DE2233614A1

DE2233614A1 - CIRCUIT ARRANGEMENT TO REDUCE THE SYSTEM-RELATED INTERFERENCE IN CODEMULTIPLEX TRANSMISSION SYSTEMS

Info

Publication number: DE2233614A1
Application number: DE19722233614
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dipl Ing Krick
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1972-07-08
Filing date: 1972-07-08
Publication date: 1974-03-21
Also published as: AU477079B2; AU5772373A

Description

Schaltungsanordnung zum Vermindern der systembedingten Störleistung in Codemultiplex-Übertragungsanlagen Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Vermindern der Störleistung durch Subtraktion eines nachgebildeten Störsignals von dem Empfangssignal in Codemultiplex-Übertragungsanlagen, bei der die nicht orthogonalen Signale der anderen Sendestationen, deren Codemuster bei der Empfangsstation bekannt und erzeugbar sind, sich als Störsignale auswirken, deren Störleistungen die mit dem Korrelationsgewinn multiplizierte Leistung des Nutzsignals übertreffen. Circuit arrangement for reducing the system-related interference power in code division multiplex transmission systems The invention relates to a circuit arrangement to reduce the interference power by subtracting a simulated interference signal of the received signal in code division multiplex transmission systems in which the non-orthogonal Signals from the other transmitting stations whose code pattern is known at the receiving station and can be generated, act as interfering signals, the interfering powers of which with exceed the power of the useful signal multiplied by the correlation gain.

In den bekannten Codemultiplex-Übertragungsanlagen werden die Nachrichten zwischen mehreren Sende- und Empfangsstationen gleichzeitig in einem gemeinsamen Frequenzband über eine Relaisstation, beispielsweise über den Transponder eines Satelliten, der das von allen Sendestationen empfangene Summensignal verstärkt und in einem-anderen Frequenzband wieder abstrahlt, ausgetauscht. Bei diesem Ubertragungsverfahren sind die von den einzelnen Sendestationen erzeugten Trägersignale mittels Phasenumtastung durch einen der jeweils gerufenen Empfangsstation zugeordneten Adresscode moduliert, der seinerseits mit der zu übertragenden binären Nachricht moduliert ist. Die Empfangsstationen gewinnen die für sie bestimmten Nachrichten durch Korrelation des empfangenen Summensignals mit einem empfangsseitig erzeugten und mit dem im Empfangssignal enthaltenen für die Empfangsstation bestimmten Träger synchronisierten, dem Adresscode gleichen Codemuster.In the known code division multiplex transmission systems the Messages between several sending and receiving stations at the same time in one common frequency band via a relay station, for example via the transponder a satellite, which amplifies the sum signal received from all broadcasting stations and emits it again in another frequency band, exchanged. With this transmission method are the carrier signals generated by the individual transmitting stations by means of phase shift keying modulated by an address code assigned to the receiving station being called, which in turn is modulated with the binary message to be transmitted. The receiving stations obtain the messages intended for them by correlating the sum signal received with a generated on the receiving side and with the one contained in the received signal for the receiving station synchronized certain carriers, identical to the address code Code pattern.

