CN1486538A - 多频带无线信号发送机/接收机 - Google Patents

Abstract

一种多频带无线信号发送机/接收机，用于发送/接收信号的第一通信系统，该信号例如使用仅有关于相位的信息所调制的GSM/DCS信号，以及用于发送/接收信号的第二通信系统，该信号例如使用有关于相位和幅度的信息所调制的UMTS(W－CDMA)信号。硬件电路的尺寸小并节省了功率。为了产生用于GSM/DCS/UMTS的接收信号，为每一个GSM/DCS模式和UMTS模式切换发送IF信号的PLL的频率。因此，在每一个GSM/DCS模式和UMTS模式中，通过使用象频抑制混频器或再生频率分频电路将用于其他接收信道的PLL信号用作直接转换接收的本地振荡信号。

Description

多频带无线信号发送机/接收机

技术领域

本发明涉及一种多频带无线信号电子发送机/接收机，该发送机/接收机能够例如基于两种不同类型的通信方式即TDMA方式和W-CDMA方式进行通信并在相互不同的两个或更多频率频带中进行信号的通信。

背景技术

GSM是欧洲的便携电话系统，以及DCS是欧洲的个人移动通信系统。这两者都使用TDMA(时分多址)系统。而且，作为一种调制方式，上述系统使用高斯滤波用于发送基带滤波器并且使用GMSK(高斯一滤波最小频移键控)即限制频带的窄边带MSK(最小频移键控)。但是，每一个系统使用不同的频率频带。

图1示出了现有的GSM终端装置200的结构图。该GSM终端装置200处理900MHz频带范围内的发送/接收信号。与此相对地，DCS终端装置处理1800MHz频带范围内发送接收信号。两种终端装置具有基本相似的结构。

首先，说明图1中的发送系统200T。在数据生成单元(未示出)中产生的发送数据发送到基带处理单元201。基带处理单元201对发送数据执行相位调制处理以产生彼此正交的I信号和Q信号，并将其发送到正交调制单元202。在正交调制单元202中，该输入的I信号和Q信号分别与固定PLL(锁相环)电路203产生的中频信号(以后称为IF信号)相混频以及被合成并在之后发送到偏移PLL电路单元204。

偏移PLL电路单元204产生900MHz频带内的正交调制RF信号(射频信号)。同时，偏移PLL电路单元204是用于偏移PLL的频率合成器，自信道PLL电路单元209发送的信号用于产生接收本地振荡信号，这将在以后描述。

偏移PLL电路单元204产生的射频信号通过恒定增益放大器205以预定的增益放大，然后由功率放大器206放大，并进一步通过天线转换器207从天线208辐射到空中。

下面将描述一种接收系统200R。通过天线208和天线转换器207接收基站发送的射频信号，并将其发送至带通滤波器(BPF)211并且滤波。带通滤波器211的滤波输出信号由低噪声放大器(LNA)212放大，然后发送至正交解调单元213。

正交解调单元213解调来自低噪声放大器212放大输出的基带信号即I信号和Q信号。同时，正交解调单元213接收来自信道PLL电路单元209的用于解调的该接收本地振荡信号。

接下来，将参考图2详细描述图1中包括正交调制单元202，固定PLL电路单元203，偏移PLL电路单元204以及信道PLL电路单元209的部件。

固定PLL电路单元203包括VCO(压控振荡器)221，固定PLL控制单元222和低通滤波器(LPF)223，并产生760MHz的中频信号，以及将该信号发送到正交调制单元222。

正交调制单元包括分频器224，混频器225，226和加法器227。分频器224将固定PLL电路单元203输出的760MHz中频信号分频为两半，使其成为两个具有90度相位差的380MHz中频信号，然后发送到混频器225和混频器226。

混频器225和226将I信号和Q信号分别与两个相位差为90度的380MHz中频信号相混频。然后，在正交解调单元202中，混频器225和226的输出通过加法器227相加并发送到偏移PLL电路单元204。

偏移PLL电路单元204包括VCO228，混频器229，低通滤波器230，相位比较器231和低通滤波器232。而且，信道PLL电路单元209包括VCO233，信道PLL234和低通滤波器235。

信道PLL电路单元209由VCO233在发送时间或接收时间产生适当频率的信号，该信号频率符合GSM终端装置200所使用信道的频率。在本实例的情况中，在发送时间，该单元209产生1260MHz到1295MHz的发送信号，并发送到偏移PLL电路单元204。而且，在接收时间，该单元209产生1387.5MHz到1440MHz的振荡频率信号，从输出端236输出的该信号作为接收本地振荡信号。

在偏移PLL电路单元204中，在发送时间，VCO228的振荡输出信号和信道PLL电路单元209产生的用于被使用信道的发送频率信号通过混频器229混频，混频输出通过低通滤波器230发送到相位比较器231。该相位比较器231通过低通滤波器233将低通滤波器230输出和正交调制单元202输出之间的相位比较输出发送到VCO228，以控制VCO228输出的振荡信号频率。

相应地，转换VCO228的振荡频率使其等于通过以下计算获得的值：(VCO233的振荡频率)-{(VCO221的振荡频率)/2}。来自正交调制单元202具有I信号和Q信号相位信息的380MHz的IF信号输入到相位比较器228。因此，VCO228的输出信号也是通过I信号和Q信号进行相位调制。即，作为VCO228的输出，GSM的发送信号是GMSK调制的并且直接地获得。

使用上述的偏移PLL电路单元204用于产生发送信号的电路通过以下事实实现即GMSK调制是使用仅有关于相位的信息的调制方式。

顺便提及，近来，作为下一代移动通信系统最重要的CDMA(码分多址)或W-CDMA(宽带码分多址)系统的技术已经备受关注。在本说明书描述中，应用W-CDMA等系统的通信方式假定为UMTS系统(全球移动通信系统)。

在UMTS系统(全球移动通信系统)的情况中，作为调制方式，该系统并不使用诸如GMSK的使用仅有关于相位的信息的调制方式，而是使用HPSK即使用幅度信息等等的调制方式。

从正如上述存在多种通信方式和多种通信业务频率频带的背景看来，已经期望基于包括上述GSM终端装置功能和DCS终端装置功能甚至是包括W-CDMA终端装置功能在内的两种通信方式的多频带无线信号发送机/接收机能够作为多频带系统。

但是，W-CDMA应用诸如HPSK等等的调制方式。因此，如果考虑在这里包括上述GSM终端装置200的多频带系统终端，那么不能够产生由上述偏移PLL电路单元204所正交调制的发送信号。这是因为QPSK，HPSK等等具有幅度分量信息。在图2的VCO228输出信号中，很明显对应于相位比较器231的输出电压电平，只有相位分量改变，以及完全不包括幅度的改变。

图3示出了增加作为UMTS系统的W-CDMA系统的PLL系统电路图。在这种情况下考虑了多频带无线信号发送机/接收机。

在用于典型的直接调制的PLL结构中，该PLL系统电路包括正交调制单元240，信道PLL电路单元241即用于为该正交调制单元240产生具有发送频率的射频信号的PLL合成器以及固定PLL电路单元242。

