Transistor 5-5 und der in den Transistoren 5-8 und 6-9 fließende Strom gleich groß. Der in den Transistor 5-5 fließende Strom, d. h. der Strom I, fließt daher aus dem Kondensator 5-11, wodurch dieser entsprechend entladen wird.

Als Folge davon fällt das Potential des Kondensators 5-11 ab. Wenn es kleiner als die Bezugsspannung V2 ist, erzeugt der Ausgang des Komparators 5-13 ein Signal niedrigen Pegels, wodurch der Ausgang des NAND-Gatters 5-15 des Flip-Flops ein Signal hohen Pegels erzeugt. Der Transistor 5-6 wird daher leitend. Als Folge davon fließt der in dem Transistor 5-4 fließende Strom nach Masse und die Transistoren 5-7 bis 5-9 werden nichtleitend. Der Kondensator 5-11 wird durch den in dem Transistor 5-5 fließenden Strom, d. h. durch den Strom I geladen, wodurch das Potential des Kondensators 5-11 ansteigt und die Bezugsspannung V1 erreicht. Der Komparator 5-12 erzeugt daher das invertierte L-Ausgangssignal und das NAND-Gatter 5-15 ebenfalls ein Niedrigpegel-Signal, wodurch der Transistor 5-6 wieder nichtleitend wird. Das Laden und Entladen wiederholt sich in dieser Weise.

Demzufolge wird der Kondensator 5-11 durch den Strom I des Transistors 5-4 geladen und entladen, der Strom I erhöht sich in Übereinstimmung mit dem Anstieg des Tastverhältnisses der Ausgangsimpulse der EXOR-Schaltung 3, die Ausgangsimpulse des Flip-Flops haben ein Tastverhältnis von 50% und ihre Frequenz erhöht sich entsprechend dem Anstieg des Tastverhältnisses der Ausgangsimpulse der EXOR- Schaltung 3.

Der VCO 5 ist derart ausgelegt, daß die Frequenz der Ausgangsimpulse (Ausgangssignal von Gatter 5-14) des Flip- Flops (5-14 und 5-15) 2fo ist, wenn das Tastverhältnis der EXOR-Schaltung 3 50% ist, d. h. wenn die der EXOR-Schaltung 3 zugeführten Impulse (Signale der Elektroden 1-1 und 1-3) eine gegenseitige Phasendifferenz von 90° aufweisen.

Zu Beginn der Ansteuerung des Vibrationswellenmotors hat das Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 3 L-Pegel und das Potential des Kondensators 4-3 des Tiefpaßfilters 4 ist Null. In diesem Fall wird der Kondensator 5-11 durch den von der Konstantstromquelle 5-17 geregelten Konstantstrom geladen.

Der VCO 5 ist derart ausgelegt, daß die Frequenz der Ausgangsimpulse des Flip-Flops gleich fo′ ist, wenn der Kondensator während dieses Konstantstroms ge- und entladen wird. Die Ansteuerung des Vibrationswellenmotors wird mit der Frequenz fo′/2 begonnen und der VCO 5 ist so eingestellt, daß schließlich eine Frequenz erreicht wird, die nicht größer als die Resonanzfrequenz des Vibrationswellenmotors ist.

