CN1720702A - 解调制相位调制信号的方法和装置 - Google Patents

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CN1720702A
CN1720702A CNA2004800016659A CN200480001665A CN1720702A CN 1720702 A CN1720702 A CN 1720702A CN A2004800016659 A CNA2004800016659 A CN A2004800016659A CN 200480001665 A CN200480001665 A CN 200480001665A CN 1720702 A CN1720702 A CN 1720702A
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M·弗里德里奇
C·格雷温格
G·里普马
C·桑德纳
A·维斯鲍尔
K·温特伯格
S·范瓦森
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Infineon Technologies AG
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits

Abstract

将一相位调制信号(1)分为一同相分量与一正交相位分量，所述同相分量乃供至一第一一位模拟/数字转换器(25)而所述正交相位分量则乃供至一第二一位模拟/数字转换器(26)，评估所述一位模拟/数字转换器(25；26)的输出信号(8；9)以决定调制至所述相位调制信号(1)上的数据。所述一位模拟/数字转换器可建构为简单的比较器(25；26)。

Description

解调制相位调制信号的方法和装置
技术领域
本发明是关于一种解调制一相位调制信号的方法，以及一种根据本方法而建构的装置，且特别是可以使用在用于无线通信并支持超宽频(ultra-wideband，UWB)标准的接收器中。
背景技术
UWB是以多信道跳频(multichannel frequency hopping，MFH)方式为基础并利用相移键控(phase shift keying，PSK)技术，其中，通常是使用正交相移键控(quadrature phase shift keying，QPSK，亦称为4-PSK)作为相移键控；UWB标准是在3.1GHz至10.6GHz的频率范围中运作。
根据UWB标准而运作的习知接收器系在将信号供应至一模拟混波器作降频混波之前，即先利用一低噪音放大器(low-noise amplifier)来放大已经先由带通滤波器(bandpass filter)进行滤波的信号，所产生的信号接着在根据UWB标准而运作的接收器内由一模拟信道滤波器进行另一次滤波，由一可编程放大器放大，并由多位模拟/数字转换器转换为数字信号，接着进一步评估该数字信号以获取于相位调制信号上调制的数据。
目前在快速多位模拟/数字转换器制造中主要是使用130nm之CMOS技术，而由于高度功率消耗之故，快速多位模拟/数字转换器制造仍有高度的问题性。
发明内容
本发明之目的在于提供一种用于解调制一相位调制信号的装置与方法，以解决此一问题。
根据本发明，此一构想可藉由如权利要求1所述的方法或藉由如权利要求10所述的装置而实现，权利要求附属项则定义了本发明之较佳配置及其优势。
根据本发明，一相位调制信号一方面与具有中频的一第一信号混波，而产生一个与所述相位调制信号的同相分量对应的第一中间信号，另一方面所述相位调制信号与对应于所述第一信号呈90°反相的一第二信号混波，而产生一个与所述相位调制信号的正交相位分量对应的第二中间信号，且对所述第一中间信号与所述第二中间信号加以滤波；在本发明中，第一滤波中间信号是受制于一第一一位模拟/数字转换，在于第二滤波中间信号是受制于一第二一位模拟/数字转换，以及在于评估所述第一一位模拟/数字转换的一输出信号与所述第二一位模拟/数字转换的一输出信号以决定调制于该相位调制信号上的数据。
