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Die
Erfindung betrifft elektronische Beleuchtungssysteme und insbesondere
Verfahren und Vorrichtungen, die dazu in der Lage sind, am ihrem
Ausgang eine Last, wie etwa kompakte Leuchtstofflampen und andere
Gasentladungslampen, zu versorgen.
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Kürzliche
Fortschritte haben neue und verbesserte Leuchtstofflichtquellen
hervorgebracht, die effektiv mit Glühlampen- und Wolfram-Halogen-Lichtquellen
und – Glühbirnen
konkurrieren. Kürzliche
Fortschritte bei elektronischen Vorschaltgeräten haben kleinere und zuverlässigere
Vorschaltgeräte
für die
Verwendung in Beleuchtungsanwendungen ermöglicht.
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Wenn
die Schaltung des elektronischen Vorschaltgerätes für die Verwendung mit einer
Art eines phasengesteuerten Triac-Dimmer gestaltet ist, muss sie
die Anforderungen des Triacs bezüglich
der Haltestromanforderungen erfüllen.
Der Triac muss in seinem Durchlasszustand die Stromgröße über einem
minimalen Haltestrom halten, um Strom ohne unerwünschte Unterbrechungen während der
Zeit eines jeden Halbzyklusses der AC-Netzleitungsversorgung zu
leiten.
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Ansonsten
wird der Betrieb zu einem unerwünschten
Flimmern führen.
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Kompakte
Leuchtstofflampen (Leuchtstofflampen kombiniert mit einem elektronischen
Vorschaltgerät),
die für
eine Bedienung über
eine gewöhnliche
AC-Netzleitung vorgesehen sind, weisen normalerweise einen Zweiweggleichrichter,
einen Energiespeicherkondensator, einen Hochfrequenzinverter aus
Schalttransistoren, der von dem Energiespeicherkondensator versorgt
wird und einen Resonanzkreis zum Starten und Betreiben der Gasentladungslampe
als Lichtquelle auf.
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Anordnungen
aus dem Stand der Technik umfassen normalerweise ein einstufiges
elektronisches Vorschaltgerät
mit einem hohen Leistungsfaktor und mit niedriger harmonischer Verzerrung
des von der AC-Netzleitung aufgenommenen Stroms, die eine Energierückkoppelung
vom Ausgang zum Eingang des Vorschaltgeräts umfassen. Die Energierückkoppelung
vom Ausgang zum Eingang, wie sie in Produkten aus dem Stand der
Technik eingesetzt wird, ist derart gestaltet, dass sie entweder
die Anforderungen eines Triac-Haltestroms erfüllen oder den eines vollen
Dimmbereichs ohne sichtbares Flimmern erfüllen. Das sichtbare Flimmern
steht im Zusammenhang mit einer Brummspannung am Speicherkondensator.
Das Brummen der Spannung sollte bei allen Dimmpegeln auf einem Minimum
gehalten werden. Der Lichtdimmbereich der Lampe und seine Beziehung
zum Dimmerbereich ist ebenfalls ein Ergebnis der Energierückkoppelung.
Die Energierückkoppelung ist
nicht selbstverstellbar und sorgt vielmehr für eine erhöhte Energierückkoppelung
vom Ausgang zum Eingang, während
die Dimmfunktion ausgeführt
wird. Dies führt
zu einem unerwünschten
Abfall der Betriebsfrequenz des selbstschwingenden Inverters und
erzeugt eine gefährliche
Situation, wenn der Resonanzkreis eine kapazitive Impedanzcharakteristik
aufweist, was zu schädlichen
Querableitungen bei den Schalttransistoren führt.
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Leider
wurden zahlreiche erfolglose Versuche unternommen, ein elektronisches
Vorschaltgerät
oder andere Mechanismen zu entwickeln, um den vollständig dimmbaren
Betrieb einer Kompaktleuchtstofflampe zu ermöglichen.
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Durch
die vorliegende Erfindung eines Verfahrens und einer Vorrichtung
zum Ermöglichen
einer vollständig
dimmbaren Kompaktleuchtstofflampe werden verschiedene Nachteile
des Stands der Technik angesprochen.
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Insbesondere
in einer Ausführungsform
umfasst eine Vorrichtung zum Versorgen einer Gasentladungslast einen
Brückengleichrichter,
um in Antwort auf empfangenes AC-Signal
ein gleichgerichtetes Spannungssignal über einem Paar von Ausgangsklemmen
zu erzeugen; einen Speicherkondensator, der über den Ausgangsklemmen des
Brückengleichrichters
gekoppelt ist, um die von dem gleichgerichteten Spannungssignal
bereitgestellte Energie zu speichern; einen Inverter, der über dem
Brückengleichrichter
gekoppelt ist, um ein Wechselspannungssignal an einer Ausgangsklemme
zu erzeugen; eine Spule, die zwischen der Inverter-Ausgangsklemme
und einer Lastklemme gekoppelt ist; einen die Spule aufweisenden
ersten Resonanzkreis, um ein DC-Rückkoppelungssignal
an den Speicherkondensator bereitzustellen, wobei das DC-Rückkoppelungssignal
an dem empfangenen AC-Signal angeklemmt ist; und einen zweiten die
pule aufweisenden Resonanzkreis, um einen Laststrom an die Lastklemme
zuzuführen,
wobei der erste Resonanzkreis das DC-Rückkoppelungssignal in Erwiderung
von Änderungen
in dem empfangenen AC-Signal anpasst.
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In
einer weiteren Ausführungsform
umfasst der erste Resonanzkreis einen DC-Rückkoppelungskondensator, um
eine Ladespannung an den Speicherkondensator bereitzustellen; einen
kleineren AC-Klemmkondensator, um eine hohe Spannung an dem Brückengleichrichtereingang
während
einer relativ hochfrequenten Resonanzschwingung bereitzustellen;
und einen größeren AC-Klemmkondensator,
um einen hohen Strom an dem Brückengleichrichtereingang
während
der relativ hochfrequenten Resonanzschwingungsform bereitzustellen.
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Die
Lehren der vorliegenden Erfindung können leicht verstanden werden,
wenn die nachfolgende ausführliche
Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gelesen
wird.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß einer Ausführungsform
aufweist;
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2 bis 8 zeigen
Blockdiagramme von Schaltungen, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweisen;
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9 zeigt alternative Ausführungsformen
einer EMI/RFI-Filterschaltung,
die für
die Verwendung in den Ausführungsformen
der 1 bis 8 geeignet sind;
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10 zeigt eine graphische Darstellung der
Lichtausgabe als eine Funktion der Dimmerposition, die hilfreich
für das
Verständnis
der verschiedenen Ausführungsformen
ist;
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11 zeigt
eine graphische Darstellung einer Schwingungsfrequenz als Funktion
der Dimmerstufe, die hilfreich für
das Verständnis
der verschiedenen Ausführungsformen
ist;
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12 zeigt
ein Blockdiagramm eines ersten Resonanzkreises gemäß einer
Ausführungsform;
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13 zeigt
eine graphische Darstellung von Strom als Funktion der Zeit, die
hilfreich für
das Verständnis
der Ausführungsform
von 14 ist;
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14 zeigt
ein Blockdiagramm eines zweiten Resonanzkreises gemäß einer
Ausführungsform;
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15 zeigt
eine graphische Darstellung von Strom als eine Funktion der Zeit,
die hilfreich für
das Verständnis
der Ausführungsform
von 14 ist;
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16 bis 17 zeigen
graphische Darstellungen von Spannungswellenformen, die für das Verständnis der
verschiedenen Ausführungsformen
hilfreich sind; und
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18 zeigt Ausführungsformen von elektrodenlosen
Gasentladungslichtquellen.