而且，该PLL系统电路包括：混频器243用于合成信道PLL电路单元241产生的被使用信道的发送频率信号和固定PLL电路单元242的输出信号，以及为了产生用于接收本地振荡频率的信号；包括带通滤波器244用于限制混频输出的频带以及提取和输出用于接收本地振荡频率的信号。

该信道PLL电路单元241包括VCO251，信道PLL控制单元252以及低通滤波器253，并产生发送信号频率fTX即发送到正交调制单元240的射频信号。

正交调制单元240包括混频器254和混频器255，加法器256和π/2相移电路257。信道PLL电路单元241产生的射频信号经过π/2相移电路257相移并发送到混频器254，相位未移位的射频信号发送到混频器255。而且，来自基带处理单元203的I信号和Q信号输入到混频器254和混频器255，以及上述的射频信号被正交调制。混频器254和混频器255的各自输出由加法器254合成并作为发送信号从输出端258输出。

固定PLL电路单元242包括VCO261，固定PLL控制单元262和低通滤波器(LPF)263，该单元产生固定频率的信号fFIX并发送到混频器243。

混频器243将上述固定频率信号fFIX与来自上述信道PLL电路单元241的信号频率fTX相混频。然后，带通滤波器244提取VCO251振荡频率和VCO261振荡频率的和即频率fL0(＝fTX+fFIX)。该该频率从输出端245输出作为接收本地振荡频率fL0。

在小型的便携式无线终端中，为了减小无线单元电路的尺寸，应用上述直接转换方式(DCR)有助于实现尺寸的减小和更轻的重量。因此，如果在多频带通信系统的便携式终端中使用DCR方式，该系统可以对应于选自诸如GSM/DCS/UMTS等等系统和不同频率频带的两种不同的通信方式，那么能够期望极大地促进尺寸的减小和更轻的重量。

但是，正如上所述，在对应于WCDMA系统和GSM/DCS系统的多频带无线信号发送机/接收机中，即合并图2的PLL系统电路和图3的PLL系统电路的电路中，包括VCO的PLL电路是双倍的。因此，在设计电路和制成IC中上述合并系统电路的尺寸变得巨大。

就上述问题而言，本发明的目的是提供一种能够实现硬件电路最小化和节省功率的多频带无线信号发送机/接收机。

发明内容

根据本发明的多频带无线信号发送机/接收机是一种多频带无线信号发送机/接收机，该发送机/接收机能够通过第一通信方式的信号和第二通信方式的信号进行通信，其中第一通信方式发送/接收使用仅有关于相位的信息所调制的信号，第二通信方式发送/接收有关相位和幅度信息所调制的信号，并且也能够在多个不同频率频带中进行通信，其特征在于，所述发送机/接收机包括：

第一频率信号生成装置，用于产生一个在所述第一通信方式的时间和所述第二通信方式的时间之间不同的固定频率的信号；

第二频率信号生成装置，用于产生对应于要使用的一个通信信道的频率的信号，该通信信道涉及到从所述第一通信方式和第二通信方式中选择出来的一种通信方式以及从多个频带中选择出来的一个频带，其中，所述信号是发送/接收基准振荡信号，该发送/接收基准振荡信号用于对于每一种通信方式产生用于解调基于所述第一通信方式的接收信号或基于所述第二通信方式的接收信号的本地振荡信号，并且该发送/接收基准振荡信号还用于产生基于所述第一通信方式的发送信号或基于所述第二通信方式的发送信号；

第一通信方式调制装置，用于产生一个调制信号，其中，当产生所述第一通信方式的发送信号时，通过将来自所述第一频率信号生成装置的用于所述第一通信方式的固定频率的信号用来调制基准信号，来调制发送基带信号；

放大装置，用于当产生所述第二通信方式的发送信号时，放大来自所述第一频率信号生成装置的用于所述第二通信方式的固定频率信号；以及

发送信号生成装置，用于产生一个调制基准信号，其中，当产生所述第一通信方式的发送信号时，发送信号生成装置对来自所述第一通信方式调制装置的所述调制信号和来自所述第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号进行相位比较，基于其相位比较输出来控制可变频率振荡器，并因此产生调制发送信号，以及，当产生所述第二通信方式的发送信号时，对来自所述放大装置的用于所述第二通信方式的所述固定频率的放大信号和来自所述第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号进行相位比较，并且基于其相位比较输出，来产生所述第二通信方式的调制信号。

在具有上述结构的多频带无线信号发送机/接收机中，就第一通信方式的无线信号发送情况而言，第一通信方式调制装置基于来自第一频率信号生成装置的用于第一通信方式的固定频率的信号调制发送基带信号，并且对调制信号和来自第二频率信号生成装置的发送/接收基准振荡信号进行相位比较，然后基于相位比较输出来控制可变频率振荡器，籍此产生调制发送信号。

而且，在第一通信方式无线信号的接收情况中，基于根据来自第二频率信号生成装置的发送/接收基准振荡信号而产生的接收本地振荡信号，能够通过正交解调该接收信号以执行解调。

而且，在第二通信方式的无线信号的发送情况中，放大单元放大来自第一频率信号生成装置的用于第二通信方式的固定频率信号。然后，发送信号生成装置对来自放大装置的用于第二通信方式的固定频率的放大信号进行相位比较，并基于相位比较输出而产生用于产生第二通信方式的调制发送信号的调制基准信号。

然后，基于调制基准信号调制该发送基带信号，以及生成第二通信方式的调制发送信号。

在第二通信方式的无线信号的接收情况中，通过将来自第二频率信号生成装置的发送/接收基准振荡信号用作接收本地振荡信号，通过正交解调该接收信号能够执行解调。

附图说明

图1示出了用于GSM系统的发送/接收终端装置的一个实例的结构框图，

图2是说明图1中的PLL电路系统的视图，

图3是说明用于W-CDMA的PLL电路系统的视图，

图4示出了根据本发明的多频带无线信号发送机/接收机的一个实施方式的完整结构框图，

图5示出了图4中频率切换PLL电路单元的具体结构的一个实例，

图6示出了图4中信道PLL电路单元的具体结构的一个实例，

图7示出了图4中接收系统10的具体结构的一个实例，

图8的视图说明了图4中象频去除混频器单元的具体结构的一个实例，

图9示出了图4中发送系统20的具体结构的一个实例，

图10的视图说明了图4中正交调制/放大单元22的具体结构的一个实例，

图11的视图说明了与本发明实施方式相比较的现有结构的一个实例，

图12的视图说明了本发明一种实施方式的主要部件的结构，

图13示出了本发明另一种实施方式的完整的结构框图，以及

图14示出了图13中再生分频电路单元的具体结构的一个实例。

具体实施方式

下面将参考图4描述根据本发明的多频带无线信号发送机/接收机的一种实施方式[第一实施方式中的多频带无线信号发送机/接收机的完整结构]。

图4示出了在该第一实施方式中的多频带无线信号发送机/接收机的完整结构的一个实例。本实施方式的该多频带无线信号发送机/接收机具有接收系统10，发送系统20，频率切换PLL电路单元30，信道PLL电路单元40以及控制单元50，而且还具有开关电路61，62，63和64以及天线共用器65，这些切换基于将要使用的通信方式，频带以及发送/接收进行开关操作。

