DE2339299B2

DE2339299B2 - Servoeinrichtung zur Regelung der Drehgeschwindigkeit einer Drehkopfeinrichtung eines Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräts

Info

Publication number: DE2339299B2
Application number: DE2339299A
Authority: DE
Inventors: Mitsuo Tokyo Fujita; Naoki Murayama Yamagata Sakaki
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1972-08-03
Filing date: 1973-08-03
Publication date: 1981-07-23
Also published as: US3934269A; DE2339299A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Servoeinrichtung zur

2^r> Regelung der Drehgeschwindigkeit einer Drehkopfanordnung eines Aufzeichnungs- und Wiedergabegerätes, mit einem Gleichstrommotor als Antrieb der Drehkopfanordnung, einer ersten Detektoreinrichtung zum Feststellen der Drehgeschwindigkeit bzw. der Drehzahl

ίο der Drehkopfanordnung, mit einem Verstärker, Begrenzer und Antriebsverstärker für den Gleichstrommotor einer ersten Meßschleife zum Messen eines Eingangssteuersignals entsprechend der Abweichung der Drehgeschwindigkeit der Drehkopfanordnung von einem vorgegebenen Wert, mit einer zweiten Detektoreinrichtung zum Messen eines durch Vergleich in einem Phasenkomparator der Phase des Ausgangssignals der zweiten Detektoreinrichtung mit der Phase eines Referenzsignals entstehenden Phasenfehlersignais in einer zweiten Meßschleife.

Eine derartige Servoeinrichtung ist aus der US-PS 35 77 056 bekannt, bei der der trapezförmige Teil nahe der Grenzfrequenz der Frequenzcharakteristik eines Tiefpaßfilters genutzt wird, um eine Frequenzdiskrimi nierung des zur Drehgeschwindigkeit der Drehkopfan ordnung proportionalen Signals des Gleichstrommotors zu gewinnen. Dabei findet eine Anpassung derart statt daß die Aul gangs wechselspannung des Tiefpaßfilters mit dem Anstieg der Drehgeschwindigkeit des Gleich strommotors absinkt und daß das der Ausgangswechsel spannung entsprechende Signal als Gleichstrom-Phasenfehlerspannung, die dem Phasenfehler der Motordrehung entspricht festgelegt wird. Diese Spannung wird begrenzt und über einen Schaltverstärker dem

Gleichstrommotor zugeführt.

Die zur Drehgeschwindigkeit des Gleichstrommotors proportionale Ausgangsspannung eines Flipflops eines Schaltkreises wird einem Multivibrator zugeleitet um diesen zu triggern und die Ausgangsimpulse zu gewinnen. Die Zeitdauer dieser Ausgangsimpulse wird entsprechend der Gleichstrom-Phasenfehlerspannung gesteuert, die den Phasenfehler der Motordrehung wiedergibt. Die Ausgangsspannungssignale des Schaltkreises und des Multivibrators liegen an einer UND-Torschaltung an, die das Steuersignal für den Gleichstrommotor liefert.

Bei dieser Servoeinrichtung sind keine Vorkehrungen getroffen, ein Wechselstromsignal mit konstanter

Phase, konstanter Frequenz und Amplitude mittels einer Oszillatorschaltung des Antriebsverstärkers zu erzeugen, wobei der Frequenzwert dieses Signals willkürlich wählbar sein soll bzw. vorgegeben werden solL

Aus der GB-PS 11 14 977 ist eine Vorrichtung zur magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe bekannt, bei der horizontale und vertikale Video-Synchronisationsimpulse entsprechend der Drehung von magnetischen Drehköpfen erhalten werden, um beispielsweise Synchronisationsimpulse für das Bild eines Fernsehbandaufzeichnungs- und -Wiedergabegeräts zu liefein. In der Vorrichtung werden Aufnahmeköpfe für die Horizontalsynchronisation verwendet, die mit einer Vielzahl von Zähnen eines Zahnradkranzes zusammenwirken und deren Ausgangssignale in jeder Stellung der Aufnahmeköpfe geautelt werden, um die Zitter- und Wobbel-Komponente infolge von Unregelmäßigkeiten bei der Drehung des Zahnradkranzes, beispielsweise verursacht durch Herstellungstoleranzen, zu unterdrükken. Es wird keine Messung und Steuerung der Drehzahl der Antriebsachse vorgenommen, sondern nur eine Mittelwertbildung zur Verkleinerung der Unsymmetrie der Signale für die Antriebsachse.

Die DE-OS 15 49 002 beschreibt ein amplitudenmoduliertes System einer Servoeinrichtung zum Regeln der Geschwindigkeit und der Phase eines beweglichen Abtastorgans. Die Servoeinrichtung enthält in dem amplitudentnoduüerten System einen Motor, der mit Schlupf bzw. asynchron läuft, um zu vermeiden, daß der Motor aus elektrischen Gründen exzentrisch arbeitet, da üblicherweise die elektrischen Schaltungsanordnungen für den Motor nicht vollkommen identisch ausgebildet sind und daher eine mangelhafte Abgeglichenheit auftreten wird, die Verzerrungen des Drehfeldes des Motors bewirkt Der hierfür erforderliche Schaltungsaufwand ist sehr groß und der Aufbau entsprechend kompliziert, um eine präzise Steuerung zu erhalten.