由于一快速一位模拟转换器在本质上比快速多位模拟/数字转换器更为简单，因此一位模拟转换器的功率消耗在本质上比多位模拟/数字转换器更低，因此本发明之解调制方法的功率消耗比习知技艺中的解调制方法更低；因此，相较于在习知技艺中利用多位模拟/数字转换器的解调制方法，本发明之解调制方法在基本上是利用较小的晶体管结构，因而更容易执行。
根据本发明，将第一滤波中间信号的振幅以及第二滤波中间信号的振幅与一参考值比较，若所述第一滤波中间信号的振幅大于所述参考值，则所述第一输出信号即等同于一第一中间值，否则所述第一输出信号即等同于一第二中间值；同样的，若所述第二滤波中间信号的振幅大于所述参考值，则所述第二输出信号即等同于所述第一中间值，否则所述第二输出信号即等同于所述第二中间值。所述第一中间值等于“1”，而所述第二中间值等于“-1”。
较佳为，根据本发明的解调制方法由所述模拟第一或第二滤波中间信号形成第一或第二输出信号对应至一个简单的比较方法，当所述第一预定值等于“1”、所述第二预定值等于“-1”，而参考值等于“0”时，其可以一个非常简单的方法精确执行。
所述中频是一数据率的倍数，其中所述数据是以所述数据率调制于所述相位调制信号上；特别是，选择所述中频而使一装置执行本发明之解调制方法，而最佳化至为一预定决定时间的函数的一低能量消耗，藉其而根据所述相位调制信号的一载频变化决定所述第一与第二滤波中间信号。
当所述中频是设定为一数据率的倍数时，即可简化所述相位调制信号的解调制方法，其中数据是以所述数据率而调制于所述相位调制信号上。
所述第一或第二中间信号被混波降频得越低，亦即选择越低的中频，则决定时间便越长，其中所述第一及/或第二中间信号系藉所述决定时间而设定为所述相位调制信号的载频频率变化的结果；另一方面，若中频越高，使用本发明方法的装置的功率消耗便会越高。由于所述决定时间是由标准(例如UWB标准)决定，因此所述中频的选择最好是使所述决定时间可以支持所使用的标准。
由于DC分量的效应在本发明解调制方法中，会使自模拟第一或第二滤波中间信号获得第一或第二输出信号的动作中断，因而另一个考量的构想即是降低第一或第二中间信号DC分量的效应，因此所述中频最好是比调制至所述相位调制信号上数据的数据率所产生的频率大，亦即所述中频不应选择为与数据率对应的频率相同。
此外，根据本发明，以一第一取样信号乘上所述第一输出信号，其周期性地被假设为“1”、“0”、“-1”与“0”之特定序列，而产生一第一相乘输出信号，并经低通滤波以产生一第一低通滤波输出信号；同样的，以一第二取样信号乘上所述第一输出信号，其周期性地被假设为“0”、“1”、“0”与“-1”之特定序列，而产生一第二相乘输出信号，并经低通滤波以产生一第二低通滤波输出信号。所述第一与第二取样信号的频率FA相同且满足以下关于中频FZF的式子：
FZF＝k*FA±FA/4  其中k＝0，1，2，3，...。
所述第一或第二输出信号的乘法可视为一种第一与第二输出信号的简单排序(sorting)，而不是真正的乘法，此方式可使配置较为简单。在此例中，以略去或删除第一或第二输出信号的对应值来取代以0乘之的方式，以传递第一或第二输出信号的对应值来取代以1乘之的方式，以及以反相形式传递第一或第二输出信号的对应值来取代以-1乘之的方式；专利WO 01/60007 A1中即详细说明了此一方法。
所述第一与第二低通滤波输出信号是用以决定调制于相位调制信号上的数据。
由于第一与第二取样信号的周期各仅为四个值长，且此四个值具有非常简单的数值范围(-1，0，1)，其在晶体管电路的例子中可以精确地以简单方式存在，因此以第一取样信号乘上第一输出信号或以第二取样信号乘上第二输出信号皆非常简单；假设所述第一或第二输出信号仅设为值-1与1，则在对第一或第二输出信号与第一或第二取样信号进行相乘时，便只有六种组合，且相乘结果的数值范围会与第一或第二取样信号的数值范围相同。