Die auf diese Weise von dem VCO 5 erzeugten Ausgangsimpulse werden dem Phasenschieber 6 zugeführt. Nimmt man an, daß der VCO 5 die in Fig. 6(a) gezeigten Ausgangsimpulse erzeugt, dann erzeugt das Flip-Flop 6-4 die in Fig. 6(c) gezeigten Impulse, da die Flip-Flops 6-4 und 6-5 von den steigenden Flanken ihrer Eingangssignale getriggert werden. Da dem Flip-Flop 6-5 durch den Inverter 6-6 die Ausgangsimpulse des VCO 5 invertiert zugeführt werden, erzeugt es die in Fig. 6(d) gezeigten Ausgangsimpulse. Wie aus den Fig. 6(c) und (d) zu erkennen ist, erzeugen die Flip-Flops 6-4 und 6-5 des Phasenschiebers 6 Impulse, die eine gegenseitige Phasendifferenz von 90° aufweisen und die halbe Frequenz ihrer Eingangsimpulse haben. Wenn die Frequenz des VCO 5 gleich 2fo ist, erzeugen die Flip-Flops des Phasenschiebers 6 daher Ausgangsimpulse, die eine gegenseitige Phasendifferenz von 90° aufweisen, die Frequenz fo haben und den Ausgabeschaltungen 7 und 8 zugeführt werden, die sie an die Spulen 10 und 11 weiterleiten. Obgleich dies nicht näher erläutert ist, werden die von den Ausgabeschaltungen den Spulen 10 und 11 zugeführten Impulse unter der Wirkung der Spulen 10 und 11 sowie der Elektroden 1-1, 1-2 und 1-4 in Form von Sinusspannungen, die in Fig. 2 gezeigt sind und die gleiche Frequenz und Phasenlage wie diese Impulse haben, an die Elektroden 1-1 und 1-2 angelegt.

Fig. 7 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des Steuergeräts (Ansteuerschaltung) für den Vibrationswellenmotor. Ein Stator 1 und Elektroden 1-1 bis 1-4 entsprechen jeweils denen der Fig. 3; der nicht-invertierende Eingang (+) eines Pegelkomparators 2, der dem der Fig. 3 entspricht, ist an die Erfassungselektrode 1-3 angeschlossen während sein invertierender Eingang (-) an einer Bezugsspannung VA liegt; der eine Eingang eines Phasenkomparators 12 ist mit dem Ausgang des Pegelkomparators 2 verbunden, während an seinem anderen Eingang das Ausgangssignal einer später beschriebenen EXOR-Schaltung 14 anliegt.

Der Phasenkomparator 12 ist beispielsweise aus der US-PS 42 91 274 bekannt, so daß sein detaillierter Aufbau nicht näher beschrieben wird. Er erzeugt nur dann ein Ausgangssignal, wenn er eine Phasendifferenz zwischen seinen Eingangssignalen erfaßt.

Die Fig. 8 und 9 zeigen ein Blockschaltbild bzw. die Eingabe/ Ausgabe-Charakteristik des Phasenkomparators 12. Wenn ein Eingangsimpuls (steigende Flanke) an einem Eingangsanschluß R früher anliegt, als eine ansteigende Flanke an einem Eingangsanschluß S, hat sein Ausgangssignal während der Zeit zwischen den beiden steigenden Flanken den Pegel Vcc bzw. H-Pegel, wobei die steigende Flanke am Eingangsanschluß S den Ausgang wieder öffnet bzw. hochohmig macht.

Wenn am Eingangsanschluß S ein Impuls (steigende Flanke) früher ankommt, als eine steigende Flanke an dem Eingangsanschluß R, hat sein Ausgangssignal so lange Masse- bzw. L-Pegel, bis am Eingangsanschluß R eine steigende Flanke ankommt.

Wenn sein Ausgang weder auf hohem noch auf niedrigem Pegel liegt, ist er geöffnet. Wenn die Phasendifferenz gleich Null ist, ist der Ausgang daher geöffnet.