Die Literaturstelle aus »Funktechnik« 1968, Nr. 23, Seite 897, beschreibt eine Servosteuerung für die Videoköpfe eines Video-Aufzeichnungsgerätes. Bei dieser Servosteuerung wird während des Aufzeichnungsvorganges dem ankommenden Videosignal der Vertikalsynchronimpuls entnommen, dataus ein trapezförmiger Impuls erzeugt und dieser mit einem Rechteckimpuls verglichen. Wenn die verglichenen Impulse nicht übereinstimmen, liefert der Phasenvergleicher eine Fehlerspannung, die einen astabilen Multivibrator steuert, der mit einer bestimmten Frequenz schwingt Diese Frequenz wird in einem Frequenzteiler geteilt und in einem Motorverstärker die Impulse mit geteilter Frequenz verstärkt, die dann über eine Brückenschaltung den Motor für die Drehung des Kopfrades des Videokopfes steuern. Das Kopfrad trägt gegeneinander versetzt drei Stifte, die beim Vorbeilaufen an einem Tachokopf Impulse bestimmter Frequenz erzeugen. Diese gelangen über eine Torschaltung zu einem Frequenzteiler, dessen Impulse einen Impulsgenerator steuern, der Impulse bestimmter Dauer für den Phasenvergleich abgibt Die Impulse de; Frequenzteilers werden auch dem Steuerspurkopf zugeführt, der sie auf dem unteren Bandrand aufzeichnet Bei der Wiedergabe wird für den Phasenvergleich entweder ein von der Netzfrequenz abgeleitetes Signal oder ein von einem Taktgeber abgegebenes Signal als Referenzsignal benutzt. Die Steuerspursignale vom Band werden über einen Wiedergabeverstärker der Bandtransport-Servosteuerung zugeführt.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Servoeinrichtung der eingangs beschriebenen Art so zu verbessern, daß mit vereinfachtem elektrischen Schaltungsaufwand eine präzise Regelung der Drehgeschwindigkeit und der s Drehphase einer Drehkopfanordnung mit hoher Genauigkeit bei geringem Stromverbrauch erreicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Addierverstärker das von einem Frequenzdiskriminator der ersten Meßschleife empfangene Ein-ιυ gangssteuersignal und das über den Phasenkomparator und eine Kompensationsschaltung eingespeiste Phasenfehlersignal zu einem Steuereingangssignal für eine Verstärkerschaltung aufaddiert und verstärkt daß der Addierverstärker mit dem Antriebsverstärker, bestell hend aus der als Schalter arbeitenden Verstärkerschaltung und einer Oszillatorschaltung verbunden ist die ein Wecbselstromsignal konstanter Phase und Amplitude erzeugt das mit dem Steuereingangssignal im Antriebsverstärker überlagert wird, und daß das überlagerte 2« Signal bei Ober- bzw. Unterschreiten eines bestimmten Pegels die Verstärkerschaltung ein- bzw. ausschaltet

Die weitere Ausbildung der Erfindung ist aus den kennzeichnenden Merkmalen der Patentansprüche 2 und 3 ersichtlich.

2^r, Mit der Erfindung wird der Vorteil erzielt daß die Verstärkerschaltung des Antriebsverst&rkers des Gleichstrommotors durch das überlagerte Signal, das durch das Steuereingangssignal und das Wechselstromsignal der Oszillatorschaltung gewonnen wird, ein- bzw. ίο ausgeschaltet wird, indem die Antriebstransistoren der Verstärkerschaltung angesteuert werden. Der Wärmeverlust in den Antriebstransistoren ist sehr gering, so daß eine kompakte Bauweise möglich ist die sich insbesondere für tragbare, miniaturisierte magnetische j5 Aufnahme- und Wiedergabegeräte eignet

Im folgenden wird die Erfindung anhand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen detailliert beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Blockschaltbild einer Servoeinrichtung zur Regelung der Drehgeschwindigkeit einer Drehkopf anordnung nach der Erfindung;

F i g. 2 ein schematisches Schaltbild mit Einzelheiten einer Drehzahldetektoranordnung, eines Abstimmverstärkers und eines Frequenzdiskrimi mators; Fig.3(A) bis 3(1) schematische Verläufe von Signalkurven zur Darstellung der Arbeitsweise des Frequenzdiskriminators;

F i g. 4 (A) bis 4 (E) entsprechende Darstellungen von Signalkurvenformen zur Darstellung der Arbeitsweise eines Steuer- und Regelsystems für konstante Phase;

Fig.5 ein Schaltbild einer AustFührungsform eines Addierverstärkers und eines Antriebsverstärkers für einen Motor;

F i g. 6 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform des Addierverstärkers und des Antriebsverstärkers;

F i g. 7 ein schematisches Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Servoeinrichtung zur Regelung der Drehgeschwindigkeit eine:r Drehkopfanordnung;

Fig.8 ein Schaltbild einer Ausifflhrungsform eines Phasenkomparator eines Phasenschiebers und eines Phasenkompensators, nach F i g. 7;

Fig.9 den Verlauf einer trapezförmigen Welle; und

Fig. 10(A) bis 10(H) Signalkurvenformen zur Darb5 stellung der Betriebsweise des in den F i g. 7 und 8 gezeigten Phasenschiebers.

Wie Fig. 1 zeigt, besitzt ein Gleichstrommotor 10, der durch die Servoeinrichtung geregelt werden soll,

eine Welle, an der eine Rolle 11 befestigt ist, die mit einer anderen Rolle 12 über ein endloses Band 13 gekuppelt ist, welches um diese beiden Rollen geführt ist. Die Rolle 12 dreht sich zusammen mit einer auf der gleichen Welle wie die Rolle 12 befestigten Drehkopfplatte 14, die mit rotierenden Magnetköpfen 15 zur Aufnahme bzw. Wiedergabe von Videosignalen auf bzw. von einem (nicht dargestellten) Magnetband versehen ist, und mit einem inneren Zahnradkranz 16a eines Drehzahldetektors 16.

Nach F i g. 2 enthält der Drehzahldetektor 16 einen inneren Zahnradkranz 16a, der sich zusammen mit der Rolle 12 und der Drehkopfplatte 14 drehen kann, sowie einen feststehenden äußeren Zahnradkranz 166, der den inneren Zahnradkranz 16a umgibt und von diesem gerade einen solchen Abstand hat, daß die Drehbewegung des inneren Zahnradkranzes 16a nicht behindert wird. Der Außenumfang des mit einer Außenverzahnung versehenen inneren Zahnradkranzes 16a und der Innenumfang des mit einer Innenverzahnung versehenen äußeren Zahnradkranzes 166 weisen jeweils nt Zähne auf und bilden zwischen sich eine elektrostatische Kapazität Ca.

Wenn der innere Zahnradkranz 16a zusammen mit der Drehkopfplatte 14 eine Umdrehung ausführt ändert sich die elektrostatische Kapazität Cö sinusförmig /?i mal. Wenn sich daher die Drehkopfplatte 14 und der innere Zahnradkranz 16a mit einer Frequenz /?2 drehen, verändert sich die elektrostatische Kapazität C₀ mit einer Frequenz

^ = /7, X /72 (Hz).

Die Kapazität kann dann wie folgt dargestellt werden:
C₀= C + Δ Csin2nf_ot.