根据本发明的解调制装置包含了一第一混波器与一第二混波器、一第一信道滤波器与一第二信道滤波器、以及一第一与一第二一位模拟/数字转换器。所述相位调制信号分别被馈送至所述第一混波器的一第一输入与所述第二混波器的一第一输入，其中具有中频的一第一信号被供至所述第一混波器的一第二输入，其中对应于所述第一信号呈90°反相的一第二信号被供至所述第二混波器的一第二输入，所述第一混波器的一输出信号对应至所述相位调制信号的同相分量，而所述第二混波器的一输出信号对应至所述相位调制信号的正交相位分量，其中所述第一混波器的输出信号被供至所述第一信道滤波器的一输入，且其中所述第二混波器的输出信号被供至所述第二信道滤波器的一输入，所述第一信道滤波器的输出信号被供至所述第一一位模拟/数字转换器，在于所述第二信道滤波器的输出信号被供至所述第二一位模拟/数字转换器，以及在于所述调制装置是用以评估所述第一一位模拟/数字转换器的输出信号与所述第二一位模拟/数字转换器的输出信号以决定调制于所述相位调制信号上的数据。
由于一位模拟/数字转换器的使用，本发明的解调制装置的架构更为简单，且即使对于解调制装置的运作速度与功率消耗有急切需求，亦可利用例如目前所使用的较小晶体管结构(130nm)来执行。习知的解调制装置一般皆因其架构在本质上比本发明之解调制装置更为复杂而涉及高生产成本，且因而在高运作速度时有较高的功率消耗，而导致目前使用的小晶体管结构之高功率消耗。
在本发明之解调制装置的一较佳实施例中，所述第一一位模拟/数字转换器与所述第二一位模拟/数字转换器是分别根据输入信号的振幅大小而决定所述输出信号所假设的两个可能值为何；因此，在一较简化但较佳的实施例中，所述第一与第二一位模拟/数字转换器皆各为一比较器。在各比较器的上游连接一限定放大器，其可将第一I/Q混波器组之输出的信号层级提升一所需程度，对应的限定放大器一般都配置在第一或第二信道滤波器之后。
若两一位模拟/数字转换器都由一比较器形成，一位模拟/数字转换器的架构便会非常简单，因而可实现上述之关于简单架构的优势，并可进一步改善功率消耗。
本发明之解调制装置亦可包含一振荡器，其产生具有中频的第一信号，以及包含一相移装置，其由所述第一信号开始产生所述第二信号，其中所述第二信号为90°反相。
为了不阻碍第一与第二一位模拟/数字转换器的操作模式，特别是在其以比较器的方式建构时，必须注意所述解调制装置的各种组件彼此间以AC电压之耦合须尽可能远，以消除DC分量；特别高的DC分量会阻碍比较器的操作，这是因为DC分量会使比较器中所产生的0信号值之比较失真。为了使所述解调制装置的各种组件都可以AC电压彼此耦合，所述中频应选择与调制于所述相位调制信号上的数据的数据率频率不相同；换言之，所选择的中频最好是比数据率对应的频率大。
所述解调制装置更包含一第一与一第二数字乘法器，其中所述第一一位模拟/数字转换器被供至所述第一数字乘法器的一第一输入，而所述第二一位模拟/数字转换器的一输出信号被供至所述第二数字乘法器的一第一输入。假设所述第一一位模拟/数字转换器的输出信号或第二一位模拟/数字转换器的输出信号仅设为值-1与1，且第一取样信号被供至所述第一数字乘法器的一第二输入而第二取样信号被供至所述第二数字乘法器的一第二输入，所述第一与第二数字乘法器仅需执行下列运算：
-1*-1＝1；-1*0＝0；-1*1＝-1；1*-1＝-1；1*0＝0；1*1＝1。
因此所述第一与第二数字乘法器可以非常简单的形式加以制造，并因而具有低功率消耗。
本发明特别是适合用于符合UWB标准的接收器中，然当然不限定于此一较佳应用。
附图说明
以下将根据较佳实施例并参考伴随之图式来详细说明本发明，其中：
单一图式是用以示意性地说明本发明之解调制装置。
具体实施方式
该图说明了在以UWB标准为基础的MFH系统中所使用的解调制装置40，其应假设数据已解调制为一信号；举例而言，该等数据已利用相移键控方式(例如BPSK或QPSK)而解调制于数据率或脉冲率(pulserate)为1/220MHz(对应至4.5455ns)，所述信号上各频带的中间频率是落于下述式子所定义的频率：
3520MHz+(N-1)×440MHz，其中N＝1，2，3，...
