CN1437717A - 内部和外部元件最少的镇流控制集成电路 - Google Patents

Abstract

镇流控制集成电路，通过集成状态图结构执行一系列特定的指令来控制荧光灯或高亮度灯并且保护镇流器。状态图结构(图2)控制着IC(2)的加电和断电并且由IC(2)驱动的半桥电路(6)，灯(4)的预加热并且使起弧，灯(4)的运行，多个可能故障条件检测，并且根据灯(4)的标准运作从这些故障条件中恢复，同时比现有的电子镇流器只需要更少的内部和外部元件。

Description

内部和外部元件最少的镇流控制集成电路

本发明的背景

1. 发明领域：

本发明涉及控制荧光灯或高亮度放电灯的电子镇流器，更具体地涉及需要较少内部和外部元件的电子镇流器。

2. 相关工艺的描述：

控制荧光灯或高亮度放电(HID)灯的电子镇流器通过需要电子装置来预加热灯丝，使灯放电，驱动灯到设定功率，检测灯的故障条件，并且安全地去激活电路。

最近，因为功率MOSFET开关器件和绝缘门双极晶体管(“IGBTs”)可以替换现在使用的功率双极开关器件，用于气体放电电路的电子镇流器取得了广泛应用。在电子镇流器中设计了单片集成电路门驱动电路来驱动功率MOSFETs或IGBTs，诸如由国际镇流器公司销售的IR2155并且由美国专利5,545,955描述，在这里引用合并使其完整。

IR2155门驱动IC有优于现有电路的明显优点：该驱动器可封装在常规的DIP或SOIC封装中。该封装包含内部电平移位电路，欠电压锁定电路，空载时间延迟电路和附加的逻辑电路和输入，这样该驱动器可以在由外部电阻RT和电容CT确定的频率中自激振荡。

虽然IR2155提供了优于现有镇流控制电路的很大改进，但它缺乏许多所需要的特性，诸如(i)在没有通过灯的初始高电压脉冲时确保无闪烁启动的启动过程，(ii)非零电压开关保护电路，(iii)过温度关闭电路，(iv)DC总线和开/关控制电路，和(v)接近或低于振荡的检测电路。

公布于2001年4月3日的美国专利6,211,623，和本发明一样由Willhelm等发明，它揭示了存在上述IR2155缺陷的电子镇流器。该电子镇流器由国际整流器公司的代理人标识为IR2157。

‘623专利的镇流控制电路，通常称作镇流器，需要使用预加包括了用于比较CPH引脚和固定阈值的比较器的热定时器。另外，该振荡器电路需要不只一个比较器。上述和其它结构的指标都需要在芯片内部和外部增加附加元件。因此，在使内部和外部元件数量最小化的情况下，通过提供具有基本镇流功能的镇流控制IC来改进现有技术。这类镇流器的应用包括线性荧光灯，小型荧光灯(CFL)，冷阴极荧光灯(CCFL)，高亮度放电(HID)灯，和平面荧光灯。

发明概述

本发明通过提供较少的比较器和结合子电路的功能的电子镇流器，从而减小了许多内部和外部的所需元件来克服上述的现有技术缺陷。

更具体地说，本发明的芯片包括了只需要一个比较器电路的振荡器电路。另外，灯预加热电路使用平行于定时电容器的预加热电阻来设定预加热频率，并且MOSFET开关栅极的电压与频率定时输入的预加热引脚(和预加热电阻)逐步分离。预加热电路接线夹也用作触发灯的接线夹，从而节省了电路元件。另外，预加热输入电容用作连接DC总线传感电阻到DC总线传感输入端的适宜延迟。

本发明的集成电路包括用于执行下面功能的电路：微功率启动电流，可设定预加热频率，可设定引燃电流或过载电流，可设定预加热时间，可设定引燃接线夹，可设定运行或最小化频率，可设定空载时间，可设定低DC总线频率移动复位，外部关闭引脚，和用于驱动以传统的图腾柱结构连接的两个MOSFETs或IGBTs的高侧和低侧600V半桥驱动器输出。

本发明的其它特点和优点将通过参考附图的本发明下面的描述而变得清楚。

附图简述

图1是结合根据本发明的结合镇流控制集成电路功能的状态图。

图2是由本发明的镇流控制电路驱动单个荧光灯的典型连接图。

图3是本发明镇流控制电路的基础方框图。

图4是根据本发明集成镇流控制电路的振荡电路的详细示意图。

图5是根据本发明较佳实施例的预加热电路的示意图。

图6是本发明集成镇流控制电路的启动和低DC总线频率移动复位电路的示意图。

图7是本发明镇流控制电路的时序图。

本发明实施例的详细描述概述：

参考图1，状态图示出合并到本发明集成电路(IC)2以控制电子(快速启动)荧光灯镇流的操作。图2示出采用本发明集成电路2驱动单个荧光灯4的典型连接图。图3示出本发明集成电路2的原理方框图。在图1-3中示出的本发明许多方面类似于2001年4月3日公布的Willelm等等发明的美国专利6,211,623，在这里引用合并使其完整，并且在下面将进一步描述。但是，本发明的重要方面和优点，特别是在图3中示出的关于振荡器10，预加热电路40和启动电路50的特点将在下面讨论：振荡器：