Der drehbare innere Zahnradkranz 16a ist mit Masse verbunden (geerdet), während der feststehende äußere Zahnradkranz 166 mit einem Abstimmverstärker 1? verbunden ist. Änderungen in der Frequenz k der elektrostatischen Kapazität werden durch den Abstimmverstärker 17 festgestellt und daraus die Drehgeschwindigkeit der Drehkopfplatte 14, d.h. der sich drehenden Magnetköpfe, bestimmt Das Ausgangssignal des Verstärkers 17 wird über einen Begrenzer 18 einem Frequenzdiskriminator 19 zugeführt, der als Ausgangssignale die Veränderungen der Drehgeschwindigkeit der Drehkopfplatte 14 in Form von Fehler-Spannungssignalen wiedergibt Das Ausgangssignal des Frequenzdiskriminators 19 wird einem der Eingänge des Addierverstärkers 20 zugeführt

An der Rolle 12 sind Permanentmagnete 22a und 226 befestigt, die sich gegenüberliegen. In einer den Magneten 22a und 226 im Abstand gegenüberliegenden Stellung ist ein Detektorkopf 23 angeordnet

Der Detektorkopf 23 liefert pro Umdrehung der Rolle 12 zwei Impulse, für jeden Magnetkopf 22a bzw. 226 einen Impuls. Diese Impulse werden einem Rechteckwellengenerator 24 zur Erzeugung einer rechteckförmigen Welle zugeführt, die in einen nachgeschalteten Trapezweuengenerator 25 eingespeist wird, in dem sie in eine trapezförmige Wellenform umgewandelt wird und von dem sie anschließend einem Phasenkomparator 26 zugeführt wird.

In dem Phasenkomparator 26, der mit einem Referenzsignal von einem Anschluß 27 versorgt wird, wird die trapezförmige Welle durch das Referenzsignal

abgetastet. Als Referenzsignal wird z. B. ein 30 Hz Signal, das durch Teilung der Frequenz des vertikalen Synchronisationssignals des Aufzeichnungsvideosignals auf die Hälfte erhalten wird, während der Aufzeichnungszeit verwendet. Für die Wiedergabe wird dagegen ein Steuersignal verwendet, das von einem Band abgespielt wird. Das Fehlerausgangssignal des Phasenkomparators 26 wird dem anderen Eingangsanschluß des Addierverstärkers 20 über eine Kompensationsschaltung 28 zugeführt.

In dem Addierverstärker 20 werden ein Signal von dem Frequenzdiskriminator 19 und ein Signal von der Kompensationsschaltung 28 addiert und kombiniert und das entstehende Ausgangssignal wird durch einen Antriebsverstärker 21 verstärkt dem Gleichstrommotor iö zugeführt, um diesen anzutreiben und seine Drehung zu steuern.

In dem Blockschaltbild bildet die durch den Drehzahldetektor 16, den Abstimmverstärker 17, den Begrenzer 18, den Frequenzdiskriminator 19 und den Addierverstärker 20 gebildete Schleife ein Steuer- und Regelsystem für eine konstante Drehgeschwindigkeit, das die Magnetköpfe IS mit konstanter Geschwindigkeit dreht. Andererseits bildet die durch den Detektorkopf 23, den Rechteckwellengenerator 24, den Trapezwellengenerator 25, den Phasenkomparator 26, die Kompensationsschaltung 28 und den Addierverstärker 20 gebildete Schleife ein Steuer- und Regelsystem für die konstante Phase, das die Drehphase der Magnetköpfe 15 konstant hält

F i g. 2 zeigt eine Ausführungsform des oben beschriebenen Drehzahldetektors 16, des Abstimmverstärkers 17 und des Frequenzdiskriminators 19. Die Steuerelektrode eines Feldeffekttransistors X ist mit dem äußeren Zahnradkranz 16i> verbunden, und die Katode des Feldeffekttransistors ist über einen Widerstand R 4 und einen dem Widerstand parallelgeschalteten Kondensator C2 mit Masse verbunden. Eine Änderung der Kapazität G₁ macht sich somit zwischen der Steuerelektrode und der Katode des Feldeffekttransistors X bemerkbar. Die Spannung einer Energiequelle mit der Anschlußklemme + B wird durch Widerstände R 2 und R 3 geteilt und über einen Widerstand R1 mit einem hinreichend hohen Widerstandswert von mehr als 1 M Ω der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors X zugeführt Ein Schwingkreis mit einer Spule L 1 und einem Kondensator Cl ist an die Anode des Feldeffekttransistors X angeschlossen. Die Konstanten der Bauelemente dieses Schwingkreises sind derart gewählt, daß diese Schaltung eine Resonanzfrequenz hat, die gleich der oben erwähnten Frequenz Z₀ ist

Der besseren Übersicht halber sei hier angenommen, daß ein veränderbares kapazitives Bauelement mit einer elektrostatischen Kapazität Co vorhanden ist und daß eine konstante Gleichspannung et einer aus dem veränderbaren Kondensator mit der Kapazität Cö und dem Widerstand R1 gebildeten Reihenschaltung zugeführt wird. Wenn die Kapazität Ca konstant ist, wird das kapazitive Element bis zu der Kapazität von Co aufgeladen, wobei die Klemmenspannung auf eo ansteigt und eine Ladung Q infoige der Kapazität Q des kapazitiven Bauelements gespeichert wird. Wenn sich nun der Kapazitätswert der veränderbaren Kapazität Q, ändert, kann die in dem kapazitiven Bauelement gespeicherte Ladung Q sich nicht plötzlich ändern. Da die Beziehung V = Q/G, allgemein gilt, ändert sich die Spannung Vmit einer Änderung in der Kapazität Co-

Diese Spannung V wird der Steuerelektrode des

Feldeffekttransistors X zugeführt. Da an die Anode des Transistors X eine Resonanzschaltung angeschlossen ist, wird die Spannung V verstärkt, wenn ihre Wechselfrequenz nahe bei der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung liegt. Die Änderungsfrequenz der Kapazität Ca wird als Spannung zwischen der Anode des Transistors Xund Masse erhalten.