Ein Tiefpaßfilter 4 filtert das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12; ein spannungsgesteuerter Oszillator 5 (VCO), dessen Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des Tiefpaßfilters 4 verbunden ist, erzeugt ein Signal mit einem Tastverhältnis von 50% und mit einer Frequenz, die der Spannung an seinem Eingangsanschluß entspricht; ein Phasenschieber 6, dessen Eingangsanschluß 6-1 mit dem Ausgang des VCO 5 verbunden ist, erzeugt zwei Signale, deren Phasenverschiebung an einem Ausgangsanschluß 6-2 0° und an einem Ausgangsanschluß 6-3 90° beträgt und die die halbe Frequenz des Ausgangssignals des VCO 5 haben; der Eingangsanschluß einer Ausgabeschaltung bzw. Ausgangsstufe 7 ist mit dem Ausgangsanschluß 6-2 des Phasenschiebers 6 verbunden, während ihr Ausgangsanschluß über eine Spule 10 mit der Ansteuerelektrode 1-1 verbunden ist. Der Aufbau des Filters 4, des VCO 5, des Phasenschiebers 6 und der Ausgangsstufe 7 ist jeweils der gleiche, wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 3. Die Eingangsanschlüsse einer EXOR-Schaltung 9 sind mit dem Ausgangsanschluß 6-3 des Phasenschiebers 6 bzw. mit einem Drehrichtungs-Steueranschluß verbunden, während ihr Ausgangsanschluß über eine Ausgangsstufe 8 mit einer Spule 11 verbunden ist, über die sie mit der Ansteuerelektrode 1-2 in Verbindung steht; der nicht-invertierende Eingang (+) eines Komparators 16 ist mit der Elektrode 1-2 verbunden, während sein invertierender Eingang (-) an der Bezugsspannung VA anliegt; die Eingangsanschlüsse der EXOR-Schaltung 14 sind mit dem Ausgang des Komparators 16 bzw. eines Inverters 15 verbunden, während ihr Ausgangsanschluß an den Eingangsanschluß S des Phasenkomparators 12 angeschlossen ist; der Eingangsanschluß des Inverters 15 ist mit dem Drehrichtungs-Steueranschluß verbunden.

Die Komparatoren 2 und 16 sind derart ausgelegt, daß sie die an den Elektroden anliegenden Spannungen auf Spannungen mit logischen Pegeln herabsetzen. Der Phasenkomparator 12, das Tiefpaßfilter 4 und der VCO 5 bilden eine PLL-Schaltung. Solange die Schleifenverstärkung hoch ist, wird eine Schleife gebildet und die Eingangs-Phasendifferenz infolge der negativen Rückkopplung auf Null gebracht.

Nachstehend wird die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels gemäß der Fig. 7 näher erläutert. Wenn das Gerät eingeschaltet wird, wird an die jeweiligen Elemente Spannung angelegt. Da an den Eingangsanschlüssen R und S des Phasenkomparators 12 zu Beginn kein Eingangssignal anliegt, ist sein Ausgang offen. Das Tiefpaßfilter 4 erhält daher kein Eingangssignal, so daß sein Ausgangssignal und damit die Eingangsspannung des VCO 5 auf Massepegel liegt. Der VCO 5 ist so angelegt, daß er mit der unteren Grenz-Resonanzfrequenz fo′ schwingt, wenn seine Eingangsspannung Null ist. Der VCO 5 erzeugt daher Impulse mit einem Tastverhältnis von 50% und der Frequenz fo′, die dem Phasenschieber 6 zugeführt werden, der daraus an seinen Ausgangsanschlüssen 6-2 und 6-3 Impulse mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90° erzeugt. Die Frequenz der Ausgangsimpulse an den Ausgangsanschlüssen 6-2 und 6-3 ist halb so groß wie die der Ausgangsimpulse des VCO 5. Die Impulse des Ausgangsanschlusses 6-2 des Phasenschiebers 6 werden über die Ausgangsstufe 7 und die Spule 10 der Ansteuerelektrode 1-1 zugeführt. Da durch die Induktanz der Spule 10, die Kapazitanz zwischen den Elektroden 1-1 und 1-2 sowie den ohmschen Widerstand eine Reihen-Resonanzschaltung gebildet ist, ist das Ansteuersignal an der Elektrode 1-1 selbst dann eine Sinusspannung, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, wenn das Ausgangssignal des Phasenschiebers eine Rechteckspannung ist (aus Impulsen besteht). Unter der Annahme, daß die Vorwärtsdrehung-Betriebsart gewählt ist, wird das Signal niedrigen Pegels dem einen Eingang der EXOR- Schaltung 9 zugeführt und an den Eingang der Ausgangsstufe 8 ein mit einem 90°-Phasenwinkel vorauseilender Impuls angelegt. Als Folge davon wird durch die Wirkung der Spule 11 und der Elektroden 1-2 und 1-4 an die Elektrode 1-2 eine Sinusspannung angelegt, die gemäß der Darstellung in Fig. 2(a) der an der Elektrode 1-1 anliegenden Sinusspannung um 90° vorauseilt. Demzufolge werden an die Elektroden 1-1 und 1-2 Sinusspannungen angelegt, deren gegenseitige Phasenverschiebung 90° beträgt, wodurch auf der Oberfläche des Stators 1 eine Vibrations-Wanderwelle erzeugt wird, so daß der die Oberfläche des Stators unter Reibungsschluß berührende Rotor durch die Vibrations-Wanderwelle gedreht wird und der Vibrationswellenmotor daher läuft.