其中N代表信号的个别频带。所述信号由一信道滤波器34加以滤波并利用一放大器35放大，一放大之相位调制信号1则于所述放大器35的输出处调整。
所述解调制装置40包含了一模拟前端36与一数字基带装置37，此一相位调便信号1被供至一第一混波器21的第一输入与一第二混器22的第二输入，一局部振荡器27产生具中频FZF之一第一信号2。利用一相移装置28而产生一第二信号3，其相对于所述第一信号2呈90°反相。所述第一信号2被供至第一混波器21的第二输入，而所述第二信号3则被供至第二混波器22的第二输入。与所述相位调制信号1之同相分量对应的一第一中间信号4则于第一混波器21输出分流，而与所述相位调制信号1之正交相位分量对应的一第二中间信号5则于第二混波器22输出分流；利用一第一带通滤波器或信道滤波器23来对所述第一中间信号4加以滤波，并利用一第二带通滤波器或信道滤波器24来对所述第二中间信号5加以滤波，所滤出的频带会与所选择的中频FZF对应。
所述第一与第二信道滤波器皆为一多相(polyphase)滤波器或多相(multiphase)滤波器23、24，其优势在于可以准确地对声音数据(audio date)进行解调制。为了辨识调制信号，所述多相位滤波器23、24的品质必须足以消除邻近侧频带(sidebands)与在滤波频带外部的干扰。
为获得第一信号2或第二信号3与相位调制信号之间的相干(coherent)相位关系，所述中频FZF必须是与数据率对应的频率之倍数。在本发明之此一实施例中，中频FZF必须被调整为220MHz的倍数(如220MHz、440MHz、660MHz、880MHz等)；然而，当选择中频FZF时，必须注意若所选择的中频越高，则解调制装置的功率消耗亦越高。此外，正如先前所说明者，所述解调制装置40适合一种基于UWB标准的MFH系统，而这表示根据UWB标准，所述解调制装置40必须快速调整至所述相位调制信号1的一调整载频，而又须注意带通滤波器的调整时间会随欲滤波频带的降低而增加；因此，在工消耗与快速调整时间之间须达成一折衷方式，其系由UWB标准决定。在本发明之此一实施例中，中频FZF可达660MHz。
所述第一滤波中间信号6是分配至一第一比较器25，而所述第二滤波中间信号7则分配至一第二比较器26，比较器25与26皆比较其输入信号是否具有一个大于0的值，且若输入信号值大于0，则将其输出信号设定为值1，否则则设定为值-1。因此第一比较器25的输出信号8(下文中亦称为第一输出信号8)亦为一矩形信号，其具有与第一滤波中间信号6相同的零交叉点；同样地，第二比较器26的输出信号9(下文中亦称为第二输出信号9)亦为一矩形信号，其具有与第二滤波中间信号7相同的零交叉点。
若矩形信号8、9是各由比较器25、26从个别之滤波中间信号6、7产生，则本发明所提供的解调制装置40在一给定误差率(error rate)的情形中具有的信号噪声距离(signal-to-noise distance)比习知技艺中利用多位模拟/数字转换器代替比较器的解调制装置稍微较小，而因此可以更精确地评比出第一输出信号8或第二输出信号9的振幅；然而，其信号噪声距离比由该解调制装置40的低功率消耗与其极少量表面配置所补偿的为大。
为了将第一输出信号或矩形信号8降频混波至基带，须将该信号与一第一取样信号10同时导至一第一数字乘法器29；基于相同的原因，亦将第二输出信号或矩形信号9与第二取样信号11同时导至一第二数字乘法器30；所述第一取样信号10可周期性地假设为1、0、-1、0之特殊序列，而第二取样信号11则周期性地假设为0、1、0、-1之特殊序列；第一取样信号10或第二取样信号11的频率FA是相同的，且为了加速数字乘法器29、30的执行，频率FA满足下式中关于中频FZF之关系：
FZF＝k*FA±FA/4  (其中k＝0，1，2，3，...)
因此，所述第一取样信号10的函数可表示为cos(2π*FZF*n/FA)，其中n为一控制变量，且其值为0、1、2、3...等。
同样的，所述第二取样信号11的函数可表示为sin(2π*FZF*n/FA)，而n是与第一取样信号10的情形中相同的控制变量。
若第一输出信号8与第一取样信号10间的相乘或第二输出信号9与第二取样信号11之间的相乘可配置于取样信号频率所决定的时刻，即可自所述第一输出信号8或第二输出信号9找出扫描值并本质上将其加以排序。
在此图式中，组件符号38代表用于将数字频率转换为基带的装置，为简化之故，仅说明此一数字频率转换中的实数部分，而用于将复数值数字频率转换为基带的装置则见文献「“Low-IF Topologiesfor High Performance Analog Front Ends of Fully IntegratedReceivers”，IEEE Transactions on Circuits and Systems II，Analog and Digital Signal Processing，Vol.45，Issue 3，March1998，pages 269-282」中图8a的相关说明，其同样可用于本发明之解调制装置40中。