Es liefern dabei beim Empfänger neben dem gewünschten Träger auch die Träger aller anderen Sendestationen, die in dem gleichen Frequenzband arbeiten und mit dem Nutzträger nicht orthogonal sind, Anteile. Diese für die Empfangsstation unerwünschten Träger der gleichen Ubertragungsanlage wirken sich als Störsignale aus. Es wird im Empfänger bei der Korrelation das dem Adresscode des gewünschten Trägers gleiche Codemuster synchron und phasengleich zugesetzt, so dass bei dieser multiplikativen Mischung die beim sendeseitigen Modulationsvorgang bewirkte Bandspreizung des Nachrichtensignais auf die Übertragungsbandbreite wieder rückgängig gemacht wird, und zwar nur bei dem Signal, dessen Codemuster phasenrichtig zugesetzt wird. Die übrigen Signale bleiben breitbandig,'so dass die durch sie verursachte Störung mittels eines Tiefpasses, der die Nachrichtenbandbreite hat, bis auf einen Rest unterdrückbar ist. Es entsteht auf diese Weise ein Korrelationsgewinn, der gleich dem Quotlenten aus der Sendebandbreite und der Nachrichtenbandbreite ist. Es ist jedoch der beliebigen Verbesserung des Störabstandes durch Vergrössern des sendeseitigen Spreizungsfaktors bei vorgegebener Bitrate des Nachrichtensignais durch die verfügbare Bandbreite des Übertragungskanals eine Grenze gesetzt. Es ist ausserdem die gesamte Störleistung gleich der Summe der Leistungen aller Störträger, so dass eine Verschlechterung des Störabstandes besonders bei im Vergleich zum Nutzsignal leistungsstarken Störträgern zu erwarten ist. Es kann dabei die Empfangsleistung des Nutzsignals wesentlich kleiner sein als die der systembedingten Störsignale, insbesondere wenn die im Empfänger auftretende Störleistung durch einen oder eine kleine Anzahl starker Sender bestimmt ist, so dass die Rückgewinnung der Nachricht durch einen gewöhnlichen Korrelationsempfänger nicht möglich ist.It also delivers to the recipient in addition to the desired carrier the carriers of all other transmitting stations operating in the same frequency band and are not orthogonal to the useful carrier, proportions. This for the receiving station unwanted carriers of the same transmission system act as interference signals the end. During the correlation, the address code of the desired address will be used in the recipient Carrier the same code pattern added synchronously and in phase, so that with this multiplicative mix at the transmitting end Modulation process effected spreading of the message signal on the transmission bandwidth again is reversed, and only for the signal whose code pattern is in phase is added. The other signals remain broadband, 'so that caused by them Disturbance by means of a low-pass filter, which has the message bandwidth, except for one Rest can be suppressed. In this way there is a correlation gain, the is equal to the quotient of the transmission bandwidth and the message bandwidth. However, it is possible to improve the signal-to-noise ratio at will by increasing the Spreading factor on the transmission side for a given bit rate of the message signal a limit is set by the available bandwidth of the transmission channel. It is In addition, the total interference power is equal to the sum of the powers of all interfering carriers, so that a deterioration in the signal-to-noise ratio especially in comparison to the useful signal powerful interfering carriers can be expected. It can do the receiving power of the useful signal be significantly smaller than that of the system-related interfering signals, especially if the interference power occurring in the receiver is caused by a small number of strong transmitters is intended, so that the recovery of the message is not possible by an ordinary correlation receiver.

Es ist schon vorgeschlagen worden, empfangsseitig das Störsignal aus dem Empfangsgemisch nachzubilden und am Empfänger eingang, also vor dem Korrelationsempfänger, die Nachbildung vom Empfangssignal zu subtrahieren, so dass eine Störabstandverbesserung eintritt.It has already been proposed to remove the interference signal on the receiving side to simulate the receiving mixture and at the receiver entrance, so before the correlation receiver to subtract the replica from the received signal, so that an improvement in the signal-to-noise ratio occurs.

Dieses Subtraktionsverfahren setzt eine sehr genaue Phasen- und Amplitudenregelung voraus, die immer wieder die Empfangsschwankungen auszugleichen imstande ist. Eine Kompensation ist dabei nur für die von einem Störsender stammende Komponente möglich und dabei auch nur für die unmittelbare Störkomponente, nicht aber für die auf dem Wege gebildeten Intermodulationsprodukte mit dem Nutzsignal oder mit anderen Signalen.This subtraction method uses very precise phase and amplitude control ahead, which is always able to compensate for fluctuations in reception. One Compensation is only possible for the component originating from a jammer and only for the immediate interfering component, but not for the one on the Paths formed intermodulation products with the useful signal or with other signals.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Nachbildung zu erreichen, bei der die Modulationsprodukte mindestens angenähert berücksichtigt sind. Insbesondere besteht diese Aufgabe für die systemeigenen Störsender, deren Codes empfangsseitig bekannt sind und dort nachgebildet werden können.The invention is based on the object of achieving a replica in which the modulation products are at least approximately taken into account. In particular this is the task for the system's own jammers and their codes on the receiving end are known and can be reproduced there.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die nach der multiplikativen Mischung des Empfangssignals mit dem Nutzcodemuster in einer Mischstufe aufgetretenen und durch einen Bandpass gefilterten systemeigenen Störkomponenten nachgebildet werden und dass eine die Nachbildung subtrahierende Mischstufe zwischen dem Ausgang des ersten Bandfilters und dem Eingang eines zweiten, dem kohärenten Demodulator vorgeschalteten Bandfilters vorgesehen ist.The invention is characterized in that according to the multiplicative Mixing of the received signal with the useful code pattern occurred in a mixer and simulated system-specific interference components filtered by a bandpass and that a mixer stage subtracting the replica between the output of the first band filter and the Entrance of a second, the coherent one Demodulator upstream band filter is provided.