Wenn die Vibrationswelle auf der Oberfläche des Stators 1 erzeugt wird, wird an der Elektrode 1-3 ein den Vibrationszustand darstellendes Ausgangssignal (Sinusspannung) erzeugt, das dem Komparator 2 zugeführt und durch Vergleich mit der Bezugsspannung VA auf eine Spannung mit logischem Pegel begrenzt wird. Dem Eingangsanschluß R des Phasenkomparators 12 werden daher Impulse zugeführt, die die gleiche Frequenz und Phase wie die an der Elektrode 1-3 erzeugte Sinusspannung haben.

Das Ansteuersignal für die Elektrode 1-1 wird hingegen dem Komparator 16 zugeführt und auf ein Signal mit logischem Pegel begrenzt, das dem einen Eingangsanschluß der EXOR-Schaltung 14 zugeführt wird. Da das Ausgangssignal des Inverters 15 in der Vorwärtsdrehung-Betriebsart hohen Pegel hat, invertiert die EXOR-Schaltung 14 das Ausgangssignal des Komparators 16 und führt das invertierte Signal dem Eingangsanschluß S des Phasenkomparators 12 zu. Das an dem Eingangsanschluß R des Phasenkomparators 12 anliegende Signal ist daher eine Impulsspannung mit der Phase der Ausgangsspannung der Elektrode 1-3, während das an dem Eingangsanschluß S des Phasenkomparators 12 anliegende Signal eine Impulsspannung ist, deren Phase um 180° zu der der Ansteuerspannung der Elektrode 1-2 verschoben ist.

Das in Fig. 10(b) gezeigte Ausgangssignal des Komparators 16 ist eine Impulsspannung mit der gleichen Frequenz und Phasenlage wie die Ansteuerspannung der Elektrode 1-2 und wird durch die EXOR-Schaltung 14 invertiert, so daß dem Eingangsanschluß S des Phasenkomparators 12 die in Fig. 10(c) gezeigte Impulsspannung zugeführt wird.

Dem Eingangsanschluß R des Phasenkomparators 12 wird hingegen eine Impulsspannung zugeführt, deren Frequenz und Phasenlage mit der Ausgangsspannung der Elektrode 1-3 übereinstimmt. Wenn dem Eingangsanschluß R des Phasenkomparators 12 die in Fig. 10(d) mit einer durchgezogenen Linie gezeichnete Impulsspannung zugeführt wird, sind die an den Eingangsanschlüssen R und S des Phasenkomparators 12 anliegenden Spannungen jeweils gleich, so daß der Ausgang des Phasenkomparators 12 im geöffneten Zustand verbleibt und die Ansteuersignale für die Elektroden 1-1 und 1-2 unverändert aufrecht erhalten bleiben.

Die in Fig. 10(d) durchgezogen gezeichnete Impulsspannung stimmt mit dem in Fig. 10(c) gezeigten Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 14 überein, welches um 180° zu dem Signal des Komparators 16 phasenverschoben ist. Das Ausgangssignal des Komparators 16 hat die gleiche Frequenz und Phase wie das Ansteuersignal für die Elektrode 1-2. Die in Fig. 10(d) durchgezogen gezeichnete Impulsspannung entspricht daher dem Spannungsverlauf des in Fig. 2(a) gezeigten Ausgangssignals der Elektrode 1-3, das zu dem Signal der Elektrode 1-1 um 90° phasenverschoben ist. Gemäß vorstehender Beschreibung ist die Schaltung so ausgelegt, daß die Elektrode 1-3 dann ein um 90° zu dem Signal der Elektrode 1-1 phasenverschobenes Ausgangssignal (Signal 1-3 der Fig. 2(a)) erzeugt, wenn sich der Vibrationswellenmotor im höchsten Resonanzzustand befindet. Im obigen Fall wird der Motor im Resonanzzustand betrieben und mit der augenblicklichen Ansteuerfrequenz angesteuert.