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Um
das Verständnis
zu erleichtern, wurden, wo möglich,
identische Bezugszeichen verwendet, um identische Elemente zu kennzeichnen,
die den Figuren gemeinsam sind.
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Der
Erfinder hat festgestellt, dass vollständiges Dimmen von Kompaktleuchtstofflampen
erreicht werden kann, wenn mehrere Bedingungen erfüllt werden.
Zunächst
sollte eine gewünschte
Energierückkoppelung proportional
zu dem durch den Triac-Dimmer eingestellten Dimmpegel selbstverstellbar
sein, um ein Dimmen ohne sichtbares Flimmern zu erreichen sowie
einen Dimmbereich der Lampe zu erreichen, der immer proportional
zu dem Triac-Dimmbereich ist. Mit anderen Worten, die Lichtabgabe
während
des Dimmbetriebs sollte auf ihre niedrigste Einstellung reduziert
werden, bevor der gesamte Bereich des Dimmers genutzt wird. Diese Anforderung
ist insbesondere wichtig hinsichtlich der Tatsache, dass ohne die
Selbstverstellungsfunktion der Rückkoppelungsenergie
der Inverter und der Resonanzkreis durch eine unerwünschte Anstiegsgröße eines umlaufenden
Resonanzstroms innerhalb des Inverters und des Resonanzkreises während des
Dimmbetriebs überlastet
werden.
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Eine
andere grundlegende Anforderung an vollständig dimmbare Kompaktleuchtstofflampen
ist die Anforderung, dass die Steuerung der Impedanzcharakteristik
des Resonanzkreises jederzeit induktiv sein muss: (i) beim Einschalten
der Lampe in sehr niedrigen und sehr hohen Umgebungstemperaturen
und bei jeder beliebigen Dimmereinstellung: bei der vollen, der
niedrigsten oder jeder dazwischen liegenden, und (ii) während des
Dimmens bei sehr kalten und sehr heißen Umgebungstemperaturen.
Diese Steuerung der Impedanzcharakteristik wird durch Steuerung
der sich selbst erhöhenden
Betriebsfrequenz des Inverters erreicht, während die Dimmfunktion durch
den Triac-Dimmer durchgeführt
wird.
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Um
die Forderungen für
eine lange Lebensdauer der vollständig dimmbaren Kompaktleuchtstofflampen
zu erfüllen,
die mit erhitzbaren Glühfäden, wie
die Entladestrom-Emitter, hergestellt sind, muss die den Glühfäden zugeführte Wärmeenergie
im umgekehrten Verhältnis
zum Dimmpegel erhöht
werden. Wenn die Lichtabgabe der Lampe aufgrund der Dimmfunktion
unter Verwendung des Triac-Dimmers sinkt, müssen sich die an die Glühfäden angelegte
Glühfadenspannung
und der Strom durch die Glühfäden proportional
erhöhen.
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1 stellt
ein Blockdiagramm einer ein elektronisches Vorschaltgerät aufweisenden
Schaltung gemäß einer
Ausführungsform
dar. Insbesondere empfängt
das elektronische Vorschaltgerät 100 AC-Wechselstrom
von einer herkömmlichen
AC-Netzleitung 105 über
einen Dimmer 110 und wandelt den AC-Wechselstrom in einen
gesteuerten Strom IL um, der, zur erläuternden
Darstellung, bei einer Gasentladungslast eingesetzt wird, wie etwa
einer Leuchtstofflichtquelle, die mit erhitzbaren Glühfäden ausgerüstet ist,
oder einer elektrodenlose Leuchtstofflichtquelle.
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Das
elektronische Vorschaltgerät 100 umfasst
einen EMI/RFI-Filter 115,
einen Zweiweg-Brückengleichrichter 120 und
einen Halbbrücken-Inverter 125 sowie
verschiedene Schaltungskomponenten, um erste und zweite Resonanzkreise
zu bilden.
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Die
herkömmliche
AC-Netzleitung 105 (eine gewöhnliche Wechselstromquelle,
wie, zur erläuternden Darstellung,
eine nordamerikanische 120 Volt/60 Hz oder andere herkömmliche
elektrische Versorgungsleitung) ist über einen DIMMER mit einem
Paar von Eingangsklemmen IT11 und IT12 des EMI/RFI-Filters 115 verbunden.
Der EMI/RFI-Filter 115 weist ein Paar von Ausgangsklemmen
OT11 und OT12 auf, das mit einem Paar von Eingangsklemmen RI11 und
RI12 des Zweiweg-Brückengleichrichters 120 verbunden
ist. Der EMI/RFI-Filter 115 reduziert hochfrequentes Rauschen
und andere störende
Signalkomponenten, die im AC-Eingangsstrom vorhanden sind, um ein
relativ sauberes AC-Signal an den Zweiweg-Brückengleichrichter 120 zu
liefern.
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Der
Zweiweg-Brückengleichrichter 120 umfasst
mehrere Dioden D1, D2, D3 und D4. Der Zweiweg-Brückengleichrichter 120 empfängt an den
Eingangsklemmen RI11 und RI12 das AC-Signal von dem EMI/RFI-Filter 115 und
erzeugt als Reaktion darauf ein gleichgerichtetes Spannungssignal
an den Ausgangsklemmen B+ und B–.
Ein Speicherkondensator CS1 ist an den Klemmen B+ und B– angeschlossen.
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Der
Halbbrücken-Inverter 125 umfasst,
zur erläuternden
Darstellung, ein Paar von NPN-Schalttransistoren Q11 und Q12, die
an einem Übergang
A zusammengeschaltet sind. Der Kollektor von Q11 ist an der positiven
DC-Eingangsklemme B+, der Emitter von Q11 ist an dem Kollektor von
Q12 (bezeichnet als Übergang A),
der Emitter von Q12 ist an der negativen DC-Eingangsklemme B-angeschlossen.
Die Basisansteuerung für
die Transistoren Q11 und Q12 ist nicht dargestellt.
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Ein
Resonanzinduktor LR1 ist an dem Übergang
A des Inverters 125 und an einer Ausgangslastklemme (bezeichnet
als Übergang
B) angeschlossen. Der Übergang
B ist der Verbindungspunkt des Resonanzkondensators CR1, Resonanzkondensators
CR2 und der Last LOAD1, die zur Erläuterung als Gasentladungslast dargestellt
ist. Der Resonanzinduktor LR1, der Resonanzkondensator CR2 und die
Last bilden einen zweiten Resonanzkreis, wobei die Gasentladungslast
wirksam mit dem Kondensator CR2 parallel geschaltet ist.