所述第一数字乘法器29的输出信号12接着被分配至一第一数字低通滤波器31的输入，而第二数字乘法器30的输出信号13则被分配至一第二数字低通滤波器32的输入；最后，第一数字低通滤波器31的输出信号与第二数字低通滤波器32的输出信号被供至一评估装置33，此评估装置33的操作原理与习之方式相同(例如：信道评估)，以分别自第一低通数字滤波器31的输出信号14(亦称为I-基带信号)与第二低通数字滤波器32的输出信号15(亦称为Q-基带信号)而将调制于所述相位调制信号1的数据重建为同相分量与正交相位分量，接着即自此两分量产生调制数据。
组件代表符号说明
1～14 信号
21    混波器
22    混波器
23    信道滤波器
24    信道滤波器
25    一位模拟/数字转换器
26    一位模拟/数字转换器
27    振荡器
28    相移装置
29    数字乘法器
30    数字乘法器
31    低通滤波器
32    低通滤波器
33    评估装置
34    信道滤波器
35    放大器
36    模拟前端
37    数字基带装置
38    用于将数字频率转换为基带的装置
40    解调制装置

Claims (28)

1.一种用于解调制一相位调制信号的方法，所述相位调制信号(1)一方面与具有中频(FZF)的一第一信号(2)混波，而产生一个与所述相位调制信号(1)的同相分量对应的第一中间信号(4)，另一方面所述相位调制信号(1)与对应于所述第一信号(2)呈90°反相的一第二信号(3)混波，而产生一个与所述相位调制信号(1)的正交相位分量对应的第二中间信号(5)；对所述第一中间信号(4)与所述第二中间信号(5)加以滤波，其特征在于第一滤波中间信号(6)是受制于一第一一位模拟/数字转换(25)，在于第二滤波中间信号(7)是受制于一第二一位模拟/数字转换(26)，以及在于评估所述第一一位模拟/数字转换(25)的一输出信号(8)与所述第二一位模拟/数字转换(26)的一输出信号(9)以决定调制至该相位调制信号(1)上的数据。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将在所述第一一位模拟/数字转换中的所述第一滤波中间信号(6)的振幅以及在所述第二一位模拟/数字转换中的所述第二滤波中间信号(7)的振幅与一参考值比较，其中若所述第一滤波中间信号(6)的振幅大于所述参考值，则所述第一输出信号(8)等同于一第一中间值，否则所述第一输出信号(8)即等同于一第二中间值，以及其中若所述第二滤波中间信号(7)的振幅大于所述参考值，则所述第二输出信号(9)等同于所述第一中间值，否则所述第二输出信号(9)即等同于所述第二中间值。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述第一中间值等于“1”，而所述第二中间值等于“-1”。
4.如权利要求2或权利要求3中任一项所述的方法，其特征在于所述参考值等于“0”。
5.如前述各项权利要求中任一项所述的方法，其特征在于所述中频(FZF)是一数据率的倍数，其中所述数据是以所述数据率调制至所述相位调制信号(1)上。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述中频(FZF)是最佳化至为一预定决定时间的函数的一低能量消耗，藉其根据所述相位调制信号(1)的一载频变化决定所述第一(6)与第二(7)滤波中间信号。
7.如前述各项权利要求中任一项所述的方法，其特征在于以一第一取样信号(10)乘上所述第一输出信号(8)，在特定序列中周期性地假设数值“1”、“0”、“-1”与“0”，而产生一第一相乘输出信号(12)，且在于以一第二取样信号(11)乘上所述第一输出信号(9)，在特定序列中周期性地假设数值“0”、“1”、“0”与“-1”之特定序列，而产生一第二相乘输出信号(13)。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于藉由对所述第一输出信号或所述第二输出信号排序而执行藉由因子“1”、“0”或“-1”的乘法。
9.如权利要求7或权利要求8中任一项所述的方法，其特征在于对所述第一相乘输出信号(12)进行低通滤波、以产生一第一低通滤波输出信号(14)，且在于对所述第二相乘输出信号(13)进行滤波以产生一第二低通滤波输出信号(15)，评估所述第一(14)与第二(15)低通滤波输出信号以决定调制至所述相位调制信号(1)上的数据。
10.如权利要求7至9中任一项所述的方法，其特征在于所述第一(10)与第二(11)取样信号的频率(FA)是相同的且满足以下关于中频(FZF)的式子：
FZF＝k*FA±FA/4(其中k＝0，1，2，3，...)