Wenn die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal der Elektrode 1-3 und dem Signal der Elektrode 1-1 größer als 90° ist, hat das Ausgangssignal des Komparators 2 den in Fig. 10(d) gestrichelt gezeichneten Verlauf. Da das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 in diesem Fall für eine Zeitspanne, die gemäß Fig. 10(e) der Phasendifferenz zwischen den steigenden Flanken der den Eingangsanschlüssen R und S zugeführten Signale entspricht, hohen Pegel hat, vergrößert sich die Zeitspanne, während der das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 hohen Pegel hat (d. h. sein Tastverhältnis), wenn die Phasendifferenz zwischen dem Ansteuersignal der Elektrode 1-1 und der Ausgangsspannung der Elektrode 1-3 über 90° ansteigt.

Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 wird über das Tiefpaßfilter 4 dem VCO 5 zugeführt, der daraus Impulse erzeugt, deren Tastverhältnis 50% beträgt und deren Frequenz sich mit steigender Eingangsspannung erhöht. In diesem Fall erhöht sich daher die von dem Phasenschieber 6 den Elektroden 1-1 und 1-2 zugeführte Ansteuerfrequenz, wobei die Beziehung der Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 des Vibrationswellenmotors zu der Ansteuerfrequenz in Fig. 4(a) gezeigt ist. Da die Phasendifferenz zwischen den Elektroden 1-1 und 1-3 abnimmt, wenn sich die Ansteuerfrequenz erhöht, bewirkt der beschriebene Vorgang eine negative Rückkopplung, so daß die den Eingangsanschlüssen R und S des Phasenkomparators 12 zugeführten Signale derart gesteuert werden, daß sie die in den Fig. 10(c) und (d) mit durchgezogenen Linien dargestellte Beziehung aufrecht erhalten. Die Ansteuerfrequenz wird daher derart gesteuert, daß die Signale der Elektroden 1-1 und 1-3 die in Fig. 2(a) gezeigte Beziehung haben, d. h. einen Resonanzzustand, in dem das Ausgangssignal der Elektrode 1-3 um 90° bezüglich dem Signal der Elektrode 1-1 phasenverschoben ist.

Wenn die Phasendifferenz zwischen dem Signal der Elektrode 1-1 und dem Ausgangssignal der Elektrode 1-3 kleiner als 90° ist, hat das Ausgangssignal des Komparators 2 bezogen auf das in Fig. 10(c) gezeigte Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 14 den in Fig. 10(d) mit 2-1 bezeichneten Verlauf. In diesem Fall wird gemäß dem in Fig. 10(e) gestrichelt gezeichneten Signalverlauf nur während dem Zeitraum ein Signal mit niedrigem Pegel erzeugt, der der Phasendifferenz zwischen den steigenden Flanken der Signale der Fig. 10(c) und (d) entspricht. Da das Tiefpaßfilter 4 auf diese Impulse hin seine Ausgangsspannung verringert, wird die Eingangsspannung des VCO 5 und damit dessen Schwingfrequenz ebenfalls verringert. Demzufolge wird diejenige Frequenz gewählt bzw. eingestellt, die eine Erhöhung der Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 auf 90° hin bewirkt, so daß die Ansteuerfrequenz derart geregelt wird, daß die Ausgangsspannung der Elektrode 1-3 um 90° zum Signal der Elektrode 1-1 phasenverschoben ist und der Resonanzzustand erreicht wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 7 wird die Ansteuerfrequenz vom Phasenkomparator 12 derart angepaßt, daß die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Komparators 2 (Ausgangssignal der Elektrode 1-3) und dem Ausgangssignal der EXOR-Schaltung 14 (dem zum Ansteuersignal für die Elektrode 1-2 um 180° phasenverschobenen Signal) gleich Null ist. Selbst wenn sich der Resonanzzustand ändert, wird daher stets diejenige Ansteuerfrequenz, die die 90°-Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 aufrecht erhält, d. h. die Frequenz mit der höchsten Resonanzüberhöhung, nachgeführt und der Motor somit stets im Resonanzzustand betrieben.