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Ein
DC-Rückkoppelungskondensator
DCF1 ist zwischen dem Resonanzkondensator CR1 an einem Übergang
C (d. h. der Seite von CR1, die nicht an dem Übergang B angeschlossen ist)
und der DC-Eingangsklemme B+ angeschlossen. Des Weiteren sind zwei
AC-Klemmkondensatoren ACCL1 und ACCL2 zwischen dem Übergang
C und den Gleichrichter-Eingangsklemmen RI11 beziehungsweise R112
angeschlossen.
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Der
Resonanzinduktor LR1, der Resonanzkondensator CR1 und eine komplexe
Last Rs(t), wie in einer Modellschaltung nach 12 gezeigt,
besteht aus den folgenden Elementen: (i) dem DC-Rückkoppelungskondensator
DCF1; (ii) AC-Klemmkondensatoren ACCL1, ACCL2; (iii) Dioden D1,
D2; und (iv) dem Speicherkondensator CS1.
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Die
Speicherkondensator, wenn ein elektrolytischer Typ verwendet wird,
weist eine komplexe innere Impedanz auf, die aus einem inneren Widerstand,
einer inneren äquivalenten
Induktivität
und einer inneren Kapazität
aufgebaut ist, wie dies dem Fachmann bekannt ist.
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12 zeigt
ein Blockdiagramm, das ein Modell eines ersten Resonanzkreises gemäß einer
Ausführungsform
darstellt. Insbesondere stellt das erste Resonanzkreismodell einen
RLC-Resonanzkreis dar, in welchem die folgenden Elemente in Reihe
geschaltet sind, um einen Strom iR1(t) in
einem Resonanzbetrieb zu erzeugen: eine Quelle VDC(t),
ein Schalter, ein komplexes ohmsches Bauteil RS(t),
ein induktives Bauteil VL(t) und ein kapazitives
Bauteil VL(t).
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13 zeigt
eine graphische Darstellung von Strom als eine Funktion von Zeit,
die hilfreich für
das Verständnis
der Ausführungsform
von 12 ist. Insbesondere stellt 13 den
Strom iR1(t) für unterschiedliche ohmsche Lasten
RS(t) dar, die niedrige (schwingende Last),
mittlere (kritische Last) und hohe (Überlast) Lastbedingungen aufweisen.
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14 zeigt
ein Blockdiagramm, das ein Modell eines zweiten Resonanzkreises
gemäß einer
Ausführungsform
darstellt. Insbesondere stellt das zweite Resonanzkreismodell einen
RLC-Resonanzkreis dar, in dem die folgenden Elemente in Reihe geschaltet
sind, um einen Induktor-Spannungsabfall
VL(t) in einem Resonanzbetrieb zu erzeugen:
eine Quelle VDC(t), ein Schalter, ein induktives
Bauteil VL(t) und die parallele Kombination
eines kapazitiven Bauteils VL(t) und eines
resistiven Bauteils RS(t), wobei das kapazitive
Bauteil CR2 darstellt und das ohmsche Bauteil einen Gasentladungs-Lastwiderstand
RL darstellt.
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15 zeigt
eine graphische Darstellung von Spannung als eine Funktion von Frequenz,
die hilfreich für
das Verständnis
der Ausführungsform
von 13 ist. Insbesondere stellt 13 die
Spule LR mit einem Spannungsabfall VL(t) für unterschiedliche Werte von
RL dar, die einen offenen Schaltkreis und eine normale Lampenlast
umfassen. Bei näherer
Betrachtung ist zu sehen, dass die normale Lampenlast eine Spitze
bei einem Nulldurchgang der Frequenz fZC hat, und dass ein sicherer
Betriebsbereich durch ein Minimum fRmin und ein Maximum fRmax der
Arbeitsfrequenz eingegrenzt ist. Die Bauteilauswahl für die hier
erläuterten
Werte der verschiedenen Widerstände,
Kondensatoren und Spulen ist gewählt,
um den Betrieb innerhalb der sicheren Betriebsbereiche zu unterstützen.
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18 zeigt Ausführungsformen von elektrodenlosen
Gasentladungs-Lichtquellen. Insbesondere zeigt 18A eine glühbirnenartige,
elektrodenlose Induktionslichtquelle, während 18B eine
gebogene und überbrückte röhrenartige,
elektrodenlose Lichtquelle zeigt. Beide Arten von elektrodenlosen
Lichtquellen können
im Zusammenhang mit den hier beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen
verwendet werden.
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Die
Betriebscharakteristiken der in 1 gezeigten
Schaltung werden nun im Zusammenhang mit einem stabilen Betriebszustand
der Schaltung bei jeder der verschiedenen Dimmerpositionen beschrieben.
Außerdem
werden graphische Darstellungen von Wellenformen, wie in den 16 bis 17 gezeigt,
verwendet, um bei der Erläuterung
der Betriebscharakteristiken zu unterstützen. Insbesondere zeigt 16 mehrere Wellenformen (z. B. Spannung
als eine Funktion der Zeit), die die an den EMI/RFI-Filter (bezeichnet
als VAC) zugeführte
AC-Spannung und die DC-Spannung
am Speicherkondensator CS1 (bezeichnet als VDC) darstellt. 17 zeigt mehrere Wellenformen, die die
gleichgerichtete AC-Spannung am Ausgang des Zweiweg-Brückengleichrichters 120 (bezeichnet
als VACR) darstellen. Bei näherer
Betrachtung ist zu sehen, dass der Betrieb des Dimmers bei einem
zugelassenen Übergang
von 100% (Dimmer-Kurzschluss),
75%, 50% and 20% der AC-Versorgung zu spezifischen Änderungen
der gleichgerichteten Spannungspegel, momentanen Spannungsunterschieden,
Bereichen von Schwingungen und anderen Parametern führt.
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Betrieb
bei voller Leistung – 100%
(Dimmer kurzgeschlossen) In diesem Betriebszustand liefert die AC-Netzleitung
eine relativ sinusförmige
AC-Spannung, wie durch die Wellenform VAC gezeigt, sowie die Spannung
am Speicherkondensator CS1, wie durch die Wellenform VDC gezeigt;
beide Wellenformen sind in 16A gezeigt.
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Die
gleichgerichtete AC-Spannung am Ausgang des Zweiweg-Brückengleichrichters 120 wird
als Wellenform VACR in 17A gezeigt.
Der momentane Spannungsunterschied zwischen der VDC100% und VACR100%
wird als ΔV100%(t)
gezeigt, deren Amplitude von „zero” -bis- „max =
VDC100%” -bis- „zero” in jedem
halben Zyklus der AC-Netzleitungsspannung moduliert ist. Diese ΔV100%-Spannung
wird dabei zu der VACR100% in einer dynamischen Weise durch den
Betrieb der Schaltung dieser Erfindung addiert.