11.如权利要求7至10中任一项所述的方法，其特征在于所述第一取样信号(8)是由函数cos(2π*FZF*n/FA)形成，且在于所述第二取样信号(9)是由函数sin(2π*FZF*n/FA)形成，n为一控制变量。
12.如前述各项权利要求中任一项所述的方法，其特征在于所述相位调制信号(1)在经混波前即先经滤波与放大。
13.如前述各项权利要求中任一项所述的方法，其特征在于所述第一滤波中间信号(6)与第二滤波中间信号(7)在受制于一一位模拟/数字转换(25；26)前即先放大。
14.一种相位调制信号(1)解调制装置，所述解调制装置(40)包含一第一混波器(21)与一第二混波器(22)及一第一信道滤波器(23)与一第二信道滤波器(24)，其中所述相位调制信号(1)可分别馈送至所述第一混波器(21)的一第一输入与所述第二混波器(22)的一第一输入，其中具有中频(FZF)的一第一信号(2)乃供至所述第一混波器(21)的一第二输入，其中对应于所述第一信号(2)呈90°反相的一第二信号(3)乃可供至所述第二混波器(22)的一第二输入，所述第一混波器(21)的一输出信号(4)对应至所述相位调制信号(1)的同相分量，而所述第二混波器(22)的一输出信号(5)对应至所述相位调制信号的正交相位分量，其中所述第一混波器(21)的输出信号(4)乃可供至所述第一信道滤波器(23)的一输入，且其中所述第二混波器(22)的输出信号(5)乃可供至所述第二信道滤波器(24)的一输入，其特征在于所述解调制装置(40)亦包含一第一(25)与一第二(26)一位模拟/数字转换器，在于所述第一信道滤波器(23)的输出信号(6)乃可供至所述第一一位模拟/数字转换器(25)，在于所述第二信道滤波器(24)的输出信号(7)被供至所述第二一位模拟/数字转换器(26)，以及在于所述调制装置也是用以评估所述第一一位模拟/数字转换器(25)的输出信号(8)与所述第二一位模拟/数字转换器(26)的输出信号(9)以决定调制至所述相位调制信号(1)上的数据。
15.如权利要求14所述的解调制装置，其特征在于，所述第一一位模拟/数字转换器(25)与所述第二一位模拟/数字转换器(26)是分别根据输入信号(6；7)的振幅大小而决定所述输出信号(8；9)所假设的两个可能值为何。
16.如权利要求15所述的解调制装置，其特征在于所述第一(25)与第二(26)一位模拟/数字转换器的两个可能值为数值“1”与“-1”。
17.如权利要求15或权利要求16中任一项所述的解调制装置，其特征在于当输出信号(6；7)的振幅大于0时，所述第一(25)与第二(26)一位模拟/数字转换器选择输出信号(8；9)的两个可能值中的一个，否则则选择所述两个可能值中的另一个。
18.如权利要求14至17中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述第一与第二一位模拟/数字转换器分别为一比较器(25；26)。
19.如权利要求14至18中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含一振荡器(27)，其产生具有中频(FZF)的第一信号(2)，以及包含一相移装置(28)，其由所述第一信号(2)开始产生所述第二信号(3)，所述第二信号(3)为90°反相，所述中频(FZF)是一数据率的倍数，其中所述数据是以所述数据率调制至所述相位调制信号(1)上。
20.如权利要求14至19中任一项所述的解调制装置，其特征在于选择所述中频(FZF)而使所述解调制装置(40)的一预定决定时间可获所述解调制装置(40)的最佳低能量消耗所支持，其中所述解调制装置(40)以所述预定决定时间建立所述相位调制信号(1)的一载频变化。
21.如权利要求14至20中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含一第一(29)与一第二(30)数字乘法器，其中所述第一一位模拟/数字转换器(25)的一输出信号(8)乃可供至所述第一数字乘法器(29)的一第一输入，而所述第二一位模拟/数字转换器(26)的一输出信号(9)乃可供至所述第二数字乘法器(30)的一第一输入，在于所述解调制装置(40)亦使周期性经历“1”、“0”、“-1”与“0”的特定序列的一第一取样信号(10)乃可供至所述第一数字乘法器(29)的一第二输入，以及在于使周期性经历“1”、“0”、“-1”与“0”的特定序列的一第二取样信号(11)乃可供至所述第二数字乘法器(30)的一第二输入。
22.如权利要求21所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含一个取代所述第一数字乘法器(29)的第一排序器与一个取代所述第二数字乘法器(30)的第二排序器，所述第一与所述第二排序器用以藉由对所述第一(25)与第二(26)一位模拟/数字转换器对应的输出信号(8；9)排序而执行藉由因子“1”、“0”或“-1”的乘法。
23.如权利要求21或权利要求22中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述第一(10)与第二(11)取样信号的频率(FA)相同且满足以下关于中频(FZF)的式子：
FZF＝k*FA±FA/4(其中k＝0，1，2，3，...)