In einer Weiterbildung des Erfindungsgedankens ist für eine angenäherte Nachbildung der Störkomponente das mit dem Empfangssignal in einer Verzögerungsregelschleife synchronisierte Störcodemuster mit dem Empfangs signal in einer Mischstufe multipliziert und nach seiner Bandpassfilterung in einer weiteren Mischstufe mit tdem über ein Tiefpassfilter geführten Mischprodukt zwischen dem Nutzcodemuster und dem Störcodemuster multipliziert-. Es erfolgt die Synchronisation des Nutzcodemusters mit dem im Empfangssignal enthaltenen Nutzsignal'durch eine Verzögerungsregelschleife, in der die Störkomponente durch Subtraktion einer Nachbildung verkleinert ist. Es ist die Bandbreite der darin verwendeten Tiefpässe grösser als die Bandbreite des Nachrichtenspektrums, jedoch kleiner als die Bandbreite des Codespektrums und es sind die Bandpässe durch Transformation aus den Tiefpässen in den HF-Bereich entstanden.In a further development of the inventive concept is for an approximate Simulation of the interference component with the received signal in a delay locked loop synchronized interference code pattern multiplied with the received signal in a mixer and after its bandpass filtering in a further mixer stage with tdem via a Low-pass filter guided mixed product between the useful code pattern and the interference code pattern multiplied-. The user code pattern is synchronized with that in the received signal contained useful signal 'through a delay locked loop in which the interference component is reduced by subtracting a replica. It's the range of in it used low-pass filters larger than the bandwidth of the message spectrum, however smaller than the bandwidth of the code spectrum and it is the bandpasses through transformation emerged from the low-pass filters in the HF range.

Hierdurch werden die Vorteile erreicht, dass die im Korrelationsempfänger durch die Kreuzkorrelation des Nutzcodes mit dem Störcode entstandene Störleistung reduziert ist. Es wird dabei nicht das empfangene Störsignal selbst, sondern der nach der Multiplikation des Empfangsgemischs mit dem Codemuster des Nutzcodes nach anschliessender Siebung verbleibende Störanteil nachgebildet und dieser dann subtrahiert. Es lassen sich dabei die Einflüsse der Störträger grosser Leistung der gleichen C;bertragungsanlage reduzieren.This has the advantages that the correlation receiver Interference power resulting from the cross-correlation of the useful code with the interference code is reduced. It is not the received interference signal itself, but the after multiplying the reception mixture with the code pattern of the useful code subsequent sieving remaining Reproduced disturbance component and this is then subtracted. The influences of the interfering carriers can be greater Reduce the power of the same transmission system.

Es nimmt dabei die erzielbare Störabstandsverbesserung für jedes einzelne Störsignal mit fallendem Störabstand des Empfangssignals zu1 so dass sich eine vorteilhafte Anpassung an den gegebenen Störabstand ergibt.It takes the achievable signal-to-noise improvement for each one Interference signal with decreasing signal-to-noise ratio of the received signal zu1 so that an advantageous Adaptation to the given signal-to-noise ratio results.

Die Erfindung wird an Blockschaltbildern erklärt.The invention is explained using block diagrams.

Fig.1 zeigt die Anordnung für die Reduzierung der Störleistung eines systembedingten Störträgers, dessen Leistung wesentlich grösser ist, als die des Nutzträgers.Fig.1 shows the arrangement for reducing the interference power of a system-related interfering carrier whose performance is significantly greater than that of the User carrier.

In Fig.2 ist eine Code-Synchronisationsschaltung für den Nutzcode dargestellt, in der eine entsprechende Störleistungsreduzierung vorgenommen wird.In Fig.2 is a code synchronization circuit for the useful code shown, in which a corresponding reduction in interference power is carried out.