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Die
Schaltung beginnt, zur erläuternden
Darstellung, mit den Schwingungen durch einen auslösenden Vorgang,
der durch eine beliebige Anzahl von bekannten Techniken bereit gestellt
werden kann. Beispielsweise weist die Schaltung von 2 einen
Standardauslösemechanismus
auf, der einen Diac verwendet. Es sind andere Auslösemechanismen
im Zusammenhang mit den verschiedenen Ausführungsformen bekannt und hilfreich.
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Der
erste Resonanzkreis stellt eine DC-Rückkoppelung und ein AC-Klemmen
bereit. Da sich jedoch der erste und der zweite Resonanzkreis eine
gemeinsame Spule LR1 teilen, spiegelt sich jede Änderung im Stromfluss des ersten
Resonanzkreises (z. B. aufgrund von Rückkoppelungs-/Klemmeffekten) im
zweiten Resonanzkreisstrom wider. Insbesondere stellt ein erster
Anteil des Stroms durch LR1 eine Versorgung an den Verbraucher als
Teil des zweiten Resonanzkreises bereit, während der restliche Anteil
des Stroms durch LR1 durch den ersten Resonanzkreis durchläuft.
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Der
erste Resonanzkreis erzeugt Resonanzstrom IR1 einer bestimmten Größe, die
von einem komplexen Lastwiderstand RS(t)
abhängt,
wie in 12 dargestellt. Der IR1-Strom,
der durch den DC-Rückkoppelungskondensator
DCF1 und ein Paar von Klemmkondensatoren ACCL1 und ACCL2 läuft, stellt
einen zusätzlichen
Strom bereit, um den Speicherkondensator CS1 in Richtung der Spitzengröße der gleichgerichteten Spannung
VACR100% aufzuladen.
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Um
die Schaltung als Gerät
mit einem hohen Leistungsfaktor (mit einem L. F. 0,7 bis 0,9) arbeiten
zu lassen, werden die Klemmkondensatoren ACCL1 und ACCL2 so ausgewählt, dass
sie Werte mit einem ungefähren
Verhältnisbereich
von 470 nF : 0,5 nF bis 330 nF : 10 nF aufweisen. Ein Verhältnis von
Interesse ist 390 nF : 10 nF. Allgemein gesprochen weist der Klemmkondensator
mit hohem Wert eine Kapazität
innerhalb eines Bereichs von ungefähr 200 nF bis 600 nF auf, während der
Klemmkondensator mit niedrigem Wert eine Kapazität innerhalb des Bereichs von
ungefähr
0,2 nF bis 20 nF aufweist. Das Verhältnis der Kapazität zwischen den
Kondensatoren mit hohem und mit niedrigem Wert liegt in einem Bereich
von ungefähr
20:1 bis 2000:1. Dieser große
Unterschied in den Kapazitätswerten
der zwei Klemmkondensatoren ermöglicht
jedem Kondensator, eine spezifische Funktion beim Aufladen eines
elektrolytischen Kondensators auf seine Maximalspannung auszuführen. Der
Klemmkondensator mit niedrigem Wert lädt und entlädt während des hochfrequenten Zyklusses
von Resonanzschwingen schneller und stellt daher die Funktion einer
Hochspannungsquelle bereit. Der Kondensator mit hohem Wert lädt und entlädt während des
hochfrequenten Zyklusses von Resonanzschwingungen langsamer und
stellt damit die Funktion einer Hochstromquelle bereit.
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Die
Wirkung dieser Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung des Kondensators liegt darin, dass die an dem
Resonanzkondensator CR1 entwickelte Spannung VC(t)
dynamisch moduliert wird in direkter Beziehung zu dem momentanen
Wert der komplexen Last RS(t), wie er durch
die Art des Ansprechens der Schaltung mit den in 13 gezeigten
Wellenformen geregelt wird.
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Der
hauptsächliche
Wunsch ist, jederzeit eine nahezu gerade Linie der VDC am Speicherkondensator zu
erreichen, um eine konstante (nicht modulierte) Amplitude des an
der Gasentladungslast bereitgestellten Stroms aufrecht zu erhalten.
Andernfalls wird ein unerwünschtes
Flimmern auftreten.
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Durch
Integrieren des ersten und zweiten Resonanzkreises unter Verwendung
eines Resonanzinduktors, wirken beide Resonanzkreise natürlich und
resonant während
der Resonanzschwingungen in einem stabilen Betriebszustand zusammen,
beginnend mit dem Zeitpunkt des ersten Impulses nach der Schwingungsauslösung. Beide
Resonanzkreise sind hoch integriert und an die AC-Netzleitung geklemmt
und sind veranlasst, mit derselben Schwingungsfrequenz zu schwingen.
Beispielsweise beginnt der zweite Resonanzkreis, wenn der erste
Resonanzkreis nicht vorhanden ist, mit einem „KEINE LASTFREQUENZ” („NO LOAD
FREQUENCY”)(siehe 15)
und wird sich selbst zerstören,
wenn er nicht richtig eingestellt ist. Die Rückkoppelungs- und Klemmanordnung
sieht vor, dass der ZWEITE RESONANZKREIS (SECOND RESONANT CIRCUIT)
innerhalb dem „SICHEREN
BETRIEBSBEREICH” („SAFE OPERATING
REGION”)
beginnt und arbeitet, wobei die Frequenz dabei automatisch moduliert
wird gemäß den Zuständen der
komplexen Last RS(t) und der Lampenlast RL (siehe 15).
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Eine
solche Integration der zwei Resonanzkreise und der Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung lassen das elektronische Vorschaltgerät in einer äußerst sicheren
Weise in praktisch allen Zuständen
der Lampenlast arbeiten. Der Halbbrücken-Inverter arbeitet, ohne dass der Transistor
zu irgendeiner Zeit die Möglichkeit
zu Querableitungen hat.
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Dimmbetrieb – 75%
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In
dieser Betriebsart „entfernt” der Dimmer
einen Teil der Sinuswelle der durch die AC-Netzleitung gelieferten
AC-Spannung. 16B zeigt diese Spannung als VACD75%. 17B zeigt diese Spannung gleichgerichtet als VACD75%R.
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Die
Schaltung arbeitet in derselben Weise wie beim oben erwähnten Betrieb
bei voller Leistung, außer dass
beim 75%-Betrieb
dabei die ΔV75%-Spannung
zu der VACR75% in einer dynamischen Weise durch den Betrieb der
hier beschriebenen Ausführungsform
addiert wird.
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Die
Schaltungsanordnung passt sich automatisch an und moduliert selbsttätig ihre
Schwingungsfrequenz, und eine Mittelfrequenz wird sich selbst automatisch
innerhalb des SICHEREN BETRIEBSBEREICHS (SAFE OPERATING REGION)
anpassen, siehe 11 und 15. Die
Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung passt sich selbsttätig gemäß der VACD75%-Größe in einer
sehr dynamischen Weise an, um eine verminderte Lichtabgabe der Lampenlast
zu gewährleisten.