Wenn sich in der oben beschriebenen Schaltung die elektrostatische Kapazität Co mit einer bestimmten Frequenz bei einer Drehung der Drehkopfplatte 14 ändert, tritt an einer mit der Anode des Feldeffekttransistors X verbundenen Ausgangsklemme 20a nur dann ein Ausgangssignal eo auf, wenn diese Frequenz in einem bestimmten Frequenzbereich fällt, dessen Mittenfrequenz die Resonanzfrequenz /0 des oben erwähnten Schwingkreises ist. Dies bedeutet, daß der Abstimmverstärker 17 eine Ansprechcharakteristik besitzt, die durch die Resonanzcharakteristik des Schwingkreises bestimmt ist. Selbst wenn daher ein Gemisch äußerer Störungen auftritt, beispielsweise Rausch- und Brummkomponenten im Eingang, besteht keine Gefahr, daß dadurch das Ausgangssignal gestört wird. Der Abstimmverstärker 17 ist daher in der Lage, die Drehzahl /12 (Hz) der Drehkopfplatte 14 als ein elektrisches Signal mit einer Frequenz /b festzustellen, die allerdings m mal höher als iti ist, wobei die Zahl n\ durch die Anzahl der Zähne der Zahnradkränze 16a und 165 bestimmt ist.

Das Ausgangssignal e© von der Ausgangsklemme 20a des oben beschriebenen Abstimniverstärkers 17 wird einer Eingangsklemme 30 des Frequenzdiskriminators 19 zugeführt und direkt an den einen Eingang eines NAND-Gliedes 31 und gleichzeitig über einen Phasenschieber 32 an den anderen Eingang des NAND-Gliedes 31 gelegt. Gleichzeitig wird das an der Eingangsklemme 30 auftretende Signal über ein Phasenumkehrglied 33 dem einen Eingang eines NAND-Gliedes 35 und gleichzeitig über den Phasenschieber 32 sowie ein Phasenumkehrglied 34 dem anderen Eingang des NAND-Gliedes 35 zugeführt. Die Ausgangssignale der NAND-Glieder 31 und 35 werden durch ein Filter 36 geschickt und von dort einer Ausgangsklemme 37 zugeführt, an der dann eine Ausgangssignalspannung Vo auftritt.

Der Phasenschieber 32 arbeitet mit der Frequenz /„ als Bezugsgröße, um die Phase eines Eingangssignals mit einer die Bezugsfrequenz übersteigenden Frequenz zu verzögern und die Phase eines Eingangssignals mit einer die Bezugsfrequenz {„ unterschreitenden Frequenz vorzuschieben.

Der Einfachheit halber sei angenommen, daß das so Eingangssignal e_o einen rechteckförmigen Verlauf mit einer Frequenz f_o aufweist wie in F i g. 3(A) dargestellt, und daß durch den Phasenschieber 32 die in der Fig.3(C) dargestellte Phasenverschiebung bewirkt wird. In diesem Fall werden die in den Fig.3(A) und 3(C) dargestellten Signale dem NAND-Glied 31 zugeführt, während die in den Fig.3(B) und 3(D) dargestellten rechteckförmigen Signale, die sich durch Phasenumkehr aus den in den Fig.3(A) und 3(Q gezeigten Signalen ergeben, an das NAND-Glied 35 ω gelegt werden. Damit erhält man das in Fig.3(E) gezeigte Signal, das die Kombination der Ausgangssignale der beiden NAND-Glieder darstellt. Dieses Signal wird durch das Filter 36 geglättet raid tritt als Fehlersignal Vb an der Ausgangsklemme 37 auf. Wenn « die Drehzahl der Magnetköpfe 15 über die normale Drehzahl ansteigen sollte und damit die Frequenz des Eingangssignals e_odes Frequenzdiskriminators 19 höher als die mittlere Bezugsfrequenz f_o wird, tritt im Ausgangssignal des Phasenschiebers 32 eine Phasenverzögerung um Φ auf in Übereinstimmung mit der Charakteristik, und es entsteht ein Signal, wie es in F i g. 3(F) dargestellt ist. Dementsprechend nimmt das kombinierte Ausgangssignal der NAND-Glieder 31 und 35 den in Fig.3(G) dargestellten Verlauf an, der eine geringere Impulsbreite als der in der F i g. 3(E) gezeigte Signalverlauf hat. Dadurch wird das durch Glätten des in der F i g. 3(G) dargestellten Signalverlaufs erhaltene Gleichstromfehlersignal in bezug auf den normalen Zustand kleiner. Wenn andererseits die Drehzahl der Magnetköpfe 15 gegenüber der Normaldrehzahl abfällt, wird das Eingangssignal eo in der Phase um Φ vorgeschoben, wie es in Fi g. 3(H) dargestellt ist, und das kombinierte Ausgangssignal der NAND-Giieder 31 und 35 nimmt den in F i g. 3(1) dargestellten Signalverlauf an, der eine größere Impulsbreite aufweist. Infolgedessen wird das durch Glätten des in Fig.3(1) dargestellten Signalverlaufs erhaltene Gleichstromfehlersignal größer.

Somit erzeugt der oben beschriebene Frequenzdiskriminator 19 ein Ausgangsfehlersignal Vo dessen Größe der Frequenz des Eingangssignals e_o umgekehrt proportional ist.

Fig.4(A) zeigt einen durch den Detektorkopf 23 aufgenommenen Impuls. Dieser Impuls wird durch den Rechteckwellengenerator 24 in ein rechteckwellenförmiges Signal umgewandelt, wie es in Fig.4(B) dargestellt ist. Im Betrieb kann für diesen Rechteckwellengenerator 24 ein normaler bistabiler Multivibrator verwendet werden. Das oben beschriebene rechteckwellenförmige Signal wird dem Trapezwellengenerator 25 zugeführt und durch diesen in einen trapezförmigen Wellenzug umgewandelt, wie er in F i g. 4(C) dargestellt ist.