这里，频率切换PLL电路单元30对应于权利要求1中的第一频率信号生成装置。而且，信道PLL电路单元40对应于权利要求1中的第二频率信号生成装置。

该开关电路61是一种高频开关(天线转换器)，用于在GSM/DCS模式的情况和UMTS模式的情况之间进行切换以及在发送到天线70的信号和接收信号之间进行切换。开关电路62是一种高频开关(模式切换开关)用于在GSM模式和DCS模式的情况之间切换。开关电路63是一种在GSM模式情况中用于在发送信号和接收信号之间切换的高频开关。而且，开关电路64是一种在DCS模式情况中用于在发送信号和接收信号之间进行切换的高频开关。

接收系统10包括：可变增益低噪声放大器11G和正交解调单元12G，上述单元在GSM模式中是由电源供电接通的；可变增益低噪声放大器11D和正交解调单元12D，用于在DCS模式时间由电源供电接通；可变增益低噪声放大器11W和正交解调单元12W，用于在UMTS(W-CDMA)模式时间由电源供电接通；以及象频抑制混频器单元13。

根据来自信道PLL电路单元40的信号和来自频率切换PLL电路单元30的信号，象频抑制混频器单元13产生GSM模式中的接收本地振荡频率信号或DCS模式中的接收本地振荡信号，并发送各自的接收本地振荡频率信号到正交解调单元12G或正交解调单元12D。在本例中，正如下文所述的，象频抑制混频器单元13产生GSM模式中的接收本地振荡频率和DCS模式中的接收本地振荡频率，上述频率分别等于GSM模式中的接收信号频率和DCS模式中的接收信号频率。

发送系统20包括开关电路21I和21Q、正交调制/放大单元22、偏移PLL电路单元23、用于UMTS模式的正交调制单元24、在GSM模式中由电源供电接通的带通滤波器25G、功率放大器26G和隔离器27G和在DCS模式中由电源供电接通的带通滤波器25D、功率放大器26D和隔离器27D、和在UMTS模式中由电源供电接通的带通滤波器25W，以及功率放大器26W和隔离器27W。

开关电路21I和21Q根据控制单元50的开关控制信号进行开关操作以便在GSM/DCS模式中将I信号和Q信号从基带电路发送到正交调制/放大单元22，以及在UMTS模式中发送预定直流电压VB1(＞0)和0伏，而不是发送I信号和Q信号到正交调制/放大单元22。

根据通过这些开关电路21I和21Q进行开关操作，正交调制/放大单元22在GSM/DCS模式中功能作为正交调制单元，在UMTS模式中功能作为放大器。下文将详细描述这些开关电路21I和21Q和正交调制/放大单元22的结构。

偏移PLL电路单元23对应于权利要求1中的发送信号生成装置，并在各自的模式中，在本实施方式中即在GSM/DCS模式中，产生发送信号频率的信号，并在UMTS模式时间产生发送到正交调制单元24的调制基准信号。

当在UMTS模式中接通电源时接通正交调制单元24，并且通过使用偏移PLL电路单元23产生的调制基准信号正交调制来自基带信号生成单元的I信号和Q信号，以及产生发送信号频率的信号。

顺便提及，尽管在接收系统10和发送系统20中省略了控制线路，基于各自模式的时间，各个单元的电源供电根据控制单元50输出的控制信号进行控制。而且，基于各自模式的时间，开关电路21I和21Q的开关操作根据控制单元50输出的控制信号进行控制。

频率切换PLL电路单元30根据温度补偿晶体振荡器80(以后称为TCXO)产生的高精度频率信号，通过使用PLL产生固定频率信号。但是，在本实施方式中，因此产生的固定频率被认为是不同于GSM/DCS模式和UMTS模式情况之间的频率。通过控制单元50的控制信号进行频率切换。

在本实施方式中，频率切换PLL电路单元30例如，在GSM/DCS模式中产生380MHz的频率信号，例如在DCS模式中产生415MHz的频率信号。

根据控制单元50输出的控制信号，信道PLL电路单元40由TCXO80产生的基准频率信号产生用于被使用信道的发送/接收基准信号。

控制单元50基于用户通过操作键输入单元51和其他键操作进行模式切换操作而产生控制信号。正如上所述，控制信号被发送到各个单元。

下面将描述图4中各个单元的更加具体的结构实例。图5示出了频率切换PLL电路单元30的具体结构的实例。在该实例中，频率切换PLL电路单元30包括VCO31，频率切换PLL控制单元32，环路滤波器33和1/2分频器34。

频率切换PLL控制单元32相位比较VCO31的振荡输出信号或分频信号和TCXO80的振荡输出信号被分频的信号，并通过环路滤波器33将相位比较错误输出发送到VCO31。由于该环路控制，VCO31产生与来自TCXO80的基准频率信号相位同步的固定频率信号。

同时，由于控制单元50的控制信号，控制频率切换PLL控制电路32中的分频比率以便在GSM/DCS模式和UMTS模式之间进行切换。因此，控制VCO31以便例如在GSM/DCS模式中输出760MHz频率的信号，以及例如在UMTS模式中输出830MHz频率的信号。

然后，频率信号变为该频率切换PLL电路单元30的输出，其中VCO31的频率信号被1/2分频器34分频为一半的频率。在本例中，1/2分频器34产生的频率信号从该频率切换PLL电路单元30发送到象频抑制混频器单元13，其中信号频率相同并且彼此相位差为90度。而且，一个相位的频率信号发送正交调制/放大单元22。

图6示出了信道PLL电路单元40的具体结构的实例。在本实例中，信道PLL电路单元40包括用于GSM/DCS模式的VCO41，用于UMTS模式时间的VCO42，信道PLL控制单元43和环路滤波器44。

用于GSM/DCS模式的VCO41根据控制单元50的控制信号只能在GSM/DCS模式中操作，尽管这里省略了例举。而且，用于UMTS模式的VCO42只能在UMTS模式操作。

然后，信道PLL控制单元43相位比较VCO41或VCO42的振荡输出信号或分频信号和其中TCXO80的振荡输出信号被分频的信号，并通过环路滤波器44发送相位比较错误输出到VCO41或VCO42。由于该环路控制，VCO41或VCO42产生用于信道频率的信号，该信号与TCXO80的基准频率信号相位同步并由控制单元50的控制信号具体化。同时，由于控制单元50的该控制信号，切换控制信道PLL控制电路43中的分频比率以使VCO41或VCO42输出对应于被使用信道频率的信号。