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Dimmbetrieb – 50%
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In
dieser Betriebsart „entfernt” der Dimmer
die Hälfte
der Sinuswelle der durch die AC-Netzleitung gelieferten AC-Spannung. 16C zeigt diese Spannung als VAC59%. 17C zeigt diese Spannung gleichgerichtet als VAC50%R.
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Die
Schaltung arbeitet in derselben Weise wie beim oben erwähnten 75%-Betrieb.
In dieser Betriebsart wird dabei die ΔV50%-Spannung zu der VACR50%
in einer dynamischen Weise durch den Betrieb der Schaltung dieser
Erfindung addiert.
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Die
Schaltung wird ihre Schwingungsfrequenz automatisch anpassen und
selbsttätig
modulieren, und eine Mittel frequenz wird sich automatisch innerhalb
des SICHEREN BETRIEBSBEREICHS (SAFE OPERATING REGION) selbst anpassen,
siehe 11 und 15. Die
Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung wird sich selbst automatisch gemäß der VADC50%-Größe in einer
sehr dynamischen Weise anpassen, um eine verminderte Lichtabgabe
der Lampenlast zu gewährleisten.
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Dimmbetrieb – 20%
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In
dieser Betriebsart „entfernt” der Dimmer
die Hälfte
der Sinuswelle der durch die AC-Netzleitung gelieferten AC-Spannunng. 16D zeigt diese Spannung als VACD20%. 17D zeigt diese Spannung gleichgerichtet als VACD20%R.
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Die
Schaltung arbeitet in derselben Weise wie beim oben erwähnten 50%-Betrieb.
In dieser Betriebsart wird dabei die ΔV20%-Spannung zu der VACR20%
in einer dynamischen Weise durch den Betrieb der Schaltung dieser
Erfindung addiert.
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Die
Schaltung wird ihre Schwingungsfrequenz automatisch anpassen und
selbsttätig
modulieren, und eine Mittelfrequenz wird sich automatisch innerhalb
des SICHEREN BETRIEBSBEREICHS (SAFE OPERATING REGION) selbst anpassen,
siehe 11 und 15. Die
Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung wird sich selbst automatisch gemäß der VADC20%-Größe in einer
sehr dynamischen Weise anpassen, um eine verminderte Lichtabgabe
der Lampenlast zu gewährleisten.
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In
einer Ausführungsform
sind die Bauteilwerte für
die Schaltungsanordnung von
1 wie in
Tabelle 1 gezeigt ausgewählt.
Andere Bauteilauswahlmöglichkeiten
werden dem durch die hier beschriebenen Lehren informierten Fachmann
ohne weiteres offensichtlich.
| Beschreibung | Bezugs-Bezeichnung |
| 22
Ohm NTC THERMISTOR | NTC |
| 10
n/400 V KONDENSATOR | ACCL1 |
| 5n6,
1000 V KONDENSATOR | DCF1 |
| 390
nF, 100 V, CL23B, Met. Polyester Kondensator | ACLC2 |
| HER
157 DIODE | D1 |
| HER
157 DIODE | D2 |
| HER
157 DIODE | D3 |
| HER
157 DIODE | D4 |
| 22
uF, 200 V Elektr. Kap, 8–10K
Stunden@105 C | CS1 |
| BLD123DL
TRANSISTOR | Q11 |
| BLD123DL
TRANSISTOR | Q22 |
| 0.95
mH, Induktor | LR1 |
| 4n7,
1000 V KONDENSATOR | CR1 |
| 1n0
1500 V KONDENSATOR | CR2 |
| 18
W LEUCHTSTOFFLICHTQUELLE | LOAD1 |
Tabelle
1
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die in 2 gezeigte
Schaltung ähnlich
der von 1, außer dass die Schaltung von 2 zusätzliche
Einzelheiten und einige Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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Gezeigt
wird nun der Halbbrücken-Inverter 125 mit
dem sättigbaren
Basisansteuertransformator BD2 als Schaltansteuertransformator,
um die Transistoren Q21 und Q22 in die Wechselbetriebsart umzuschalten. Die
Wicklung W21 ist eine stromfühlende
Wicklung eines Resonanzinduktors, die in Reihe mit dem Resonanzinduktor
LR21 geschaltet ist. Der Ansteuertransformator weist zwei Sekundärwicklungen
W22, W23 auf, die auf einen Eisenringkern gewickelt sind.
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Jeder
der Transistoren ist wie folgt mit einem Satz steuerungsstabilisierender
Bauteile ausgerüstet:
(i) ein Basiswiderstand R23 ist in Reihe mit der Wicklung W22 und
dem Basis-Emitter-Übergang
des Transistors Q21 geschaltet; (ii) eine Diode D22 ist an dem Kollektor-Emitter-Übergang
des Transistors Q21 angeschlossen; (iii) eine Diode D25 ist an dem
Basis-Emitter-Übergang
des Transistors Q21 angeschlossen; und (iv) eine Diode D24 ist an
dem Basiswiderstand R23 angeschlossen. Der Transistor Q22 ist mit
denselben steuerungsstabilisierenden Bauteilen ausgerüstet wie
der Transistor Q21.
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Der
Resonanzinduktor LR2 weist zwei Sekundärwicklungen LR22 und LR23 auf,
die mit den entsprechenden Glühfäden F21
und F22 der Gasentladungs-LAST2 (LOAD2) verbunden sind.
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Eine
Auslöseschaltung,
die aus dem Widerstand R22, Kondensator C23, Diode D21 und Diac
DD2 besteht, ist in bekannter Weise angeschlossen, um die Schwingungen
des Inverters auszulösen.
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Eine
Spannungsbegrenzungseinrichtung VLD2 ist an dem Energiespeicherkondensator
CS2 angeschlossen.
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3 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 3 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 3 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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Der
sättigbare
Basisansteuertransformator ist hier durch einen nicht-sättigbaren
Basisansteuertransformator BD3 ersetzt.
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Die
Primärwicklung
ist mit dem Resonanzinduktor LR31 in Reihe geschaltet, und die zwei
sekundären Basisansteuerwicklungen
W32 und W33 sind mit dem Basis-Emitter-Übergang
der Transistoren Q31 beziehungsweise Q32 verkoppelt.
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4 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 4 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 4 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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Der
Resonanzkondensator CR42 ist nun auf der der LAST4 (LOAD4) gegenüberliegenden
Seite angeschlossen, so dass der durch diesen Kondensator CR42 fließende Strom
nun durch beide Glühfäden F41 und
F42 fließt.
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Der
Basisansteuertransformator BD4 ist ein nichtsättigbarer Typ wie in 3.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 5 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 5 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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In
dieser Ausführungsform
weist der zweite Resonanzkreis einen Resonanzinduktor LR51, Resonanzkondensator
CR52, LAST5 (LOAD5) und den DC-Blockierkondensator CB5 auf. Dieser
Resonanzkreis ist nun zwischen dem Übergang A und der DC-Eingangsklemme
B+, anstatt der Klemme B–,
angeschlossen.