In der Rückwärtsdrehungs-Betriebsart wird das Ausgangssignal des Komparators 16 dem Eingangsanschluß S des Phasenkomparators 12 unverändert zugeführt, da das Ausgangssignal des Inverters 15 niedrigen Pegel hat. Daher wird stets diejenige Frequenz eingestellt, die die in Fig. 2(b) gezeigte Phasenbeziehung zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 zur Folge hat.

Fig. 11 zeigt ein detailliertes Schaltbild des Phasenkomparators 12, des Tiefpaßfilters 4, des VCO 5, des Phasenschiebers 6 und der Ausgangsstufen 7 und 8 gemäß Fig. 7. Der Phasenkomparator 12 enthält Inverter 12-1, 12-2 und 12-13 bis 12-16, UND-Gatter 12-3 und 12-8, ODER-Gatter 12-4 bis 12-7, NOR-Gatter 12-9 und 12-12, NAND-Gatter 12-10 und 12-11, einen P-Kanal-MOSFET 12-17 und einen N-Kanal-MOSFET 12-18.

Der Phasenkomparator hat die in Fig. 9 gezeigten Eingabe/Ausgabe-Charakteristika und erfaßt eine Phasendifferenz zwischen den steigenden Flanken seiner Eingangsimpulse und zeigt diese durch einen hohen Pegel, einen niedrigen Pegel oder einen hochohmigen Zustand an.

Das Tiefpaßfilter 4, der VCO 5, der Phasenschieber 6 und die Ausgangsstufen 7 und 8 sind mit denen der Fig. 5 identisch.

Die Arbeitsweise dieser Schaltungen (Tiefpaßfilter 4, VCO 5, Phasenschieber 6 und Ausgangsstufen 7 und 8) wird nachfolgend näher erläutert.

Das Tiefpaßfilter 4 filtert das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 und speichert in seinem Kondensator 4-3 eine Ausgangsspannung, die den Ausgangszustand des Phasenkomparators 12 darstellt.

Wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Eingangsanschlüssen R und S des Phasenkomparators 12 gleich Null ist, d. h. wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 gleich 90° ist, ist der Ausgang des Phasenkomparators 12 hochohmig, so daß das Potential des Kondensators 4-3 des Tiefpaßfilters 4 unverändert bleibt. Wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 größer als 90° ist, erzeugt der Phasenkomparator 12 ein Signal mit hohem Pegel, dessen Tastverhältnis durch die Phasendifferenz festgelegt ist, worauf sich das Potential des Kondensators 4-3 des Tiefpaßfilters 4 erhöht. Wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 kleiner als 90° ist, erzeugt der Phasenkomparator 12 ein Signal mit Masse- bzw. niedrigem Pegel, dessen Tastverhältnis durch die Phasendifferenz festgelegt ist, worauf sich das Potential des Kondensators 4-3 des Tiefpaßfilters 4 in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis verringert.

Das Tiefpaßfilter 4 hat demzufolge die Aufgabe, das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 in eine Spannung umzusetzten und diese dem VCO 5 zuzuführen.

Der VCO 5 setzt das von dem Filter 4 zugeführte Signal in Impulse um, deren Tastverhältnis 50% beträgt und deren Frequenz gemäß der in Fig. 5 beschriebenen Funktionsweise durch das Ausgangssignal des Filters 4 festgelegt wird. Diese Impulse werden dem Phasenschieber 6 zugeführt, der sie gemäß Fig. 5 um 90° verschiebt und die verschobenen Impulse der Ausgangsstufe 8 zuführt. Den Elektroden 1-1 und 1-2 werden daher periodische Spannungen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 90° zugeführt.

Wenn das Signal der Elektrode 1-3 dem Signal an der Elektrode 1-1 um 90° vorauseilt, bleibt der Ausgang des Phasenkomparators 12 hochohmig und das Ausgangssignal des Filters 4 daher konstant. Der VCO 5 schwingt somit mit einer konstanten Frequenz (die zweimal so hoch wie die Frequenz mit der höchsten Resonanzüberhöhung des Vibrationswellenmotors ist) und der Motor wird mit der konstanten Resonanzfrequenz angesteuert.