Der in Fig.1 schematisch dargestellten Empfangsanordnung wird das Empfangsgemisch s, das aus der Summe des modulierten Nutzträgers sl und einem Störträger s2 besteht, am Punkt E zugeführt. Der Datenkanal der Empfangs anordnung enthält den auf das Nutzsignal sl abgestimmten HF-Korrelator K1 und den kohärenten Demodulator Dl. Zusätzlich zu der an sich bekannten Korrelatoranordnung enthält der HF-Korrelator K1 die Subtraktionsstelle M5. Von der an dieser Stelle auftretenden Störkomponente wird eine mit Hilfe eines zweiten auf das Störsignal s2 abgestimmten HF-Korrelator K2 erzeugte Nachbildung subtrahiert.The receiving arrangement shown schematically in Figure 1 is the Reception mix s, the sum of the modulated useful carrier sl and an interfering carrier s2 exists, fed at point E. The data channel of the receiving arrangement contains the RF correlator K1 matched to the useful signal sl and the coherent demodulator Dl. In addition to the correlator arrangement known per se, the HF correlator contains K1 the subtraction point M5. From the occurring at this point Interfering component becomes an HF correlator tuned to the interference signal s2 with the aid of a second K2 generated replica is subtracted.

Die Empfangs anordnung enthält zwei Codemustergeneratoren, der eine erzeugt das Muster cl des Nutzcodes cl, der andere das Muster c2' des bei der Empfangsstelle bekannten Störcodes c2. Da die Leitung des Störträgers s2 sehr gross ist gegenüber der Leistung des Nutzträgers sl, lässt sich das Codemuster c2' durch eine einfache Verzögerungsregelschleife mit dem Störcode c2 synchronisieren. Diese Synchronisation des Störcodemusters c2' ist durch den Block CS2 angedeutet.The receiving arrangement contains two code pattern generators, one generates the pattern cl of the useful code cl, the other the pattern c2 'des at the receiving point known fault codes c2. Since the line of the interfering carrier s2 is very large opposite the performance of the user carrier sl, the code pattern c2 'can be determined by a simple Synchronize the delay locked loop with the disturbance code c2. This synchronization of the interference code pattern c2 'is indicated by the block CS2.

Für das Codemuster cl' ist eine einfache Synchronisationsschleife wegen der geringen Leistung des Nutzsignals nicht brauchbar. Der für die Erzeugung des Codemusters cl' dienende Block CSl wird erst weiter unten beschrieben.For the code pattern cl 'is a simple synchronization loop not usable because of the low power of the useful signal. The one for the generation of the code pattern cl 'serving block CSl is described only further below.

Zunächst kann jedoch das Codemuster cl' eine beliebige Phase gegenüber dem Nutzcode cl haben, weil die nachfolgend beschriebene Störunterdrückung unabhängig davon ist, ob cl' mit cl synchronisiert ist. Für die Störunterdrückung ist aber die richtige Phasenlage des Störcodemusters c2' gegenüber dem Störcode c2 wichtig.Initially, however, the code pattern cl 'can have any phase with respect to it have the useful code cl because the interference suppression described below is independent of which is whether cl 'is synchronized with cl. But for the interference suppression the correct phase position of the interference code pattern c2 'with respect to the interference code c2 is important.

Bei der Mischung des Empfangssignals s mit dem Nutzcodemuster cl' in der Mischstufe Ml entstehen Mischprodukte zwischen dem Codemuster cl' und sowohl dem Nutzträger sl als auch dem Störträger s2, die nach ihrer Siebung durch den Bandpass BP1 das Signal v=vli+vl2 bilden. Zur Verringerung der durch die Komponente v12 gegebenen Störleistung wird ein dieser Komponente. angenähertes Signal v12' nachgebildet und nach einer Amplitudenjustierung in der Stufe Rl von dem Signal v in der Mischstufe M5 subtrahiert.When mixing the received signal s with the useful code pattern cl ' Mixing products arise in the mixing stage Ml between the code pattern cl 'and both the useful carrier sl as well as the interfering carrier s2, which after their sieving through the bandpass BP1 form the signal v = vli + vl2. To reduce the given by the component v12 Disturbance power becomes one of these components. approximate signal v12 'simulated and after an amplitude adjustment in stage Rl from the signal v in the mixer stage M5 subtracted.