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Der
Basisansteuertransformator BD6 ist ein sättigbarer Typ, wie in der Ausführungsform
von 2.
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Die
Glühfäden F51
und F52 werden von den Sekundärwicklungen
LR52 beziehungsweise LR53 des Resonanzinduktors gespeist.
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6 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 6 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 6 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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In
dieser Ausführungsform
weist der zweite Resonanzkreis einen Resonanzinduktor LR51, Resonanzkondensator
CR52, LAST5 (LOAD5) und den DC-Blockierkondensator CB5 auf. Dieser
Resonanzkreis ist nun zwischen dem Übergang A und der DC-Eingangsklemme
B+, anstatt der Klemme B–,
angeschlossen.
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Der
Basisansteuertransformator BD6 ist ein nichtsättigbarer Typ wie in 3.
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Die
Glühfäden F61
und F62 werden durch den Strom des Resonanzkondensators CR62 gespeist.
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7 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 7 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 7 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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In
dieser Ausführungsform
weist der Inverter 125 ein komplementäres Paar von p- und n-MOS-Transistoren
Q71 und Q72 auf und er ist ein selbstschwingender Typ. Die an das
Gate von jedem Transistor gelieferten Ansteuersignale werden durch
die Sekundärwicklung
des Resonanzinduktors LR7 zugeführt.
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8 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung, die ein elektronisches Vorschaltgerät gemäß alternativer
Ausführungsformen
aufweist. Insbesondere ist die Schaltung von 8 ähnlich derjenigen
von 1, außer
dass die Schaltung von 8 zusätzliche Einzelheiten und einige
Abänderungen
aufweist, wie nachfolgend angeführt.
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In
dieser Ausführungsform
weist der Inverter 125 ein Paar von n-MOS-Transistoren
Q81 und Q82 auf. Die Gate-Ansteuersignale,
die alternativ an das Gate eines jeden Transistors geliefert werden,
werden durch einen integrierten Schaltkreistreiber DRIVER IC bereitgestellt.
Der IC kann ein Standard-Halbbrückentreiber sein
oder kann speziell hergestellt sein, um die Schwingung der zwei
Resonanzkreise aufzunehmen.
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Der
Fachmann wird verstehen, dass die hier beschriebenen Schaltungen,
Einrichtungen, Topologien und Methodiken eine wesentliche Stabilität der kritischen
Leistungsparameter während
aller Betriebsarten des Betriebs vorsehen, von der vollen Leistung
bis gänzlichen
Dimmen unter Verwendung eines gewöhnlichen Phasenschnittdimmers.
Der Dimmer kann ein Phasenanschnittsdimmer oder ein Phasenabschnittsdimmer sein.
Ferner kann der Dimmer mit einem gewöhnlichen Triac oder einer anderen
Art von Halbleitervorrichtung, wie IGBT oder MOSFET, hergestellt
werden. Der Betrieb der Schaltung ist bei allen Arten von Dimmern
gleich.
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Die
Rückkoppelungs-
und Klemmanordnung ist wesentlich für einen sicheren und zuverlässigen Betrieb
der Schaltung, insbesondere in den Dimmbetriebsarten. Der innerhalb
des gemeinsamen Induktors umlaufende Resonanzstrom ist minimiert,
um den höchsten
Wirkungsgrad der Schaltung zu erreichen sowie Immunität gegen
hohe Umgebungstemperaturen, in denen die Vorrichtung sicher und
zuverlässig
arbeiten muss.
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Es
versteht sich, dass sich die Ausführungsformen der Erfindung
mit relativ wenigen Teilen umsetzen lassen und leicht an alle Netzspannungen
und Lasttypen anpassbar, im Herstellungsprozess reproduzierbar und
kostengünstig
sind.
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Es
versteht sich, dass alle anderen Typen von Resonanzschwingkreisen,
wie der selbstschwingende oder derjenige, der durch einen Halbbrücken-, Vollbrücken-, Sperr-,
Durchfluss- oder E-Klassen-IC angesteuert wird, in der vorliegend
beschriebenen Erfindung verwendet werden können.
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Es
wurden hier verschiedene Ausführungsformen
der Erfindung offenbart und beschrieben. Beispielsweise umfasst
in einer Ausführungsform
eine Schaltung eines elektronischen Vorschaltgeräts, die angepasst ist, um eine
Gasentladungslast über
eine niederfrequente AC-Netzleitung zu betreiben, eine Filterschaltung, die
eine erste und eine zweite Eingangsklemme aufweist, die mit der
AC-Netzleitung verkoppelt sind, und wobei der Filter eine erste
und eine zweite Ausgangsklemme aufweist; eine Gleichrichterschaltung,
die eine erste Gleichrichtereingangsklemme, die mit der ersten Ausgangsklemme
der Filterschaltung verbunden ist und eine zweite Gleichrichtereingangsklemme,
die mit der zweiten Ausgangsklemme der Filterschaltung verbunden
ist, aufweist; und wobei die Gleichrichterschaltung ein Paar von
DC-Ausgangsklemmen (B+, B–)
aufweist; ein Energiespeicherkondensator, der mit den DC-Ausgangsklemmen
(B+, B–)
verbunden ist; eine selbstschwingende Resonanzinverterschaltung,
die mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt ist, wobei die selbstschwingende
Resonanzinverterschaltung umfasst: (i) ein Paar von Halbleiter-Schalteinrichtungen,
die mit den DC-Ausgangsklemmen
verkoppelt sind und an einem Inverterausgangsübergang A miteinander verbunden
sind; (ii) einen ersten und einen zweiten Resonanzkreis, die einen
ersten und einen zweiten Resonanzkondensator, die an einem Resonanzübergang
B verbunden sind, und einen gemeinsamen Resonanzinduktor, der zwischen dem
Inverterausgangsübergang
A und dem Resonanzübergang
B verkoppelt ist, aufweisen; (iii) den zweiten Resonanzkondensator,
der an der DC-Klemme B- und an der Gasentladungslast verkoppelt
ist; (iv) den ersten Resonanzkondensator, der an einem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; und (v) einen Treibertransformator, der in Reihe
mit dem Resonanzinduktor geschaltet ist und Schaltsignale für das Paar
von Halbleiter-Schalteinrichtungen bereitstellt, um wirksam die
Schwingungen des Resonanzinverters zu erhalten. Diese Ausführungsform
umfasst außerdem
einen DC-Rückkoppelungskondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und dem Rücckoppelungsübergang
C verkoppelt ist; einen ersten AC-Klemmkondensator, der mit der ersten Gleichrichtereingangsklemme
und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist; und einen zweiten AC-Klemmkondensator, der mit
der zweiten Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist.