Wenn der Resonanz-Ansteuerungszustand aus irgendeinem Grund verloren geht und die Ansteuerfrequenz sich bezüglich des Resonanzpunktes verringert, so daß das Signal der Elektrode 1-3 dem Signal der Elektrode 1-1 um mehr als 90° vorauseilt, erzeugt der Phasenkomparator ein Ausgangssignal mit hohem Pegel, dessen Dauer sich in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz erhöht. Das Potential des Kondensators 4-3 des Filters 4 nimmt daher mit der Phasendifferenz zu. Als Folge davon erhöht sich die Schwingfrequenz des VCO 5, so daß sich Frequenzen der Ansteuersignale für die Elektroden 1-1 und 1-2 ebenfalls erhöhen und dadurch der (neuen) Resonanzfrequenz angeglichen werden. Die Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3 wird daher wieder zu 90° und der Motor wird im Resonanzzustand betrieben.

Wenn die Frequenzen der Ansteuersignale größer als die Resonanzfrequenz sind, eilt das Signal der Elektrode 1-3 dem Signal der Elektrode 1-1 um weniger als 90° voraus, so daß der Phasenkomparator 12 ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel erzeugt, dessen Dauer mit der Phasendifferenz zunimmt. Als Folge davon verringert sich das Ausgangspotential des Filters 4 und die Schwingfrequenz des VCO 5 nimmt ab. Die Ansteuerfrequenzen der Elektroden 1-1 und 1-2 nehmen daher ab und kehren zur Resonanzfrequenz zurück; die Signale der Elektroden 1-1 und 1-3 nehmen ebenfalls ihren Resonanzzustand ein.

Auch wenn die Resonanzfrequenz selbst sich aufgrund einer Änderung der Umgebungsbedingungen ändert, bleibt die Phasendifferenz zwischen den Signalen der Elektroden 1-1 und 1-3, die mit der geänderten Resonanzfrequenz angesteuert werden, 90°. Erfindungsgemäß wird die genannte Phasenbeziehung daher stets aufrecht erhalten und der Vibrationswellenmotor stabil mit der sich ändernden Resonanzfrequenz betrieben.

Zu Beginn der Ansteuerung des Motors ist das Ausgangspotential des Filters 4 gleich Null. Der Motor wird daher mit der durch die Konstantstromquelle 5-17 vorgegebenen konstanten Frequenz betrieben. Der Strom der Konstantstromquelle ist derart gewählt, daß die konstante Frequenz in unmittelbarer Nähe einer Frequenz liegt, die zweimal so hoch ist, wie eine sehr nahe der Frequenz mit der höchsten Resonanzüberhöhung befindliche niedrigere Resonanzfrequenz ist. Die Ansteuerung des Vibrationswellenmotors wird mit einer solchen Frequenz begonnen.

Nach dem Beginn der Ansteuerung mit der genannten Frequenz werden die Phasen miteinander verglichen und die Frequenz allmählich erhöht, um die Frequenz mit der stärksten Resonanzüberhöhung zu erzielen.

Bei dem erfindungsgemäßen Steuergerät wird die Frequenz der Ansteuerspannungen derart festgelegt, daß die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal der Überwachungselektrode und der Ansteuerspannung stets der Resonanz-Phasenbeziehung gehorcht. Der Vibrationswellenmotor wird daher trotz eines sehr einfachen Schaltungsaufbaus stets im Resonanzzustand angesteuert.

In den Ausführungsbeispielen wird das Ausgangssignal des VCO 5 dem Flip-Flop 6-4 unmittelbar und dem Flip-Flop 6-5 über den Inverter 6-6 zugeführt. Wenn das Flip-Flop 6-5 jedoch so aufgebaut ist, daß es sein Ausgangssignal auf eine fallende Flanke hin ändert, ist der Inverter 6-6 nicht notwendig.