图4是根据本发明的振荡器10的详细示意图。与现有的镇流ICs相比，振荡电路仅仅只需要一个比较器12，从而明显地减小了采用硅片实现所需的版图面积。因此，IC的整个尺寸可以减小。

在操作上，比较器12的负(-)输入Vth最初在3/5VCC，它通过在VCC和COM间串联连接着的等电阻值的五个电阻14，16，18，20和22形成的电压分压器形成。开/关控制信号 ENABLE是逻辑‘高’，从而‘开启’MOSFET24使得定时电容C_T通过空载时间电阻28向COM放电。引脚CT用作比较器12的‘正’输入并在COM初始化，因此比较器12输出为逻辑‘低’。

当 ENABLE为高时，由于或门32的输出为‘高’开关30开始为‘关’。因此由于引脚RT和引脚CT通过定时电阻R_T相互连接，它们等电势。一旦 ENABLE变‘低’，(见时序图7)，MOSFET开关24为‘开’并且开关30为‘关’。作为结果，定时电容C_T通过定时电阻R_T以下式给出速率指数充电至Vcc：

V_CT(t)＝VCC(1-e^-t/RC)

其中，

R＝定时电阻R_T的阻值     〔欧姆〕

C＝定时电容C_T的电峰值   〔法拉〕

t＝时间                  〔秒〕

当引脚CT的电压超过3/5VCC时，电容器12的输出变‘高’，导致开关36‘关’，开关30‘开’，并且开关24‘关’。定时电容器CT接着通过空载时间电阻28以下式给出速率向COM指数放电： $V_{\mathrm{CT}}\left(t\right)={(3/5\mathrm{VCC})e}^{-t/\mathrm{RC}}$

关闭开关36把引脚CT的阈值从3/5VCC改变到1/3VCC。这样做时，内部正反馈使得比较器输出以单边模式快速转换。当电容器C_T放电到低于1/3VCC时，比较器12的输出再次变‘低’，并且重复循环。

CT在3/5VCC和1/3VCC间的充电和放电无限持续着直到 ENABLE信号再次变‘高’。在稳态振荡中，充放电时间为：

充电： $V_{\mathrm{cT}}\left(t\right)=(\mathrm{VCC}-1/3\mathrm{VCC})(1-e^{-t/\mathrm{RC}-\mathrm{CT}})$

放电： $V_{\mathrm{cr}}\left(t\right)=3/5\mathrm{VCC}{e}^{-t/\mathrm{RT}-\mathrm{CT}}$

充电时间决定了门驱动信号HO和LO的‘开’时间(见时序图7)。放电时间确定在门驱动信号HO和LO之间的空载时间(见时序图7)。本发明该较佳的振荡器导致现有镇流ICs相比采用较少电路，特别是只需要一个比较器。该振荡器和VCC等比例，从而独立于VCC。该阈值所选值是任意的。预加热定时器和触发接线夹

图5是根据本发明较佳实施例的预加热电路40的示意图。有利的是，预加热电路40不需要任意电容器。

在预加热中，需要IC以较高的预加热频率振荡。接着是通过触发频率平滑向下扫描到最终运行或最小的频率。为了完成这个，外部电容C_PH通过流过CPH引脚的内部5μA电流源44从COM线性充电到VCC。该CPH引脚也连接到PMOOS晶体管46的门，后者将引脚RPH与引脚RT相连接。在这个结构中，电阻R_T与电阻R_PH相互并行连接，这样在预加热中振荡频率较高。虽然PMOS的阈值大约1.5伏，预加热周期定义为电容CPH所占的从COM到(VCC-1.5伏)的时间。当电容C_PH持续从(VCC-1.5V)充电到VCC时，开关46缓慢打开，这使引脚RPH与RT缓慢断开。引起频率从预加热频率向最终运行频率缓慢转换。(见时序图7)

预加热电路40的有益优点为：1)使用平行于电阻R_T的电阻R_PH来对预加热频率设定；2)在PMOS46栅极上的斜波电压使RPH引脚与RT引脚平滑地断开；和3)，所现存的电容器C_PH的斜波也与触发的斜波相同。预加热定时器的典型应用需要比较器进行CPH引脚和固定阈值的比较。通过结合本发明预加热电路40的上述三种功能，实现了‘较少比较器’的预加热定时器，从而减小了整个IC尺寸。启动电路和低DC总线频率移动复位：