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Eine
andere in Bezug auf die 5 bis 6 oben erläuterte Ausführungsform
umfasst eine Schaltung eines elektronischen Vorschaltgerätes, das
angepasst ist, um eine Gasentladungslast über eine niederfrequente AC-Netzleitung
zu betreiben, umfassend: eine Filterschaltung, die eine erste und
eine zweite Eingangsklemme aufweist, die mit der AC-Netzleitung
verkoppelt sind, und die eine erste und eine zweite Ausgangsklemme
aufweist; eine Gleichrichterschaltung, die eine erste Gleichrichtereingangsklemme,
die mit der ersten Ausgangsklemme der Filterschaltung verbunden
ist und eine zweite Gleichrichtereingangsklemme, die mit der zweiten
Ausgangsklemme der Filterschaltung verbunden ist, aufweist; und
wobei die Gleichrichterschaltung ein Paar von DC-Ausgangsklemmen (B+, B–) aufweist;
ein Energiespeicherkondensator, der mit den DC-Ausgangsklemmen (B+,
B–) verbunden
ist; eine selbstschwingende Resonanzinverterschaltung, die mit den
DC-Ausgangsklemmen verkoppelt ist, umfassend: (i) ein Paar von Halbleiter-Schalteinrichtungen,
die mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt sind und an einem Inverterausgangsübergang
A miteinander verbunden sind; (ii) einen ersten und einen zweiten
Resonanzkreis, die einen ersten und einen zweiten Resonanzkondensator,
die an einem Resonanzübergang
B verbunden sind, und einen gemeinsamen Resonanzinduktor, der zwischen
dem Inverterausgangsübergang
A und dem Resonanzübergang
B verkoppelt ist, aufweisen; (iii) den ersten Resonanzkondensator,
der an einer Rückkoppelungsklemme
C verkoppelt ist; (iv) den zweiten Resonanzkondensator, der an der
DC-Klemme B+ und an der Gasentladungslast verkoppelt ist; und (v)
einen Treibertransformator, der in Reihe mit dem Resonanzinduktor
geschaltet ist und Schaltsignale für das Paar von Halbleiter-Schalteinrichtungen
bereitstellt, um wirksam die Schwingungen des Resonanzinverters
zu erhalten. Die Ausführungsform
umfasst außerdem
einen DC-Rückkoppelungskondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und dem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; einen ersten AC-Klemmkondensator, der mit der ersten Gleichrichtereingangsklemme
und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist; und einen zweiten AC-Klemmkondensator, der mit
der zweiten Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist.
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Eine
andere in Bezug auf die 7 oben erläuterte Ausführungsform umfasst eine Schaltung
eines elektronischen Vorschaltgerätes, das angepasst ist, um
eine Gasentladungslast über
eine niederfrequente AC-Netzleitung zu betreiben, umfassend: eine
Filterschaltung, die eine erste und eine zweite Eingangsklemme aufweist,
die mit der AC-Netzleitung verkoppelt sind, und wobei der Filter
eine erste und eine zweite Ausgangsklemme aufweist; eine Gleichrichterschaltung,
die eine erste Gleichrichtereingangsklemme, die mit der ersten Ausgangsklemme
der Filterschaltung verbunden ist und eine zweite Gleichrichtereingangsklemme,
die mit der zweiten Ausgangsklemme der Filterschaltung verbunden
ist, aufweist; und wobei die Gleichrichterschaltung ein Paar von
DC-Ausgangsklemmen (B+, B–)
aufweist; ein Energiespeicher kondensator, der zur Speicherung mit
den DC-Ausgangsklemmen (B+, B–)
verbunden ist; eine selbstschwingende Resonanzinverterschaltung, die
mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt ist, umfassend: (i) ein Paar
von Halbleiter-Schalteinrichtungen, die
mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt sind und an einem Inverterausgangsübergang
A miteinander verbunden sind; (ii) einen ersten und einen zweiten
Resonanzkreis, die einen ersten und einen zweiten Resonanzkondensator,
die an einem Resonanzübergang
B verbunden sind, und einen gemeinsamen Resonanzinduktor, der zwischen
dem Inverterausgangsübergang
A und dem Resonanzübergang
B verkoppelt ist, aufweisen; (iii) den zweiten Resonanzkondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und der Gasentladungslast verbunden ist;
(iv) den ersten Resonanzkondensator, der mit einem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; und (v) eine Ansteuerschaltung, die zwei Sekundärwicklungen
des Resonanzinduktors einsetzt, um Schaltsignale für das Paar
von Halbleiter-Schaltvorrichtungen bereitzustellen, um wirksam die
Schwingungen des Resonanzinverters zu erhalten. Die Ausführungsform
umfasst außerdem
einen DC-Rückkoppelungskondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und dem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; einen ersten AC-Klemmkondensator, der mit der
ersten Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist; und einen zweiten AC-Klemmkondensator, der mit
der zweiten Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist.
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Eine
andere in Bezug auf die 8 oben erläuterte Ausführungsform umfasst eine Schaltung
eines elektronischen Vorschaltgerätes, das angepasst ist, um
eine Gasentladungslast über
eine niederfrequente AC-Netzleitung zu betreiben, umfassend: eine
Filterschaltung, die eine erste und eine zweite Eingangsklemme aufweist,
die mit der AC-Netzleitung verkoppelt sind, und wobei der Filter
eine erste und eine zweite Ausgangsklemme aufweist; eine Gleichrichterschaltung,
die eine erste Gleichrichtereingangsklemme, die mit der ersten Ausgangsklemme
der Filterschaltung verbunden ist und eine zweite Gleichrichtereingangsklemme,
die mit der zweiten Ausgangsklemme der Filterschaltung verbunden
ist, aufweist; und wobei die Gleichrichterschaltung ein Paar von
DC-Ausgangsklemmen
(B+, B–)
aufweist; ein Energiespeicherkondensator, der zur Speicherung mit
den DC-Ausgangsklemmen (B+, B–)
verbunden ist; eine angesteuerte schwingende Resonanzinverterschaltung,
die mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt ist, umfassend: (i) ein
Paar von Halbleiter-Schalteinrichtungen,
die mit den DC-Ausgangsklemmen verkoppelt sind und an einem Inverterausgangsübergang
A miteinander verbunden sind; (ii) einen ersten und einen zweiten
Resonanzkreis, die einen ersten und einen zweiten Resonanzkondensator,
die an einem Resonanzübergang
B verbunden sind, und einen gemeinsamen Resonanzinduktor, der zwischen
dem Inverterausgangsübergang
A und dem Resonanzübergang
B verkoppelt ist, aufweisen; (iii) den zweiten Resonanzkondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und der Gasentladungslast verbunden ist;
(iv) den ersten Resonanzkondensator, der mit einem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; und (v) eine integrierte Ansteuerschaltung, die
mit den DC-Klemmen (B+, B–)
verkoppelt ist und mindestens zwei Ansteuerausgangsklemmen aufweist,
um Schaltsignale für
das Paar von Halbleiter-Schaltvorrichtungen bereitzustellen, um
wirksam die Schwingungen des Resonanzinverters zu erhalten. Die
Ausführungsform umfasst
außerdem
einen DC-Rückkoppelungskondensator,
der mit der DC-Klemme B+ und dem Rückkoppelungsübergang
C verkoppelt ist; einen ersten AC-Klemmkondensator, der mit der
ersten Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist; und einen zweiten AC-Klemmkondensator, der mit der zweiten
Gleichrichtereingangsklemme und dem Rückkoppelungsübergang
C verbunden ist. Diese Ausführungsform
und die anderen Ausführungsformen
nutzen einen integrierten Treiberschaltkreis (IC) um den schwingenden
Resonanzinverter anzusteuern.