Die von dem VCO 5 ausgegebenen Impulse können von einem Binärzähler geteilt und die geteilten Impulse logisch verabeitet werden, um eine geradzahlige und eine ungeradzahlige Impulskette zu erzeugen, die den Flip-Flops 6-4 und 6-5 so zugeführt werden, daß der Phasenschieber 6 die Impulse mit der Phasendifferenz von 90° erzeugt.

Auch ist es möglich, das Ausgangssignal des Flip-Flops 6-4 mit einem Vielfachen einer Periode der Ausgangsimpulse des VCO zu triggern und das Ausgangssignal des Flip-Flops 6-5 mit der Hälfte des Vielfachen der Periode zu triggern, um Signale zu erzeugen, die eine gegenseitige Phasendifferenz von 90° haben. Dies kann durch Teilen des Ausgangssignals des VCO und durch logische Verarbeitung des geteilten Ausgangssignals erreicht werden.

Im Ausführungsbeispiel sind die Elektroden 1-1 und 1-3 an um 90° verschobenen Orten angeordnet. Wenn die Elektrode 1-3 bezüglich der Elektrode 1-1 an einem beliebigen anderen Ort (beispielsweise an einem um Φ° verschobenen Ort) angeordnet ist, entspricht die Phasenverschiebung der Signale der Elektroden 1-1 und 1-3 im Resonanzzustand dieser örtlichen Verschiebung um Φ°. In diesem Fall werden die Ansteuerfrequenzen der Elektroden 1-1 und 1-2 daher so eingestellt bzw. gesteuert, daß die Phasendifferenz der Eingangssignale des Phasenkomparators gleich Φ° ist.

Claims (5)

1. Steuergerät für einen Vibrationswellenmotor zum Anlegen phasenverschobener periodischer Signale an auf einem ringför­ migen Vibrationsteil angeordnete elektromechanische Energie­ umformerelemente zur Erzeugung einer als Antriebskraft ver­ wendeten Vibrations-Wanderwelle, wobei ein Antriebszustand des Vibrationswellenmotors durch ein von einem weiteren elek­ tromechanischen Energieumformerelement, das als Signalein­ richtung dient und gegenüber einem der genannten Energieum­ formerelemente einen örtlichen Phasenverssatz von Φ° aufweist, erzeugtes periodisches Signal angegebenen wird und wobei unter Berücksichtigung dieses Antriebszustands-Signals die Frequenz der an die elektromechanischen Energieumformerelemente ange­ legten periodischen Signale durch eine Frequenzeinstellungs­ einrichtung festgelegt bzw. eingestellt wird, gekennzeichnet durch eine Erfassungsschaltungsanordnung (3; 12) zur Erfassung der Phasendifferenz zwischen dem periodischen Signal der Signal­ einrichtung (1-3, 2) und einem der an die elektromechanischen Energieumformerelemente (1-1; 1-2) angelegten periodischen Signale, welche den örtlichen Phasenversatz Φ° zur Fre­ quenzeinstellung zugrundelegt und welche der Frequenzeinstel­ lungseinrichtung (4, 5) vorgeschaltet ist.

2. Steuergerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzeinstellungseinrichtung (4, 5) die Frequenz der­ art einstellt, daß die Phasendifferenz gegenüber Φ° verrin­ gert wird.

3. Steuergerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzeinstellungseinrichtung (4, 5) dann eine hohe Frequenz einstellt, wenn die Phasendifferenz zwischen den pe­ riodischen Signalen größer als Φ° ist und eine niedrige Fre­ quenz, wenn die Phasendifferenz kleiner als Φ° ist.

4. Steuergerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die elektromechanischen Energieumformerele­ mente (1-1, 1-2) elektrostriktive bzw. piezoelektrische Ele­ mente sind.

5. Steuergerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die elektromechanischen Energieumformerele­ mente, an die die periodischen Signale angelegt sind, zwei Abschnitte bilden, die an einer Seite des ringförmigen Vibra­ tionsteils angeordnet sind, und daß das als Signaleinrichtung dienende elektromechanische Energieumformerelement (1-3) und der erste Abschnitt (Elektrode 1-1) um den örtlichen Phasen­ versatz von Φ° gegeneinander verschoben sind.