在本例中，用于GSM/DCS模式的VCO41根据控制单元50的控制信号产生频率信号，这些信号的范围表示为：

在GSM模式的发送模式中：1295MHz到1330MHz

在GSM模式的接收模式中：1340MHz到1375MHz

在DCS模式的发送模式中：1295MHz到1370MHz

在DCS模式的接收模式中：1390MHz到1465MHz

顺便提及，本实施方式如下：

GSM模式的发送信号频率：880MHz到915MHz

GSM模式的接收信号频率：925MHz到960MHz

DCS模式的发送信号频率：1710MHz到1785MHz

DCS模式的接收信号频率：1805MHz到1880MHz

这样设计为的是在各自模式中的每一个信道的发送信号频率和接收信号频率有45MHz和95MHz的频率差以及在用于GSM/DCS模式的VCO41中用于各自模式信道的振荡频率有415MHz的频率差。

而且，根据控制单元50的控制信号，用于UMTS模式的VCO42产生频率信号的范围位于2110MHz和2170MHz之间。在本实例的情况中，用于UMTS模式的VCO42的振荡频率等于UMTS模式的接收信号频率。

顺便提及，设计UMTS模式的发送信号频率位于1920MHz和1980MHz之间，这样设计为的是与用于UMTS模式的VCO42的振荡频率有190MHz的频率差。

接下来，图7示出了接收系统10的具体结构的实例。即在本实例的接收系统10中，在GSM模式中来自可变增益低噪声放大器11G的接收信号发送到频率混频器101和102，以及在DCS模式中来自可变增益低噪声放大器11D的接收信号发送到频率混频器111和112，以及在UMTS模式时间来自可变增益低噪声放大器11W的接收信号发送到频率混频器121和122。

而且，在GSM模式中，用于GSM模式的接收本地振荡频率信号(频率等于接收信号频率)从象频抑制混频器单元13获得。该信号被通过具有产生相位彼此正交本地振荡信号功能的多相滤波器103发送到频率混频器101和102。

因此，在GSM模式中的I信号和Q信号被解调并从频率混频器101和102获得。分别通过可变增益放大器104，105发送I信号和Q信号，以及进一步分别通过低通滤波器106和107发送到基带处理单元(未示出)。

而且，在DCS模式中，用于DCS模式的接收本地振荡信号(频率等于接收信号频率)从象频抑制混频器单元13获得。该信号被通过具有产生相位彼此正交本地振荡信号功能的多相滤波器113发送到频率混频器111和112。

因此，在DCS模式中的I信号和Q信号被解调并从频率混频器111和112获得。分别通过可变增益放大器104，105发送I信号和Q信号，以及进一步分别通过低通滤波器106和107发送到基带处理单元(未示出)。

另一方面，如上所述，在UMTS模式的时间，从信道PLL电路单元40获得频率等于接收信号频率的本地振荡频率信号。因此，来自信道PLL电路单元40的频率信号通过具有产生相位彼此正交本地振荡信号功能的多相滤波器(PPF)123发送到频率混频器121和122。

因此，在UMTS模式时间，I信号和Q信号被解调并从频率混频器121和122获得。分别通过可变增益放大器124，125发送I信号和Q信号，以及进一步分别通过低通滤波器126和127发送到基带处理单元(未示出)。

而且，在本实例中，可变增益放大器126和127的输出信号通过直流放大器(DC放大器)128和129反馈到频率混频器121和122的输出侧籍此通过直流转换(DCR)抑制了I信号和Q信号的基带信号中产生的直流偏移成分。

顺便提及，在用于GSM和DCS的窄边带数字调制方式中，在通过解调器输出中的DCR产生的直流偏移成分输出时，简而言之，即基带信号，不能够使用通过直流反馈用于直流偏移抑制的电路。这是因为当使用该电路时，频率的低频域被消除，这将导致解调信号数据部分的丢失。

另一方面，在UMTS系统的W-CDMA信号中，频带为2MHz，这与GSM/DCS系统的频带相比足够宽了。因此，即使直流反馈引起了低频带频率的消除，也不会造成信号中所包含信息的严重丢失。

通常，低频带的截止频率大约为2KHz。但是，如果在GSM/DCS中丢失诸如2KHz的低频带频率，那么正常的接收变得不可能。该事实表明尽管在W-CDMA系统中，直流偏移消除能够通过使用如图7中所示的相对简单的电路而实现，但是对于GSM/DCS系统的情况而言是难以实现的。

通过这种方式，在UMTS模式中，无须使用任何偏移频率减少如GSM/DCS模式中的直流偏移，在信道PLL电路单元40中的VCO42的振荡频率能够在等于接收射频信号频率的频率(2110MHz到2170MHz)振荡。

图8的视图说明了象频抑制混频器单元13的结构实例。如上所述，在GSM/DCS模式中，根据信道PLL电路单元40的频率信号和频率切换PLL电路单元30的频率信号，象频抑制混频器单元13产生的接收本地振荡频率信号的频率等于接收信号频率。

如图8所示，在GSM/DCS模式时，信道PLL电路单元40中的VCO41的输出信号发送到多相滤波器131和132，每一个多相滤波器具有产生相位彼此正交信号的功能。然后，来自多相滤波器131和132之一的相位信号(0°-相位信号)通过缓冲放大器133和135相加并发送到频率混频器137，以及来自多相滤波器131和132中另一个的相位信号(90°-相位信号)通过缓冲放大器134和136相加并发送到频率混频器138。

然后，来自频率切换PLL电路单元30的分频器34的0°-相位频率信号发送到频率混频器37，来自分频器34的90°-相位频率信号发送到频率混频器138。接着，频率混频器137和138的混频输出发送到加法器139并相加。加法输出通过高频放大器140发送到正交解调单元12G和12D。

下面将描述发送系统20的具体结构的实例。图9示出了本实例中发送系统20的结构实例。

正交调制/放大单元22包括频率混频器151和152，分频器153，加法器154，低通滤波器155和高频放大器156。然后，切换电路21I和21Q的每一个信号作为每一个频率混频器151和152的一个输入。而且，频率切换PLL电路单元30的频率信号被分频器153分频为一半，并被分离为两个相位彼此正交的信号。接着，0°-相位的分频输出信号发送到频率混频器151，90°-相位的分频输出信号发送到频率混频器152。

然后，频率混频器151和152的输出信号通过加法器154相加。加法输出通过低通滤波器155和高频放大器156发送到偏移PLL电路单元23。

来自基带处理电路(未示出)的I信号和Q信号通过低通滤波器141和142发送到开关电路21I和21Q的一个输入端。为开关电路21I的另一个输入端施加预定的直流电压VB1。而且，为开关电路21Q的另一个输入端施加0伏电压。

这些开关电路21I和21Q由控制单元50的控制信号的进行开关操作。在GSM/DCS模式的时间，这些开关电路将发送到一个输入端的I信号和Q信号输出到正交调制/放大单元22，在UMTS模式的时间，它们将发送到另一个输入端的直流电压VB1和0伏输出到正交调制/放大单元22。根据这些开关电路21I和21Q之间切换产生的输入切换，正交调制/放大单元22在GSM/DCS模式中用作正交调制单元，在UMTS模式中，用作来自频率切换PLL电路单元30的频率信号的放大器。