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Eine
andere Ausführungsform
einer elektronischen Vorschaltgerätschaltung, die fähig ist
Netzstrom über
eine niederfrequente AC-Netzleitung einer Spannungsquelle zu empfangen,
die durch einen Dimmer geregelt wird und angepasst ist, um eine
Gasentladungslast mit einer regulierten Lichtabgabe zu betreiben
umfasst (i) einen hochfrequenten Oszillator, der mit einem Inverter
ausgestattet ist, der mit zwei Reihenresonanzkreisen verkoppelt
ist, die eine gemeinsame Resonanzspule aufweisen, und (ii) eine
Klemm- und Rückkoppelungsschaltung,
die mit dem hochfrequenten Oszillator und der niederfrequenten AC-Netzleitung verkoppelt
ist und mit der während
des Betriebs der Gasentladungslast erhöhten Schwingungsfrequenz arbeitet,
wobei sich der Dimmer auf einem beliebigen Lichtabgabepegel unterhalb
der maximalen Lichtabgabe befindet.
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In
einer anderen Ausführungsform
einer elektronischen Vorschaltgerätschaltung, die dazu in der
Lage ist, Netzstrom über
eine niederfrequente AC-Netzleitung einer Spannungsquelle zu empfangen,
die durch einen Dimmer geregelt wird und angepasst ist, um eine
Gasentladungslast mit einer regulierten Lichtabgabe zu betreiben,
umfasst das elektronische Vorschaltgerät eine Oszillatorschaltung,
die aus zwei integrierten und synchronisierten Resonanzkreisen mit
zwei Resonanzkondensatoren und einem gemeinsamen Resonanzinduktor
besteht, wobei ein Resonanzkreis verwendet wird, um die Gasentladungslast
zu betreiben und der andere Resonanzkreis verwendet wird, um für eine Rückkoppelung
von Energie und ein Klemmen der Oszillatorschaltung an die AC-Netzleitung zu sorgen,
um eine Dimmfunktion der Gasentladungslast durch den Dimmer auszuführen.
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In
einer anderen Ausführungsform
einer elektronischen Vorschaltgerätschaltung, die fähig ist
Netzstrom über
eine niederfrequente AC-Netzleitung einer Spannungsquelle zu empfangen,
die durch einen Dimmer geregelt wird und angepasst ist, um eine
Gasentladungslast mit einer regulierten Lichtabgabe zu betreiben,
umfasst das elektronische Vorschaltgerät eine Eingangsschaltung zum
Anschluss an die dimmerregulierte Spannungsquelle mit niederfrequenter
AC-Netzleitung; einen Gleichrichter, der mit der Eingangsschaltung verkoppelte
Eingangsklemmen aufweist und der mit dem Energiespeicherkondensator
verkoppelte DC-Ausgangsklemmen aufweist; Halbleiter-Schalteinrichtungen,
die mit dem Energiespeicherkondensator verkoppelt und miteinander
an einem Inverterausgangsübergang
A verbunden sind; eine mit dem Übergang
A und den DC-Ausgangsklemmen verkoppelte Resonanzoszillatorschaltung,
wobei der Resonanzoszillator, der betreibbar ist, um pulsierenden
Strom von den DC-Ausgangsklemmen aufzunehmen, umfasst: (i) eine
erste Resonanzlastschaltung, die eine Resonanzspule und einen ersten
Resonanzkondensator aufweist, die an einem Übergang B in Reihe geschaltet
sind, und die eine Gasentladungslast aufweist, die wirksam parallel
mit ersten Resonanzkondensator verkoppelt ist; (ii) eine zweite
Resonanzrückkoppelungsschaltung,
die die Resonanzspule, einen Resonanzkondensator und einen DC-Rückkoppelungskondensator
in Reihe geschaltet aufweist und betreibbar ist, um eine pulsierende
DC-Spannung an den DC-Ausgangsklemmen bereitzustellen; und (iii) eine
AC-Klemmschaltung, die einen ersten und einen zweiten Klemmkondensator
aufweist, die mit den Eingangsklemmen des Gleichrichters und des
DC-Rückkoppelungskondensators
verkoppelt sind.
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In
einer weiteren Ausführungsform
weist eine beliebige der oben beschriebenen Ausführungsformen einen Heißleiterwiderstand
(NTC-Widerstand) auf, der in mindestens einer Leitung der AC-Stromversorgungsreihe
verwendet wird. Eine solche Verwendung eines NTC-Widerstands sorgt
für einen
selbsteinstellbaren Widerstand, um so die Fähigkeit zu schaffen, mehrere
Dimmer an derselben Abzweigung der AC-Netzleitung ohne Wechselwirkungen zwischen
den Lampen zu verwenden, und ein unabhängiges Dimmen durch jeden der
Dimmer ohne Flimmern der Lampen zu schaffen. Der selbst einstellbare
Widerstand, gemäß seiner
Eigencharakteristik, hängt
direkt von der Temperatur des NTC ab. Die Temperatur des NTC hängt jedoch
vom Effektivstrom (RMS-Strom) ab, der von der betriebenen Lampe
von der AC-Netzleitungsquelle aufgenommen wird. Es ist für die Betriebsleistung
von Vorteil, einen höheren
NTC-Widerstand bei einem niedrigeren von der betriebenen Lampe bei
voller Leistung (bei 100%) aufgenommenen RMS-Strom zu haben, wenn
der Leistungsfaktor hoch ist, und es ist außerdem von Vorteil für die Dimmleistung,
einen niedrigeren NTC-Widerstand bei einem höheren von der betriebenen Lampe
im Dimmbetrieb (zum Beispiel bei 50%) aufgenommenen RMS-Strom zu
haben, wenn der Leistungsfaktor niedrig ist.
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Es
wird angenommen, dass die vorliegende Erfindung und ihre verschiedenen
begleitenden Vorteile und Merkmale von der vorangehenden Beschreibung
verstanden werden. Es können
jedoch, ohne vom Gedanken der Erfindung abzuweichen, Änderungen
in deren Ausgestaltung und im Aufbau und Zusammenhang ihrer Bauteile
gemacht werden, wobei die hier dargestellte Ausgestaltung lediglich
die gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsformen
darstellt.
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Während das
Vorhergehende auf verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung ausgerichtet ist, können
andere und weitere Ausführungsformen
der Erfindung abgeleitet werden, ohne von deren Grundlage abzuweichen.
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Der
angemessene Schutzumfang der Erfindung ergibt sich aus den nachfolgenden
Ansprüchen.