24.如权利要求21至23中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含一第一(31)与一第二(32)低通滤波器以及一评估装置(33)，所述解调制装置(40)使所述第一乘法器(29)的一输出信号(12)可供至所述第一低通滤波器(31)的一输入，在于使所述第二乘法器(30)的一输出信号(13)可供至所述第二低通滤波器(32)的一输入，以及在于所述第一低通滤波器的一输出信号(14)与所述第二低通滤波器(32)的一输出信号(15)可供至所述评估装置(33)，所述评估装置(33)以其函数而决定调制至所述相位调制信号(1)上的所述数据。
25.如权利要求14至24中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述第一与所述第二信道滤波器各为一多相滤波器(23；24)。
26.如权利要求14至25中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含另一信道滤波器(34)与一放大器(35)，以及在于所述解调制装置(40)使所述相位调制信号在供至所述第一(21)及/或第二(22)混波器前，即先通过所述另一信道滤波器(34)与所述放大器(35)。
27.如权利要求14至26中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)包含一第一限定放大器与一第二限定放大器，在于所述解调制装置(40)使所述第一滤波中间信号(6)在供至所述第一一位模拟/数字转换器(25)前，即先通过所述第一限定放大器，以及在于使所述第二滤波中间信号(7)在供至所述第二一位模拟/数字转换器(26)前，即先通过所述第二限定放大器。
28.如权利要求14至27中任一项所述的解调制装置，其特征在于所述解调制装置(40)是用于执行如权利要求1至13中任一项所述的方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102158198B (zh) * 2006-01-27 2015-04-01 杜比国际公司 滤波器产生器、滤波器系统和提供中间滤波器定义信号的方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070115160A1 (en) * 2005-11-18 2007-05-24 Bendik Kleveland Self-referenced differential decoding of analog baseband signals
EP2328313B1 (en) * 2009-11-30 2014-08-20 IHP GmbH-Innovations for High Performance Microelectronics / Leibniz-Institut für innovative Mikroelektronik Method and apparatus for demodulating differential binary phase shift keying modulated signals
CN102045889B (zh) * 2010-12-02 2013-10-23 中国电子科技集团公司第五十四研究所 大容量自适应跳频信号处理终端
US10903867B1 (en) * 2019-08-30 2021-01-26 U-Blox Ag Discrete time superheterodyne mixer

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1199705B (it) * 1986-12-05 1988-12-30 Gte Telecom Spa Procedimento e circuito per l'acquisizione del sincronismo di portante in demodulatori coerenti
US4937841A (en) * 1988-06-29 1990-06-26 Bell Communications Research, Inc. Method and circuitry for carrier recovery for time division multiple access radio systems
US4888557A (en) * 1989-04-10 1989-12-19 General Electric Company Digital subharmonic sampling down-converter
US5042052A (en) * 1990-02-16 1991-08-20 Harris Corporation Carrier acquisition scheme for QAM and QPSK data
US5422909A (en) * 1993-11-30 1995-06-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-phase component downconversion
GB2286950B (en) * 1994-02-22 1998-06-17 Roke Manor Research A direct conversion receiver
JP2655108B2 (ja) * 1994-12-12 1997-09-17 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ送受信装置
US5568520A (en) * 1995-03-09 1996-10-22 Ericsson Inc. Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers
US6094464A (en) * 1995-10-12 2000-07-25 Next Level Communications Burst mode receiver
US6067329A (en) * 1996-05-31 2000-05-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. VSB demodulator
US6005506A (en) * 1997-12-09 1999-12-21 Qualcomm, Incorporated Receiver with sigma-delta analog-to-digital converter for sampling a received signal
US6728325B1 (en) * 2000-02-02 2004-04-27 Legerity, Inc. Method and apparatus for mixing down and spectrum folding frequency diverse modulated carrier
DE10005497A1 (de) * 2000-02-08 2001-08-09 Infineon Technologies Ag Verfahren und Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines quadraturamplituden- oder phasenmodulierten Signals
US7061998B1 (en) * 2002-02-05 2006-06-13 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Methods and apparatus for downconverting signals from intermediate frequency to baseband

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102158198B (zh) * 2006-01-27 2015-04-01 杜比国际公司 滤波器产生器、滤波器系统和提供中间滤波器定义信号的方法

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