在正交调制/放大单元22中的频率混频器151和152通过使用称为Gilbertcell混频器的双平衡混频器来构造。图10(A)示出了Gilbert cell混频器结构的一个实例。在本实例中，图10(A)的两个混频器用于构造频率混频器151和152。

如图10(A)中所示，Gilbert cell混频器具有晶体管TR1，TR2，TR3，TR4，TR5和TR6，电阻R1，R2，R5，R6和R7，以及电流源I1和I2。

然后，通常在Gilbert cell混频器中，高频信号RF(射频)输入到输入端1511和1512之间，本地振荡信号LOCAL发送到输入端1513和1514之间。接着，经过频率转换的信号IFOUT输出到输出端1515和1516。

在本实施方式中，来自频率切换PLL电路单元30的频率信号发送到两个频率混频器151，152的每一个输入端1511和1512。而且，来自切换电路21I和21Q的信号发送到两个频率混频器151，152的输入端1513和1514之间。

因此，在GSM/DCS模式中，切换电路21I和21Q在以下条件下变化，即它们将I信号和Q信号从基带信号生成电路发送到调制/放大单元22。所以，在两个频率混频器151，152的每一个中，I信号和Q信号与频率切换PLL电路单元30的频率信号相频率混频。即，正交调制/放大单元22用作正交调制单元。

同时，有关在两个频率混频器151，152的各自输出端1515和1516之间获得的在频率转换后的信号IFOUT，获得具有预定直流电压的I信号或Q信号，例如，作为中心的直流电压VB1叠加在分频器153的415MHz信号上。

另一方面，在UMTS模式中，切换电路21I和21Q在该条件下变化，即它们发送直流电压VB1和0伏到正交调制/放大单元22。将具有I信号和Q信号的基带信号发送到正交调制/放大单元22。

即，在图9中只有适当的直流电压施加到频率混频器151的输入端1511和1512之间。例如，直流电压VB1施加到输入端1513，在该侧上连接到晶体管TR3和晶体管TR6的基极，0V施加到输入端1514，在该侧上连接到晶体管TR4和晶体管TR5的基极。然后，晶体管TR4和晶体管TR5的基极电流不会流动。因此，这些晶体管被截止。

结果，图10(A)的电路变得基本上与图10(B)的电路等同。这将变为共发共基放大器(cascade amplifier)，其中由晶体管TR3和晶体管TR6组成的共基极放大器共发共基连接到由晶体管TR1和晶体管TR2组成的差分输入的共发射极放大器。操作电路将其从混频器改为放大器。

另一方面，0伏施加到混频器152的输入端1511和1512之间。因此，所有的晶体管TR3到TR6被截止。因此，不操作该频率混频器152。

顺便提及，在图4和图9中，为了容易理解说明，安装开关电路21I和21Q以便在正交调制单元和和放大器之间切换电路单元22。具体而言，上述的切换能够在GSM/DCS模式中通过切换基带处理电路(未示出)的输出到I信号和Q信号以及在UMTS模式中切换输出到直流电压VB1和0伏而实现。

接下来，偏移PLL电路单元23包括用于GSM的VCO161G，用于DCS的VCO161D，用于UMTS的VCO161W，频率混频器162，低通滤波器163，频率分频器164，相位比较器165和环路滤波器166G，166D和166W。

在本实例中，用于GSM的VCO161G被安排在880MHz和915MHz之间的频率范围内振荡。

用于DCS的VCO161D被安排在1710MHz和1785MHz之间的频率范围内振荡。

以及，用于UMTS的VCO161W被安排在1920MHz和1980MHz之间的频率范围内振荡。

由于该原因，VCO161G，161D和161W的输出信号发送到频率混频器162，并与信道PLL电路单元40的频率信号相混频。然后，混频输出通过低通滤波器163发送到频率分频器164。

在本实例中，该频率分频器164在GSM/DCS模式中用作1/2分频器。在UMTS模式中，要经过该频率分频器。该频率分频器164通过控制单元50的控制信号进行切换。

频率分频器164的输出信号发送到相位比较器165。正交调制/放大单元22的信号发送到该相位比较器165，将上述的信号相位比较。然后，相位比较输出通过环路滤波器166G，166D或166W控制VCO161G，161D或161W的振荡频率。

即，在GSM/DCS/UMTS的每一种模式中，偏移PLL电路单元23产生的频率信号为频率切换PLL电路单元30的频率信号和信道PLL电路单元40的频率信号之间的和或差信号。

然后，如上所述，在GSM/DCS模式中，基带叠加在正交调制/放大单元22的输出信号上。因此，偏移PLL电路单元23的输出信号是发送频率信号，其中基带信号叠加在频率切换PLL电路单元30的频率信号和信道PLL电路单元40的频率信号之间的差频率信号上。该信号通过带通滤波器25G或25D以及功率放大器26G或26D作为发送信号输出。

而且，如上所述，在UMTS模式中，正交调制/放大单元22的信号是频率切换PLL电路单元30输出的被放大的频率信号。因此，该偏移PLL电路单元23的输出信号变为频率切换PLL电路单元30的频率信号和信道PLL电路单元40的频率信号之间的和频率信号。该频率信号作为调制基准信号发送到用于UMTS的正交调制单元24。

正交调制单元24包括低通滤波器171和172，频率混频器173和174，可变增益放大器175，多相滤波器176，加法器177和可变增益放大器178。

然后，偏移PLL电路单元23的频率信号通过可变增益放大器175发送到多相滤波器176。多相滤波器176输出的相位彼此正交信号分别发送到频率混频器173和174。而且，基带处理电路的I信号和Q信号通过低通滤波器171和172发送到这些频率混频器173和174。然后，这些频率混频器173和174的输出信号通过加法器177相加，其加法输出通过可变增益放大器178发送到带通滤波器25W。加法器177的输出为UMTS模式的发送频率信号。

下面将描述具有上述结构的多频带无线信号发送机/接收机的操作。[接收系统的操作说明]

通过天线70将接收高频信号输入到高频开关电路61。这里，开关电路61根据接收装置是否位于系统的GSM/DCS或UMTS(W-CDMA)模式并通过控制单元50的控制信号进行开关操作。当接收装置位于GSM或DCS模式时，接收信号馈送到高频开关电路62。当接收装置位于UMTS模式时，接收信号馈送到天线共用器(duplexer)65。

在开关电路62中，位于GSM/DCS模式时间的接收信号根据接收装置是否位于GSM模式还是DCS模式来进一步由控制单元50的控制信号分离为GSM路径和DCS路径。简言之，接收路径频率信号在GSM模式时从开关电路62馈送到高频开关电路63，在DCS模式时馈送到高频开关电路64。

设计高频开关电路63，64以便在发送和接收中切换路径。在接收时隙的周期中，接收高频信号从高频开关电路63或64馈送到可变增益低噪声放大器11G或11D。而且，在与接收相对的方向，在发送时隙周期中，功率放大器26G或26D的输出通过分离器27G或27D从高频开关电路63或64馈送到高频开关电路62。