Für diese Nachbildung wird das Empfangssignal s in der Mischstufe M2 mit dem auf den Störcode c2 synchronisierten Codemuster c2' multipliziert. Das Ausgangssignal der Mischstufe M2 durchläuft den Bandpass BP3 und besteht dann aus der Summe der Mischprodukte v21 und v22. Wegen der gegenüber der Störleistung geringen Nutzleistung ist am Ausgang des Bandfilters BP3 das Mischprodukt v21 gegenüber dem Mischprodukt v22 vernachlässigbar. Aus diesem angenäherten Signal v22 ergibt sich eine angenäherte Nachbildung val2' des Störanteils v12 durch Multiplikation mit dem Ausgangssignal y eines zu den Bandpässen BPl und BP3 äquivalenten Tiefpasses TP1, dessen Eingangssignal das in der Mischstufe M3 gebildete Produkt der beiden Codemuster cl' und c2' ist.For this simulation, the received signal is s in the mixer M2 is multiplied by the code pattern c2 'synchronized with the interference code c2. That The output signal of the mixer M2 passes through the bandpass filter BP3 and then consists of the sum of the mixed products v21 and v22. Because of the low power compared to the interference Useful power at the output of the band filter BP3 is the mixed product v21 compared to the Mixed product v22 negligible. This approximated signal v22 results an approximate replica val2 'of the interference component v12 by multiplication with the output signal y of a low-pass filter equivalent to the band-pass filters BP1 and BP3 TP1, whose input signal is the product of the two formed in mixer M3 Code pattern is cl 'and c2'.

Mit der auf diese Weise entstandenen Nachbildung v12' ist jedoch keine zeitlich durchlaufende Kompensierung der Störkomponente möglich. Es bilden nämlich der Tiefpass TPl sowie die ins Basisband transformierten äquivalenten Bandpässe BPl und BP3, da deren Grenzfrequenz fgl als klein gegenüber der Codetaktfrequenz fc vorausgesetzt wird, fortlaufend den zeitlichen Mittelwert der Basisbandsignale über ein Mittelungsintervall Tm, das proportional zu 1/dgl ist.With the replica v12 'created in this way, however, there is no Compensation of the interfering component continuously over time possible. This is because the low-pass filter TP1 and the equivalents transformed into the baseband form Bandpasses BP1 and BP3, since their cutoff frequency fgl is small compared to the code clock frequency fc is assumed, the temporal mean value of the baseband signals continuously over an averaging interval Tm which is proportional to 1 / dgl.

Dieses Mittelungsintervall erstreckt sich stetig fortlaufend von der Zeit t-Tm bis zur Zeit t. Hierbei ist das der Signalkomponente v12 entsprechende Basisbandsignal die Kurzzeit-Kreuzkorrelierte zwischen dem Produkt aus dem Störcode c2 und der Störnachricht b2 mit dem Codemuster cle des Nutzsignales über die Zeit Tm. Das zu der Nachbildung v12' gehörende Basisbandsignal dagegen ist das Produkt der Kurzzeit-Kreuzkorrelierten zwischen dem Nutzcodemuster cl' und dem Störcodemuster c2' mit dem Kurzzeitmittelwert der Störnachricht b2. Nur dann, wenn innerhalb des jeweiligen Mittelungsintervalls kein Wechsel der Binärfolge b2 erfolgt, ist die Nachbildung imstande die Störkomponente zu kompensieren.This averaging interval extends continuously from the Time t-Tm to time t. Here is the one corresponding to the signal component v12 Baseband signal is the short-term cross-correlated between the product of the interference code c2 and the disturbance message b2 with the code pattern cle of the useful signal over time Tm. The baseband signal belonging to the simulation v12 ', on the other hand, is the product the short-term cross-correlated between the useful code pattern cl 'and the interference code pattern c2 'with the short-term mean of the disturbance message b2. Only if within the no change of the binary sequence b2 takes place in the respective averaging interval, the The simulation is able to compensate for the interfering component.

In den Zeitabschnitten, in denen ein Wechsel von b2 in das Mittelungsintervall fällt, ist die Subtraktion unvollständig.In the time segments in which there is a change from b2 to the averaging interval falls, the subtraction is incomplete.