Dieses trapezförmige Signal wird dem Phasenkomparator 26 zugeführt und dann durch den in Fig.4(D) gezeigten von dem Anschluß 27 kommenden Referenzimpuls abgetastet. Hier wird bezüglich des Referenzimpulses ein vertikales Synchronisationssignal während der Aufzeichnungszeit verwendet, das von dem Aufzeichnungsvideosignal abgeleitet ist, wohingegen während der Wiedergabezeit ein Steuersignal verwendet wird, das von dem Magnetband reproduziert worden ist. Infolgedessen wird ein Impuls mit einer Amplitude erhalten, die dem Vorschub oder der Verzögerung des Referenzimpulses bezüglich der Phase des Impulses, der von dem Detektorkopf abgetastet wird, proportional ist Dieser Impuls kann zurückgehalten werden, bis ein nachfolgender Impuls auftreten kann, wobei ein Fehlerausgangssignal vom Phasenkomparator erhalten wird, das in Fig.4(E) gezeigt ist Dieses Fehlerausgangssignal vom Phasenkomparator ist ein Gleichstromsignal mit einer Größe, die der Phase eines der sich drehenden Magnetköpfe 15 entspricht

Das in Fig.4(E) dargestellte Fehlerausgangssignal vom Phasenkomparator wird groß, wenn die Phase des sich drehenden Magnetkopfes 15 sich weit mehr vorschiebt als die Phase des Referenzimpulses, und es wird andererseits klein, wenn der Magnetkopf in bezug auf seine Phase mehr als die Phase des Referenzimpulses verzögert ist Dieses der Drehphase des sich drehenden Magnetkopfes 15 entsprechende Fehterausgangsspannangssignal wird dem Addierverstärker 20 zugeführt.

Eine erste Ausführungsform der Schaltung, die den Addierverstärker 20 und den Antriebsverstärker 21

enthält, wird unter Bezugnahme auf F i g. 5 beschrieben. Diese Ausführungsform enthält im wesentlichen eine Oszillatorschaltung 211 zum Erzeugen eines Wechselstromsignals konstanter Periode und konstanter Amplitude und eine als Schalter arbeitende Verstärkerschaltung 212, deren Ausgangsspannung der Eingangsgleichspannung proportional ist und die Antriebstransistoren 7irl6 und 7>17 zum Ausführen von Schaltvorgängen veranlaßt.

In der Oszillatorschaltung 211 wird die Basis eines Transistors TrIl durch Widerstände Λ11 und R12 vorgespannt. In den Emitterkreis dieses Transistors ist ein Widerstand R 13 eingeschaltet. Im Kollektorkreis dieses Transistors befindet sich eine Parallelschaltung aus einer Spule L1 und aus zwei in Reihe liegenden Kondensatoren CIl und C12. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren CIl und C12 ist mit dem Emitter des Transistors und gleichzeitig über einen Widerstand R 2t und einen Kondensator C13 mit der Basis eines Transistors Tr 15 verbunden. Somit wird der Basis des Transistors Tr 15 ein in der Oszillatorschaltung 211 erzeugtes Wechselstromsignal (eine sinusförmige Welle, wie in dem vorliegenden Beispiel, eine Sägezahnwelle, eine dreieckförrnige Welle oder dgl.) zugeführt, das eine konstante Periode, eine konstante Amplitude und eine geneigte Flanke aufweist.

Das vom Frequenzdiskriminator 19 gelieferte Eingangssteuersignal Vl wird über einen Anschluß 40 der Basis eines Transistors Tr 12 des Addierverstärkers 20 zugeführt Der Emitter des Transistors Tr 12 ist über einen Widerstand Ä15 mit dem Emitter eines Transistors Tr 13 verbunden. Der Koliektorausgang des Transistors Tr 12 ist an die Basis eines Transistors Tr 14 angeschlossen. Das Phasenfehlersignal V 2, das von dem Phasenkomparator 26 durch die Kompensationsschaltung 28 geleitet worden ist, wird über einen Anschluß 41 der Basis des Transistors Tr 13 zugeführt Ein Widerstand R 16 ist mit dem Emitter des Transistors Tr 13 verbunden. Der Emitter des Transistors Tr 14 ist über einen Widerstand /718 mit einem Anschluß 43 einer Betriebsspannungsquelle Vb 2 verbunden, und ein Widerstand R19 ist mit dem Kollektor des Transistors Tr 14 verbunden. Das Steuereingangssignal, das vorher durch diesen Transistor Tr 14 verstärkt worden ist, wird über einen Widerstand R 20 der Basis des Transistors Tr 15 zugeführt

Die Klemmenspannung des Gleichstrommotors 10 ■wird als negative Rückführung über einen Widerstand R17 dem Emitter des Transistors Tr 12 des Addierverstärkers 20 und weiterhin über den Widerstand R 15 dem Emitter des Transistors Tr 13 zugeführt

Die entsprechenden den Basen der Transistoren Tr 12 und 7>13 zugeführten Fehlersignale werden durch den Addierverstärker 20 addiert und verstärkt, wobei die Ausgangsspannung V3 über dem Widerstand R19 auftritt. Diese Ausgangsspannung V3 wird hoch (oder niedrig), wenn die oben erwähnte erste Fehlerspannung Vl hoch (oder niedrig) ist und wenn die zweite Fehlerspannung V2 hoch (oder niedrig) ist, wird die Spannung V3 niedrig (oder hoch).

Der Basis des Transistors Tr iS wird ein vereinigtes Signal zugeführt, das sich aus der Oberlagerung eines sinusförmigen Signals mit einer konstanten Amplitude Ao und eines Steuereingangssignals V3 ergibt, die durch den Addierverstärker 20 addiert und verstärkt worden sind. Wenn dieses vereinigte Signal den Schnittpegel Vs überschreitet, der durch das Emitterpotential des Transistors Tr 16 bestimmt ist das seinerseits durch die Widerstände R 22 und R 24 und den Kondensator C14 festgelegt ist, wird der Transistor Tr 15 eingeschaltet und es fließt Strom durch einen Anschluß 42 einer nicht gezeigten Betriebsspannungsquelle V_B 1 über einen Widerstand R 23 und durch den Transistor Tr 15.