然后，如图7中所示，在GSM模式中，接收信号通过可变增益低噪声放大器11G放大，然后输入到正交调制单元12G的频率混频器101和102中，并通过多相滤波器103与象频抑制混频器单元13的本地振荡频率相乘。如上所述，象频抑制混频器单元13的本地振荡频率等于接收信号频率。因此，实现了直接转换。

通过这种方式，在频率混频器101和102的输出中，获得包含I信号和Q信号的正交基带信号。这些基带信号通过可变增益放大器104和105以及低通滤波器106和107。因此，在去除频带中除了被使用的诸如相邻信道等频率的干扰信号之后，这些信号传送到基带数字处理电路(未示出)。

可变增益低噪声放大器11G和可变增益放大器104和105通过进行控制能够总是保持A/D转换器输入动态范围的恒定，因此为了数字处理，A/D转换器输入信号的幅度是恒定的。

在DCS模式中，使用用于可变增益低噪声放大器11D和正交解调单元12D的路径，并进行类似于上述GSM模式中的这些相似的处理。

再一方面，在UMTS模式中，接收高频信号通过天线共用器65与发送信号分离开来，并被馈送到可变增益低噪声放大器11W。与此同时，通过天线共用器65在高频开关61的方向馈送连续的发送信号。

诸如GSM/DCS的系统，应用不使用任何高频开关电路的天线共用器65是必然的，这基于该事实即W-CDMA是连续发送/接收系统。

如图7中所示，类似于GSM/DCS模式，通过可变增益低噪声放大器11W放大接收高频信号，并馈送到由频率混频器121和122以及多相滤波器123组成的正交解调单元12W。结果，在频率混频器121和122的输出中，分别获得I信号和Q信号。

这些I信号和Q信号进一步通过低通滤波器124和125并通过可变增益放大器126和127控制为恒定幅度，然后在以后阶段被发送到基带处理单元。

这里，来自GSM/DCS模式的接收系统中的差别是事实即根据低通滤波器124，125和可变增益放大器126，127所组成电路的输出通过直流放大器128和129进行直流反馈。

如上所述，在W-CDMA信号中，频带为2MHz并且与GSM/DCS信号相比频带足够宽。因此，即使直流反馈引起了低频带频率的去除，既便是图7中所示的简单电路能够有效地减少直流偏移，而不会产生任何包含在信号中信息的严重丢失。[发送系统操作说明]

下面将沿着信号的流程描述发送系统20的操作。首先，说明在GSM模式或在DCS模式时的操作。

如上所述在GSM模式或DCS模式时，设计正交调制/放大单元22以便操作作为正交调制单元。而且，控制信道切换PLL电路单元30的VCO31以使振荡频率为830MHz。

同时，如图9所示，I信号和Q信号通过低通滤波器141和142从基带处理电路馈送到由频率混频器151和152以及频率分频器153组成的正交调制/放大单元22。

这里，来自频率切换PLL电路单元30的VCO31的830MHz频率信号由频率分频器34分频并输入到频率分频器153。因此，在其输出中，获得彼此正交的207.5MHz频率的两个信号。结果，在正交调制单元151和152的输出中，获得由基带信号I和Q正交调制的207.5MHz的IF信号(中频信号)。这些IF信号通过低通滤波器155和高频放大器156到达偏移PLL电路单元23的相位比较器165。

然后，在偏移PLL电路单元23中，在GSM模式时，用于GSM模式的VCO161G接通，其他的VCO161D，161W断开。而且，在DCS模式时，用于DCS模式的VCO161D接通，其他的161G，161W断开。在接通状态的161G或VCO161D的输出通过频率混频器162与VCO41的信号相乘，用于信道PLL电路单元40的GSM/DCS(参考图6)。

当在GSM模式时，VCO41的振荡频率假定为f_{CH_TX_GSW}以及在DCS模式时振荡频率假定为f_{CH_TX_DCS}，在信道PLL电路单元40中控制VCO41的振荡频率因此如上所述，他们的振荡频率如下所示：

f_{CH_TX_GSW}＝1295到1330MHz

f_{CH_TX_DCS}＝1295到1370MHz    (1)

因此，在频率混频器162的输出中，获得VCO41振荡频率和VCO161G振荡频率f_{TX_GSM}或VCO161D振荡频率f_{TX_DCS}的和频率和差频率。即具有以下频率的信号馈送到低通滤波器163。

f_{CH_TX_GSM}±f_TX GSM

和

f_{TX_DCS}±f_{CH_TX_DCS}    (2)

如果适当地选择低通滤波器163的截止频率，将去除上述两个频率中的较高频率。然后，只有以下的频率(415MHz)传送到频率分频器164。

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_GSM}

和

f_{TX_DCS}-f_{CH_TX_DCS}     (3)

如上所述，在频率分频器164中，在GSM/DCS模式时，来自低通滤波器163的信号二等分为207.5MHz并输入到相位比较器165。来自正交调制/解调单元22的上述IF频率207.5MHz的信号发送到相位比较器165。因此，相位比较器165比较上述的两个信号。然后，相位误差输出到环路滤波器166G或166D。

环路滤波器166G，166D集成了相位误差成分，转换为直流电压并施加该直流电压到VCO161G，161D的控制端。汇合因此形成的环路以便相位比较器165的两个输入信号频率相同。终究，信号频率如下表示。

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_GSM}＝415MHz

和

f_{TX_DCS}-f_{CH_TX_DCS}＝415MHz    (4)

当在方程(4)中替换方程(1)时，表示如下：

f_{TX_GSM}＝f_{CH_TX_GSM}-415MHz

       ＝880到915MHz

以及

f_{TX_DCS}＝f_{CH_TX_DCS}+415MHz

       ＝1710到1785MHz        (5)

因此，VCO161G，161D的振荡频率与GSM模式和DCS模式的发送频率变得相同。

顺便提及，设计环路滤波器166G，166D以便具有比调制速率足够高的截止频率，以便使能在GSM/DCS中使用的GMSK调制。

另一方面，即使在UMTS模式，进行类似于上述GSM/DCS模式中的操作。这里，在信道PLL电路单元40中，系统是不同的。因此，接通并使用VCO42。下面将描述在UMTS模式中的操作。

在UMTS模式时，如上所述，正交调制/放大单元22作为放大器操作。而且，而且控制频率切换PLL电路单元30的VCO31以便振荡频率为760MHz。

然后，其中VCO31的760MHz输出信号被频率分频器34分频为二等分的信号从频率切换PLL电路单元30发送到频率分频器153。进一步被该频率分频器153分频为二等分。因此，190MHz的信号通过作为放大器的正交调制/放大单元22馈送到相位比较器165。

不同于GSM/DCS模式，在该UMTS模式的190MHz信号是未调制信号。在UMTS模式时，在偏移PLL电路单元23中，接通用于UMTS的VCO161W，以及断开其他VCO161G，161D。然后，该VCO161W的输出与在信道PLL电路单元40中(参照图6)用于GSM/DCS的VCO41的输出信号通过频率混频器162相乘，其中VCO161W位于接通状态。