Es sind daher die Zeitabschnitte, in denen eine vollkommene Unterdrückung des Störanteils stattfindet, umso länger gegenüber den Zeitintervallen mit unvollkommener Reduzierung, je grösser das Verhältnis von Bitdauer T zur Mittlungsdauer Tm ist. Es muss andererseits die Mittelungsdauer Tm sehr gross gegenüber der Codebitdauer l/fc sein. Diese Forderung ist umso besser erfüllbar, je grösser der Spreizungsfaktor fc.T ist. Die Wahl der äquivalenten Filterbandbreite fgl ergibt sich aus dem Kompromiss: möglichst hohe Störanteil-, möglichst niedrige Nutzanteil-Reduzierung-Die nach der Subtraktion übrig bleibenden Störanteilspitzen bei Zeichenwechsel von b2 werden durch den der Mischstufe M5 folgenden Bandpass BP2 mit der Bandbreite 2/T entsprechend dem Verhältnis Tm/T reduziert.It is therefore the periods of time in which there is complete suppression of the disturbance component takes place, the longer compared to the time intervals with imperfect Reduction, the greater the ratio of bit duration T to averaging duration Tm. On the other hand, the averaging duration Tm must be very long opposite to the code bit duration be l / fc. The larger the requirement, the better it can be met the spreading factor is fc.T. The choice of the equivalent filter bandwidth fgl results from the compromise: the highest possible interference component, the lowest possible useful component reduction die After the subtraction, the remaining noise component peaks when the character changes from b2 are generated by the bandpass BP2 following the mixer M5 with the bandwidth 2 / T reduced according to the ratio Tm / T.

Es setzt an sich die durch die Subtraktion und anschliessende Bandfilterung bewirkte Reduzierung der systemeigenen Störung nicht den Synchronismus des Nutzcodemusters cl' mit dem Empfangscode cl voraus. Dieser Synchronismus ist aber erforderlich, um aus dem reduzierten Signal w durch kohärente Demodulation die gewünschte Nachricht bl zurückzugewinnen.It is the result of the subtraction and subsequent band filtering the reduction in the intrinsic interference did not bring about the synchronism of the useful code pattern cl 'with the reception code cl. However, this synchronism is necessary to obtain the desired message from the reduced signal w by means of coherent demodulation regain bl.

Es ist jedoch die Leistung des Nutzsignals sl klein gegenüber der Leistung des Störsignals s2, die Synchronisation des Nutzcodemusters cl' auf den Nutzcode cl ist daher mit einer einfachen Verzögerungsregelschleife nicht möglich.However, the power of the useful signal sl is small compared to the Power of the interference signal s2, the synchronization of the useful code pattern cl 'to the User code cl is therefore not possible with a simple delay locked loop.

Die in Fig.2 schematisch dargestellte Synchronisationsschaltung für das Nutzcodemuster cl' ist eine Erweiterung einer bekannten nach dem Hüllkurven-Korrelationsverfahren arbeitenden Verzögerungsregelschleife. Es sind dabei in das Korrelatornetzwerk K3 -zwei Subtraktionsstellen M13 und M14 eingefügt, über die die störenden Kreuzkorrelationsleistungen reduzierbar sind. Die Subtraktion erfolgt in der gleichen, vorher für den Datenkanal beschriebenen Weise.The synchronization circuit shown schematically in Figure 2 for the useful code pattern cl 'is an extension after a well-known the delay locked loop working with the envelope curve correlation method. There are two subtraction points M13 and M14 inserted into the correlator network K3, via which the disruptive cross-correlation services can be reduced. The subtraction takes place in the same way previously described for the data channel.

Die Verzögerungsregelschleife enthält das rückgekoppelte Schieberegister SR, das zwei um eine Codebitdauer 6 gegeneinander zeitlich verschobene Nutzcodemuster c11 (t + 2 erzeugt. Diese werden im Hüllkurven-Korrelationsnetzwerk K3 in den Mischstufen Mil, M12 mit dem Empfangssignal multipliziert. Das Korrelationsnetzwerk besteht aus zwei Signalpfaden, deren Signale in der Mischstufe M15 zusammengeführt sind.The delay locked loop contains the feedback shift register SR, the two useful code patterns that are time-shifted relative to one another by a code bit duration 6 c11 (t + 2 generated. These are generated in the envelope curve correlation network K3 in the mixer stages Mil, M12 multiplied by the received signal. The correlation network exists from two signal paths, the signals of which are combined in the mixer M15.