Daher wird die Klemmspannung des Widerstandes Ä23 an die Transistoren Tr 16 und Tr 17 gelegt, die in einer Darlington-Schaltung miteinander verbunden sind. Diese beiden Transistoren gelangen dadurch in den eingeschalteten Zustand und eine rechteckwellenförmige Spannung tritt an dem Kollektor des Transistors Tr 17 auf, deren Wert im wesentlichen gleich der Spannung der Betriebsspannungsquelle V's 1 ist Diese Spannung wird dem Gleichstrommotor 10 zugeführt, nachdem sie durch eine Glättungsschaltung, die eine Spule L 2 und einen Kondensator C15 enthält, geglättet worden ist

Steigt die Steuerspannung V3 an, so wird die Zeitspanne, während der der Schnittpegel Vs überschritten wird, länger, und die Impulsbreiten der von den Transistoren Tr 16 und Tr 17 gelieferten Ausgangsspannungen wachsen ebenfalls an. Die Folge davon ist daß die durch Glättung dieser Spannung erhaltenen Ausgangsgleichspannungen ebenfalls höher werden, als ihren Normalwerten entspricht Wenn andererseits das Steuereingangssignal klein wird, wird auch die Zeitspanne, während der der Schnittpegel Vs überschritten wird, kürzer, und die von den Transistoren 7>16 und Tr 17 gelieferten Ausgangsspannungen weisen kleinere Impulsbreiten auf. Infolgedessen werden die durch Glättung dieser Spannungen erhaltenen Ausgangsgleichspannungen ebenfalls niedriger, als ihren Normalwerten entspricht Daher wird als Ausgangsspannung der als Schalter arbeitenden Verstärkerschaltung 212 eine zu der Steuerspannung V3 proportionale Gleichspannung erhalten, obwohl die Antriebstransistoren Tr 16 und Tr 17 Schaltungsfunktionen durchführen.
Da die gesamte Schaltung durch negatives Rückführen des Ausgangssignals der als Schalter arbeitenden Verstärkerschaltung 212 an den Addierverstärker 20 als ein negativer Rückführverstärker ausgeführt ist ist der Verstärkungsfaktor der gesamten Schaltung allein durch das Rückführungsverhältnis bestimmt, und die Schwankung der Spannung der Betriebsspannungsquelle Vb 1 hat keinen Einfluß. Weiterhin ist die Verstärkungseinstellung ebenfalls einfach, da sie nur durch Wahl der Werte der Widerstände Λ17 und R15 bestimmt ist

so Wenn die Drehphase des sich drehenden Magnetkopfes 15 mit dem Referenzsignal synchronisiert ist und die Drehphase des sich drehenden Magnetkopfes 15 durch Störungen, wie z. B. Veränderungen des belastenden Drehmomentes, verzögert wird, wird das Phasenfehlersignal V2 niedrig, während die Ausgangsspannung des Addierverstärkers 20 groß wird und das Steuereingangssignal V3 für die Verstärkerschaltung 212 bildet. Dementsprechend wird gleichzeitig das Ausgangssignal des Antriebsverstärkers 21 groß, um den Gleichstromeo motor 10 so zu steuern, daß die Drehbewegung des sich drehenden Magnetkopfes 15 beschleunigt werden kann. Dann dämpft das Steuersystem für konstante Geschwindigkeit das Arbeiten des Steuersystems für konstante Phase, das dazu neigt, den sich drehenden Magnetkopf 15 zu beschleunigen und verbessert dadurch die Dämpfungseigenschaften des Steuersystems für konstante Phase. Im Gegensatz zu diesem FaD wird die Phasensteue-

rung in ähnlicher Weise ausgeführt, wenn die Phase des sich drehenden Magnetkopfes IS durch Störungen vorläuft, auch in diesem Fall werden die Dämpfungseigenschaften verbessert. Infolgedessen ist es bei der vorliegenden Erfindung möglich, die Drehphase des sich drehenden Magnetkopfes 15 genau stabil bezüglich des Referenzsignals zu synchronisieren.

Eine weitere Ausführungsform einer Schaltung, die den Addierverstärker 20 und den Antriebsverstärker 21 enthält und einfacher aufgebaut ist, zeigt Fig.6. In to dieser Figur bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile wie in der in F i g. 5 gezeigten Schaltung, und die Beschreibung derselben ist daher weggelassen.

Das Kollektorausgangssignal des Transistors Tr 15, wobei die rechteckförmige Welle der trapezförmigen Welle im Verlauf angenähert ist, wird durch den Transistor Tr 21 verstärkt und in ein rechteckförmiges Signal umgewandelt, dessen Anstiegszeit im Anstiegsteil kleiner als 1 μβεο ist. Das rechteckförmige Ausgangssignal wird den Basen der Transistoren Tr 22 und Tr 23 zugeführt Wenn das Kollektorausgangssignal des Transistors TrIX ein hohes Niveau erreicht, gelangt der Transistor Tr 22 in den eingeschalteten Zustand und der Transistor Tr 21 in den ausgeschalteten Zustand. Wenn andererseits die Kollektorausgangsspannung des Transistors 7r21 das untere Niveau erreicht, wird der Transistor Tr 22 ausgeschaltet und die Transistoren Tr 23 und Tr 24 werden eingeschaltet Die oben beschriebene Umkehrschaltung wird für jeden einzelnen Zyklus des beschriebenen rechteckförmigen Aus- gangssignals durchgeführt

Durch Ein- oder Ausschalten des Transistors Tr 22 wird die Betriebsspannung in die rechteckförmige Signalform übergeführt Diese Spannung wird durch die aus der Spule L 2 und dem Kondensator C15 bestehende Schaltung gleichgerichtet und geglättet und dem Gleichspannungsmotor 10 zugeführt Die Transistoren Tr 23 und Tr 24 sind so geschaltet daß die drehzahlverringernden Eigenschaften durch Kurzschließen (über die Spule L 2) der zwei Anschlüsse des Motors 10 verbessert werden können.

Eine zweite Ausführungsform der Servoeinrichtung wird an Hand der F i g. 7 bis 10 beschrieben.

F i g. 7 zeigt ein Blockschaltbild der zweiten Ausführungsform der Servoeinrichtung. In dieser Figur sind gleiche TeUe wie in F i g. 1 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und daher ist die detaillierte Beschreibung dieser Teile weggelassen. In Fig.8 sind die Schaltungen einzelner Blöcke von Fig.7 dargestellt und zwar der Phasenschieber 50, den Phasenkomparator 26 und die Phasenkompensationsschaltung 28.

Das trapezförmige Signal mit einer geneigten Anstiegsflanke des Trapezwellengenerators 25 wird über einen Anschluß 51 an den Kollektor eines Transistors Tr31 in dem Phasenkomparator 26 angelegt.