当在UMTS模式时的VCO42的振荡频率假定为f_{CH_TX_UMTS}，在信道PLL电路单元40中控制VCO42的振荡频率以便，如上所述，该振荡频率如下表示。

f_{CH_TX_UMTS}＝2110到2170MHz    (6)

因此，在频率混频器162的输出中，获得VCO42的振荡频率和VCO161W的振荡频率f_{TX_UMTS}之间的和频率和差频率。即具有以下频率的信号馈送到低通滤波器163。

f_{CH_TX_UMTS}±f_{TX_UMTS}         (7)

如果适当选择低通滤波器163的截止频率，将去除上述两个频率中的较高频率。然后，只获得以下频率(190MHz)。

f_{CH_TX_UMTS}-f_{TX_UMTS}          (8)

该信号馈送到频率分频器164。但是，在UMTS模式时，它通过该分频器164输入到相位比较器165。因此，相位比较器165与上述正交调制/放大单元22输出的190MHz的IF中频相比较，相位误差输出到环路滤波器166W。

环路滤波器166W积分相位误差分量，转换为直流电压并施加该直流电压到VCO161W的控制端。汇合因此形成的环路以便相位比较器165的两个输入信号频率相同。终究，信号频率如下表示。

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_GSM}＝190MHz    (9)

当在方程(9)中替换方程(6)时，表示如下：

f_{TX_UMTS}＝f_{CH_TX_UMTS}-190MHz

        ＝1920到1980MHz       (10)

因此，VCO161W的振荡频率与在UMTS模式时的发送频率变得相同。

然后，该VCO161W的振荡频率信号发送到正交调制单元24，与基带处理单元(未示出)的I信号和Q信号频率混频，并产生调制发送信号。接着，该调制发送信号通过带通滤波器25W和功率放大器26W馈送到天线70。[产生接收本地振荡频率信号]

下面将描述产生接收本地振荡频率信号。

首先，如上所述，在UMTS模式中即在W-CDMA中，能够通过模拟电路得到直流偏移补偿电路。因此，即使本地振荡频率泄漏到可变增益低噪声放大器11W的输入侧，例如，到与天线共用器65连接的发送线路，能够通过由直流放大器128，129组成的补偿电路去除直流偏移。所以，在信道PLL电路单元40中的VCO42的振荡频率不需要设置为不同于接收高频信号的频率。因而，正如上述方程(6)所表示的，能够使VCO42的振荡频率等于UMTS频带中的接收频率。

另一方面，在GSM/DCS模式时，有必要尽可能多的减少直流偏移。因此，在信道PLL电路单元40中的VCO41的振荡频率必须在不同于接收频率的频率处振荡。

现在，在接收时隙中VCO41的振荡频率假定如下：

f_{CH_RX_GSM}＝1340到1375MHz

f_{CH_RX_DCS}＝1390到1465MHz    (11)

该信号通过象频抑制混频器单元13中的多相滤波器131，132分解为彼此正交的两个信号，并分别通过缓冲放大器133到136输入到频率混频器137和138。

再一方面，来自频率切换PLL电路单元30的VCO31的830MHz信号被频率分频器34二等分，产生了频率为415MHz和相位彼此正交的信号。然后，相位彼此正交的415MHz的频率信号馈送到频率混频器137和138的其他输入端。

同时，如果输入到频率混频器137和138的四个信号具有上述的相位关系，那么在频率混频器137和138中分别出现以下的信号。即得到下列方程。

2·sinω_{CH_RF_GSM}·sinω_IF

＝-cos(ω_{CH_RF_GSM}+ω_IF)+cos(ω_{CH_RF_GSM}-ω_IF)-2·sinω_{CH_RF_DCS}·sinω_IF

＝-cos(ω_{CH_RF_DCS}+ω_IF)-cos(ω_{CH_RF_DCS}-ω_IF)  (12)

2·cosω_{CH_RF_GSM}·cosω_IF

＝-cos(ω_{CH_RF_GSM}+ω_IF)+cos(ω_{CH_RF_GSM}-ω_IF)

2·cosω_{CH_RF_DCS}·cosω_IF

＝-cos(ω_{CH_RF_DCS}+ω_IF)+cos(ω_{CH_RF_DCS}-ω_IF)  (13)

从这些方程可以理解，当两个频率混频器137和138的输出相加时，那么只能提取下列信号。

cos(ω_{CH_RF_GSM}-ω_IF)

或

cos(ω_{CH_RF_DCS}-ω_IF)         (14)

简言之，得到下列频率。

f_{CH_RF_GSM}-f_IF

或

f_{CH_RF_DCS}+f_IF                (15)

这里，f_IF是频率分频器34的输出，以及该频率为415MHz。

由这些多相滤波器131，132和频率混频器137，138组成的电路能够仅仅提取当混频该频率时产生的两个频率之一的频率。因此，该电路称为象频抑制混频器。

当在方程(15)中替换方程(11)时，得到下列方程。

f_{CH_RF_GSM}-f_IF＝(1350-415)～(1375-415)MHz

              ＝925～960MHz

f_{CH_RF_DCS}+f_IF＝(1390+415)～(1465+415)MHz

              ＝1805～1880MHz  (16)

因此，能够得到与GSM/DCS接收频率相同的频率。

该象频抑制混频器的信号通过高频放大器140馈送到正交解调单元12G和12D中的多相滤波器103，113。通过由频率混频器101，102和频率混频器111，112以及多相滤波器103，113组成的正交解调单元12G和12D进行该直接正交解调。

因此，VCO41的频率变化范围在1295和1465MHz之间，以及VCO42的频率变化范围在2110和2170MHz之间。因此，他们成为VCO的实际频率变化范围。

图11示出了电路的结构实例，其中在现有技术中提到的多频带无线信号发送机/接收机中，在使用用于双系统GSM/DCS/UMTS，三频带终端的本地振荡信号的正交调制单元之前，电路用于将不同于接收高频信号频率的信号立即转换为想要的本地振荡信号。

而且，图12示出了在上述实施方式中对应于图11提取部件的电路结构部件。在图11中，为了容易理解与图12的对应关系，为对应的部件指定相同的符号。

为了使能去除象频频率而构造图11中使用的频率混频器单元，以便只能产生想要的频率。在信道PLL电路单元40和频率切换PLL电路单元30中，VCO电路分别对于GSM，DCS和UMTS是必要的。而且，分别对于GSM，DCS和UMTS象频抑制混频器单元也是必要的。因此，可以理解扩大了电路的尺寸。

另一方面，在本发明实施方式中，如图12所示，象频抑制混频器单元13主要用于GSM/DCS中，以及在偏移PLL中使用的频率在GSM/DCS时和UMTS时之间变化。因此，信道PLL电路单元40的VCO可以分为两个VCO诸如用于GSM/DCS的VCO41以及用于UMTS的VCO42。对于不同的系统，在GSM/DCS和在UMTS中所需的VCO特性是不同的，并且进行VCO电压控制的频率范围变窄。因此，特性变得简单。而且，本身能够减少VCO的数量。所以，可以理解极大地减少了电路的尺寸。