Die Störanteile werden auchXbei dieser Synchronisationsschaltung mit Hilfe des in Fig.1 dargestellten, auf das Störsignal s2 abgestimmten HF Korrelators K2 und der Codesynchronisation CS2 durch Mischen mit dem Nutzcodemuster c11 nachgebildet. Das Störcodemuster c2' wird in den Mischstufen M21, M22 mit den beiden im Schieberegister SR erzeugten, um einen Codebittakt gegeneinander verschobenen Nutzcodemustern gemischt und über die Tiefpässe TP 21, TP 22 den Mischstufen M41, M42 zugeführt, wo die Mischung mit den aus dem HF-Korrelator K2 abgegebenen Signal v2 stattfindet.The interference components are also X in this synchronization circuit With the aid of the HF correlator shown in FIG. 1 and tuned to the interference signal s2 K2 and the code synchronization CS2 simulated by mixing with the useful code pattern c11. The interference code pattern c2 'is in the mixing stages M21, M22 with the two in the shift register SR generated, mixed useful code patterns shifted from one another by a code bit clock and fed via the low-pass filters TP 21, TP 22 to the mixing stages M41, M42, where the mixture takes place with the signal v2 emitted from the RF correlator K2.

Die an den Ausgängen der Mischstufen M41, M42 anstehenden Nachbildungen der Störanteile werden nach der erforderlichen Amplitudenjustierung durch die Stufen R11, R12 den Subtraktions-Mischstufen Mol3, M14 zugeführt.The pending at the outputs of the mixer stages M41, M42 Replicas after the necessary amplitude adjustment by the steps R11, R12 fed to the subtraction mixer stages Mol3, M14.

Die Störleistungsunterdrückung in der über das Hüllkurven-Korrelationsnetzwerk K3, den Tiefpass TP15 und den spannungsregelbaren Oszillator VCO verlaufenden Verzögerungsregelschleife entspricht vollkommen der des Datenkanals. Die an den Ausgängen der Hüllkurvendetektoren HDi3, HDl4 gewonnenen Korrelationsfunktionen werden in der Mischstufe M15 voneinander subtrahiert und bilden das Fehlersignal, das nach seiner Filterung im Tiefpass TP15 den regelbaren Oszillator VCO steuert, der den Takt für das Schieberegister SR liefert.The interference power suppression in the over the envelope correlation network K3, the low-pass filter TP15 and the voltage-controllable oscillator VCO running delay locked loop corresponds completely to that of the data channel. The ones at the outputs of the envelope curve detectors The correlation functions obtained HDi3, HDl4 are separated from one another in the mixer M15 subtract and form the error signal, which after its filtering in the low-pass filter TP15 the controllable oscillator VCO controls, which supplies the clock for the shift register SR.

Der Stufe n-1 des Schieberegisters SR ist über eine Verzögerung um eine halbe Codebitdauer das synchronisierte Nutzcodemuster cl' am Punkt A entnehmbar, das für die Demodulation im Datenkanal - Fig.1 - ausnutzbar.ist.The stage n-1 of the shift register SR is about a delay half a code bit duration, the synchronized user code pattern cl 'can be seen at point A, which can be used for demodulation in the data channel - Fig. 1.

Claims

Circuit arrangement for reducing the interference power by subtraction a simulated interference signal from the received signal in code division multiplex transmission systems, in which the non-orthogonal signals of the other transmitting stations, their code pattern are known and can be generated at the receiving station, act as interfering signals, whose interfering powers are the power of the multiplying the correlation gain Exceeding the useful signal, characterized in that the after the multiplicative Mixing of the received signal (s) with the useful code pattern (cl ') in a mixer (M1) occurred and filtered by a bandpass (BPl) system-specific interfering components (val2) are simulated and that a subtracting the simulation (val2 ') Mixing stage (M5) between the output of the first band filter (BP1) and the input a second band filter (BP2) connected upstream of the coherent demodulator (Dl) 2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that for an approximate simulation (v12 ') of the interference component (via) that with the received signal (s) with interference code patterns synchronized in a delay locked loop (CS2) the received signal in a mixer (> 42) multiplied and after its bandpass filtering (BP3) in a further mixer stage (M4) with the Mixing product (y) between the useful code pattern passed through a low-pass filter (TP1) (cl ') and the interference code pattern (c2') is multiplied.

3. Circuit arrangement according to Claims 1 and 2, characterized in that that the synchronization of the user code pattern (cl ') with that in the received signal (s) contained useful signal (sl) through a delay locked loop (K3, TP15, Vco) takes place in which the interference component by subtracting (M13, M14) a replica can be reduced in size.

4. Circuit arrangement according to claims 1-3, characterized in that that the bandwidth of the low-pass filters (TPl, TP21, TP22) is larger than the bandwidth (b) the message spectrum, but smaller than the bandwidth (B) of the code spectrum, and that the band-passes (BPl, BP3, BPII, BKl2) by transforming the low-pass filters have arisen in the HF range.