Das Referenzsignal wird über den Anschluß 27 der Basis des Transistors Tr 34 des Phasenschiebers 50 zugeführt In dem Phasenschieber 50 bilden die Transistoren 7>34 und 7r33 einen monostabilen Multivibrator und erzeugen einen Impuls mit konstantem Zeitintervall, wenn ein Referenzimpuls von dem Anschluß eingespeist wird. Dieser Ausgangsimpuls wird durch den Kondensator C21 differenziert und dann fiber den Transistor Tr 35 der Basis des Transistors es Tr 31 in dem Phasenkomparator 26 zugeführt Infolgedessen wird das dem Kollektor des Transistors 7r31 zugeführte trapezförmige Signal durch das an die Basis dieses Transistors angelegte Signal abgetastet. Das Ausgangssignal von dieser Abtastung wird in dem Kondensator C24 gespeichert bis ein nachfolgender Abtastzeitpunkt erreicht wird. Daher wird das durch den Feldeffekttransistor (FET) Tr 32 abgegebene Signal ein Gleichspannungssignal, wobei das Gleichspannungssignal über einen weiteren Feldeffekttransistor Tr36 und den Anschluß 52 herausgeführt wird und dem Additionsverstärker 20 zugeführt wird.

Normalerweise ist in dem Steuersystem für konstante Phase der Mitnahmebereich für Synchronisation kleiner als der Haltebereich. Im Prinzip ist: dieser Mitnahmeoder Ansprechbereich für Synchronisation durch die Grenzfrequenz a>cder Frequenzcharakteristiken in dem linearen Bereich des Steuersystems bestimmt d. h. in dem Anstiegsbereich der trapezförmigen Welle, wie es oben beschrieben ist Praktisch gesehen ist die Grenzfrequenz wc des Steuersystems jedoch meistens durch den Gleichstrommotor 10 und die Charakteristiken seiner mechanischen Belastung bestimmt und sie ist im allgemeinen ziemlich niedrig. Daraus folgt, daß, wenn der Mitnahme oder Ansprechbereich klein ist und das Referenzsignal und die Mittenfrequenz ωο stark voneinander abweichen, das Steuersystem für konstante Phase Instabilitäten zeigt und die Synchronisation nicht bewirkt wird.

Um dieses Problem zu lösen, wird in der Schaltung nach F i g. 8 das Ausgangssignal des Transistors Tr 32 in dem Phasenkomparator 26 an die Basis des Transistors Tr34 des Phasenschiebers 50 über einen Kondensator C22 zurückgeführt

Im folgenden wird angenommen, daß die Abweichung des Referenzsignals von der Mittenfrequenz ωο des Steuersystems größer als die Glrenzfrequenz des Steuersystems für konstante Phase ist wobei das Steuersystem sich in einem nicht: synchronisiertem Zustand berindet und sich daher Instabilitäten einstellen. Hier wird das von dem Trapezwellengenerator 25, erzeugte trapezwellenförmige Signal in dem Phasenkomparator 26 einer willkürlichen Abtastung in den Teilen Bb 1 und Bb 2 mit Ausnahme seines Anstiegsteils 6a, wie in Fig.9 gezeigt unterworfen. Da die oben erwähnten Teile Bb 1 und Bb 2 am Phasenvergleich nicht beteiligt sind, wird keine Phasensteuerfunktion ausgeführt Dann addiert der Addierverstärker 20 das rechteckförmige Signal ähnlich dem trapezförmigen Signal, und als Folge davon wird die Drehbewegung des Gleichstrommotors 10 verändert

Die Rückführung von dem Phasenkomparator 26 zu dem Phasenschieber 50 arbeitet wie folgt

Wenn sich das Ausgangssignal des Phasenkomparator 26 stufenweise in der positivem (oder negativen) Richtung ändert wird der Betrag dieser Änderung des Ausgangssignals über den Kondensator C 22 zu dem Phasenschieber 50 zurückgeführt Auf diese Weise wird der Betrag der Phasenschiebung T'2 des Phasenschiebers 50 klein (oder groß), wie es durch V2 (T"2) in Fi g. 10(B) dargestellt ist Wenn die Drehzahl des sich drehenden Magnetkopfes 15 im Vergleich zu dem in Fig. 10(A) gezeigten Bezugssignal klein ist wird die Zeit der Abtastung durch den nachlaufenden Teil des Ausgangsimpulses der Phasenverschiebungsamplitude T"*2, d. h, die Zeitdauer des Abtastens in dem flachen Bereich Bb 1 des in Fig. 10(C) gezeigten trapezförmigen Signals, lang. Daher wird das Signal von der rechteckförmigen Weile des Ausgangssignals von dem Phasenkomparator 26 in dem Teil der Abtaststelle in dem flachen Bereich Bb 1 des trapezförmigen Signals

groß, und das elektrische Potential des Kondensators C23 in der Phasenkompensationsschaltung 28 nimmt entsprechend ab, so daß die Drehbewegung des Gleichstrommotors 10 in einem MaBe beschleunigt wird, wie es durch die Länge der Pfeillinie in F i g. 10(D) gezeigt ist, wobei seine Drehgeschwindigktit immer höher wird. Wenn die Frequenzdifferenz zwischen dem Bezugssignal und der Drehzahl sich der Grenzfrequenz wc im linearen Bereich des Steuersystems annähert, setzt die Phasensteuerung wieder ein und die Synchronisation wird durchgeführt

Im entgegengesetzten Fall liegt ein ähnlicher Ablauf vor. Wenn die Drehzahl des sich drehenden Magnetkopfes 15 in bezug auf das in Fig. 10(E) dargestellte Bezugssignal höher ist, wird die Zeitdauer der Abtastung durch Zeitbestimmung in dem in Fi g. 10(F) dargestellten Bereich Γ'2, d.h. die Zeitdauer der Abtastung für den in Fig. 10(G) gezeigten Teil ΘΛ2, lang. Daher wird die mittlere Spannung des Kondensators C23 in der Kompensationsschaltung 28 höher und die Drehzahl des sich drehenden Kopfes 15 wird niedrig. Das bedeutet, daß der Abtastpegel in dem Teil Bb 1 so wirkt, daß die Drehbewegung des sich drehenden Magnetkopfes 15 beschleunigt werden kann, wie es durch den (nach rechts gerichteten) Pfeil in Fig. 10(G) gezeigt ist, während der Abtastpegel in dem Teil Θ& 2 so wirkt, daß die Drehbewegung des sich drehenden Magnetkopfes 15 verzögert wird, wie es durch den (nach links gerichteten) Pfeß in Fig. 10(G) gezeigt ist Wie oben jedoch beschrieben wurde, wirkt, da die Zeil s der Abtastung in dem Teil Θ&2 lang wird, dei Abtastpegel so, daß die Drehbewegung des sich drehenden Magnetkopfes 15 verzögert wird, wie es insgesamt in F i g. 10(H) dargestellt ist. Die Drehzahl des sich drehenden Magnetkopfes 15 wird allmählich