顺便提及，在图4中，除了信道PLL电路单元40中的环路滤波器44以外的部件，象频抑制混频器单元13，正交解调单元12G，12D和12W以及可变增益低噪声放大器11G，11D和11W能够制成IC作为IC电路。

而且，类似地，除了环路滤波器33的频率切换PLL电路单元30部件，正交调制/放大单元22，正交调制单元24，以及除了VCO161G，161D和161W的偏移PLL电路单元23部件，环路滤波器166G，166D和166W能够制成IC作为一个IC电路。

[第二实施方式]

图13示出了使用分频电路单元90代替图4中象频抑制混频器单元13的多频带无线信号发送机/接收机的一个实施方式。

在图13的实施方式不同于图4中实施方式的情况中，在信道PLL电路单元40中VCO41的DCS/GSM模式的接收时间，振荡频率f_{CH_RX_GSM}和f_{CH_RX_DCS}如下表示。

f_{CH_RF_GSM}＝1387.5到1440MHz

f_{CH_RF_DCS}＝1353.5到1410MHz

但是，在发送过程中该频率等于图4中实施方式的情况，该频率并不改变。

而且，在UMTS时，VCO42的振荡频率等于图4中实施方式的情况，该频率为2110到2170MHz。相应地，VCO41的频率变化范围在1295和1440MHz之间，以及VCO42的频率变化范围在2110和2170MHz之间。因此，它们分别变为VCO可以达到的频率范围。

图14示出了再生分频电路单元90的具体结构的实例。即，在本实例中，再生分频电路单元90包括频率混频器91，低通滤波器92和1/2分频器93和94。

根据如上所述的具有该实施方式的多频带无线信号发送机/接收机，能够获得下列效果。

1、可能实现直接转换发送机/接收机，而当用于发送/接收的射频块制成IC时不会非常地增加电路的尺寸。

2、偏移PLL频率切换允许在发送/接收时间使用的压控振荡器的数量为2。

3、由于第1项的原因，不会非常增加芯片面积。

4、由于第3项的原因，不会非常增加芯片成本。

5、由于第1项的原因，不会使芯片生产极度恶化。

6、由于第1项的原因，不会非常增加电路的功率消耗。

7、由于第2项的原因，使得压控振荡器的振荡频率范围能够更窄。

8、由于第2项的原因，压控振荡器能够用于每一种系统。

设计上述实施方式以便通过切换Gilbert cell滤波器的输入，进行诸如在GSM/DCS模式时作为正交调制单元和在UMTS模式时作为放大器的混合使用。但是，自然可允许分别安装正交调制单元和放大器，籍此在GSM/DCS和UMTS模式之间进行切换。

如上所述，根据本发明，可能提供一种能够实现硬件电路最小化和节省功率的多频带无线信号发送机/接收机。

Claims (10)

1、一种多频带无线信号发送机/接收机，能够通过第一通信方式的信号和第二通信方式的信号进行通信，其中第一通信方式发送/接收使用仅有关于相位的信息所调制的信号，第二通信方式发送/接收有关相位和幅度信息所调制的信号，并且也能够在多个不同频率频带中进行通信，其特征在于，所述发送机/接收机包括：

第一频率信号生成装置，用于产生一个在所述第一通信方式的时间和所述第二通信方式的时间之间不同的固定频率的信号；

第二频率信号生成装置，用于产生对应于要使用的一个通信信道的频率的信号，该通信信道涉及到从所述第一通信方式和第二通信方式中选择出来的一种通信方式以及从多个频带中选择出来的一个频带，其中，所述信号是发送/接收基准振荡信号，该发送/接收基准振荡信号用于对于每一种通信方式产生用于解调基于所述第一通信方式的接收信号或基于所述第二通信方式的接收信号的本地振荡信号，并且该发送/接收基准振荡信号还用于产生基于所述第一通信方式的发送信号或基于所述第二通信方式的发送信号；

第一通信方式调制装置，用于产生一个调制信号，其中，当产生所述第一通信方式的发送信号时，通过将来自所述第一频率信号生成装置的用于所述第一通信方式的固定频率的信号用来调制基准信号，来调制发送基带信号；

放大装置，用于当产生所述第二通信方式的发送信号时，放大来自所述第一频率信号生成装置的用于所述第二通信方式的固定频率信号；以及

发送信号生成装置，用于产生一个调制基准信号，其中，当产生所述第一通信方式的发送信号时，发送信号生成装置对来自所述第一通信方式调制装置的所述调制信号和来自所述第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号进行相位比较，基于其相位比较输出来控制可变频率振荡器，并因此产生调制发送信号，以及，当产生所述第二通信方式的发送信号时，对来自所述放大装置的用于所述第二通信方式的所述固定频率的放大信号和来自所述第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号进行相位比较，并且基于其相位比较输出，来产生所述第二通信方式的调制信号。

2、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于所述第一通信方式调制装置是使用平衡调制器的正交调制装置，以及，当产生所述第二通信方式的发送信号时，由于将所述平衡调制器用作放大器，所述第一通信方式调制单元也用作所述放大器单元。

3、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于，

将两种GSM模式和DCS模式的发送/接收信号作为所述第一通信方式，UMTS模式的发送/接收信号作为所述第二通信方式，以及

所述第二频率信号生成装置具有两个可变频率振荡器，其中第一可变频率振荡器用于所述GSM模式和所述DCS模式这两种模式中，以及第二可变频率振荡器用于所述UMTS模式中。

4、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于包括：

所述第一通信方式的接收信号的第一解调装置；以及

再生分频装置，用于根据来自所述第二频率信号生成装置的发送/接收基准振荡信号，产生用于所述第一通信方式的发送到所述第一解调装置的所述接收本地振荡信号。

5、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于包括：

所述第一通信方式的接收信号的第一解调装置；以及

用于根据来自第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号以及来自所述第一频率信号生成装置的用于所述第一通信方式的固定频率的信号，产生用于所述第一通信方式的发送到所述第一解调装置的接收本地振荡信号的装置。

6、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于，来自所述第二频率信号生成装置的所述发送/接收基准振荡信号，作为用于所述第二通信方式的所述接收本地振荡信号，被发送到所述第二通信方式的接收信号的第二解调装置。

7、根据权利要求6的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于，所述第二解调装置包括用于通过直流反馈去除低频带频率的电路。

8、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于包括第二通信方式调制装置，该装置产生所述第二通信方式的调制发送信号，通过基于调制基准信号调制发送基带信号，由所述发送信号生成装置产生所述第二通信方式的调制发送信号。

9、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于，所述第一通信方式是TDMA方式并且能够发送和接收彼此不同频率频带的两种模式的信号。

10、根据权利要求1的多频带无线信号发送机/接收机，其特征在于，所述第二通信方式是CDMA方式。

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