ίο niedriger, und die Frequenzdifferenz der Drehzahl de;

Magnetkopfes und des Bezugssignals nähert sich dei Grenzfrequenz, wobei die Phasensteuerungswirkung

beginnt und die Synchronisation durchgeführt wird.

Auf diese Weise wird durch Addition des Referenz

signals durch den Phasenschieber 50 und durch wechselstrommäßige Rückführung des Ausgangssignal! des Phasenkomparators 26 über den Kondensator C 23 an den Phasenschieber 50 eine schnelle Synchronisatior ermöglicht sogar wenn die Frequenz des Referenzsi gnals und die Drehzahl des sich drehenden Magnetkop fes 15 weit voneinander abweichen. Da der Phasenschieber 50 und der Phasenkomparator 26 über der Kondensator C22 verbunden sind, wird der Gleichspan nungsverstärkungsfaktor des Steuersystems für kon stante Phase d ;rch den Anstieg des trapezförmiger Signals bestimmt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

1 Patentansprüche:

1. Servoeinrichtung zur Regelung der Drehgeschwindigkeit einer Drehkopf anordnung eines Aufzeichnungs- und Wiedergabegerätes, mit einem Gleichstrommotor als Antrieb der Drehkopfanordnung, einer ersten Detektoreinrichtung zum Feststellen der Drehgeschwindigkeit bzw. der Drehzahl der Drehlcopfanordnung, mit einem Verstärker, Begrenzer und Antriebsverstärker für den Gleichstrommotor einer ersten Meßschleife zum Messen eines Eingangssteuersignals entsprechend der Abweichung der Drehgeschwindigkeit der Drehkopfanordnung von einem vorgegebenen Wert, mit einer zweiten Detektoreinrichtung zum Messen eines durch Vergleich in einem Phasenkomparator der Phase des Ausgangssignals der zweiten Detektoreinrichtung mit der Phase eines Referenzsignals entstehenden Phasenfehlersignais in einer zweiten Meßschleife, dadurch gekennzeichnet, daß ein Addierverstärker (20) das von einem Frequenzdiskriminator (19) der ersten MeBschleife empfangene Eingangssteuersignal (VX) und das über den Phasenkomparator (26) und eine Kompensationsschaltung (28) eingespeiste Phasenfehlersignal (V2) zu einem Steuereingangssignal (V3) für eine Verstärkerschaltung (212) aufaddiert und verstärkt, daß der Addierverstärker (20) mit dem Antriebsverstärker (21), bestehend aus der als Schalter arbeitenden Verstärkerschaltung (212) und einer Oszillatorschaltung (211) verbunden ist, die ein Wechselstromsignal konstanter Phase und Amplitude erzeugt, das mit dem Steuereingangssignal (V3) im Antriebsverstärker (21) überlagert wird, und daß das überlagerte Signal bei Ober- bzw. Unterschreiten eines bestimmten Pegels die Verstärkerschaltung (212) ein- bzw. ausschaltet

2. Servoeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Addierverstärker (20) Transistoren (Tr 12, Tr 13, Tr 14) enthält, von denen dem ersten Transistor (Tr 12) an der Basis das Eingangssteuersignal (Vl) von dem Frequenzdiskriminator (19) eingespeist wird, daß der Emitter des ersten Transistors (Tr 12) über einen ersten Widerstand (R 15) mit dem Emitter des zweiten Transistors (Tr 13) verbunden ist, dessen Basis das von der Kompensationsschaltung (28) zugeführte Phasenfehlersignal (V2) empfängt, daß der dritte Transistor (Tr 14) mit seiner Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (Tr 12) und mit seinem Emitter über einen zweiten Widerstand (R 18) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Tr 13) zur Addition des Eingangssteuer- mit dem Phasenfehlersignal und zur Verstärkung der beiden Signale verbunden ist, und daß das Steuereingangssignal (VZ) für die Verstärkerschaltung (212) über einen dritten Widerstand (R 19) im Kollektorkreis des dritten Transistors (Tr 14) auftritt.

3. Servoeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (211) einen Transistor (TrIl) aufweist, dessen Basis über Widerstände (RU, Ri2) vorgespannt ist und in dessen Kollektorkreis eine Spule (L 1) mit zwei in Reihe liegenden Kondensatoren CCIl, C12) parallelgeschaltet ist, die über ein KC-Glied (R 21, C13) mit der Basis eines Transistors (Tr 15) der Verstärkerschaltung (212) verbunden ist, um der Basis dieses Transistors (Tr 15) ein Wechselstromsignal

konstanter Phase und konstanter Amplitude zuzufahren, das dem Steuereingangssignal (V3) überlagert wird, daß der Emitier des Transistors (Ti 15) über einen Widerstand (R 24) auf eine vorbestimmte Spannung vorgespannt ist, und daß der Kollektor des Transistors (Tr 15) über einen Widerstand (R 25) mit der Basis eines ersten Antriebstransistors (Tr 16) verbunden ist, dessen Emitter an der Basis eines zweiten Antriebstransistors (TrYT) angeschlossen ist, wobei der Transistor (Tr 15) und die beiden Antriebstransistoren (Tr 16, Tr 17) eingeschaltet sind, wenn das überlagerte Signal aus Wechselstrom- und Steuereingangssignal die vorbestimmte Spannung überschreitet, so daß im Kollektorkreis des zweiten Antriebstransistors (Tr 17) eine Spannung etwa gleich der Spannung einer Betriebsspannungsquelle (Vb 2) auftritt, die über einen Glättungskondensator (C 15) und eine Spule (L 2) den Gleichstrommotor (10) steuert