在图6中示出了启动和低DC总线频率移动复位电路50。如果DC总线下降到灯会熄灭的程度以下时，该电路检测DC总线并且适宜地将电路复位到预加热模式。在降低电压的线路条件下，该操作的失败的导致灯的熄灭并且当AC输入返回时也不再被点燃。DC总线的减小也导致在半桥输出的硬切换，这会损害或毁坏功率MOSFETs或IGBTs。因此随着DC总线的减小，而适当地增加频率，使得镇流工作点始终保持上述振荡并且没有硬切换发生。

本发明的电路50通过使用VDC引脚检测DC总线来获得这样的目的。如果VDC下降到(VCC-10.9V)以下，CPH引脚与VDC引脚线性下降。这逐惭地将RPH和RT再连接上，从而逐渐地将频率升高。

采用PNP晶体管52与两个5.1齐纳二极管54和56串联可获得10.9V阈值。晶体管52的基极连接到引脚VDC，晶体管52的集电极连接到COM，而发射极连接到下面二极管54的阳极。而上面二极管的阴极连接到引脚CPN。在这个结构中，在VDC下降到两个齐纳器电压(10.2V)加晶体管52的发射极-基极电压(≈0.7)＝10.9V以下之前频率不会增加。图8对其进行了图示。

为了对发生频率移动的DC总线电平设定，外部电阻58(R_SUPPLY)和内部电阻60在引脚VDC形成DC总线的电压分压率。为了进一步减小外部元件数量，电阻58也向IC提供微功率启动电流。随着DC总线在镇流开启处增加时，从DC总线流出的电流通过电阻58进入引脚VDC，并通过在VDC和VCC间连接的存在ESD二极管62。

一旦VCC超过正向欠电压锁定阈值UVLO(+)，通过外部二极管63连接到VCC上的外部充电泵源(或其它形式的电源)作为VCC的电源并且将VCC增加到内部齐纳钳位电压(见时序图7)。当CPH超过施密特触发器66的阈值电压时(≈1/2VCC)，电阻器60则通过MOSFET64内部连接到引脚VDC。这在通过预加热时间的大约一半时发生。CPH引脚用作将RVDC与引脚VDC相连接的适宜延迟，这也有利于减小IC的整个尺寸。状态图

返回参考图1，本发明的集成电路2有利地执行一系列特定的指令来控制灯4并且保护镇流。IC精确控制并且适当地执行下面的功能：对IC2和半桥(MOSFETs6和8)供电和不供电；预加热并且使灯放电；使灯工作；检测多个可能的故障条件；并且将基于常规灯维护的这些故障条件复原。

状态机工作在五个基于IC各种输入态的工作模式间。这五个工作模式包括：

1)欠电压锁定模式；

2)预加热模式；

3)引燃斜波模式；

4)运行模式；和

5)故障模式。

图2示出了IC2的引脚，包括了它的所有输入和输出。芯片的输入包括：

1)VCC

2)VDC

3)SD

4)CS

5)CPH

6)CT

7)RT

VCC代表了被检测的输入和用于IC的主要低电压。除这些7个输入之外，IC表面结的温度代表第8个输入。IC输出包括：

1)HO

2)LO

3)RPH

4)RUN

5)DT

IC的供电包括：

1)VCC

2)COM

3)VB

4)VS

本发明IC功能的一般描述如下所述：欠电压锁定模式(UVLO)

欠电压锁定模式(ULVO)定义为当VCC低于IC的开启阈值时的IC状态。欠电压锁定设计为保持小于150μA的超低电流，并且在高侧和低侧输出驱动器激活前，保证IC为完全功能。图1示出使用具有充电泵源的镇流IC启动电流的有效供电电压和来自镇流输出端(电阻器58，电容70，72，D_CP1和D_CP2)得到的有效电源电压。

启动电容器70，72(CV_CC)由通过供电电阻58(R_SUPPLY)的电流减去由IC引起的启动电流的电流充电。电阻58通过二极管内部连接到VCC，并且被选择完全两项功能。第一是使最大启动电流加倍来保证在低线路输入电压下镇流启动。第二是在DC总线减小时(在下面更详细描述)设置IC复位阈值。一旦在VCC上的电容电压达到了启动阈值，SD引脚在4.5伏以下，IC开启并且HO和LO开始振荡。由于IC工作电流的增加，电容器70，72开始放电。

在放电循环中，来自充电泵源的调整电流使电容充电到IC关闭阈值以上。充电泵源和IC内部的15.6V齐纳射位作为供电电压。必需选择启动电容70，72和缓冲电容80，使之在所有的镇流工作条件下可以获得足够的供应电流。自举电路二极管82和供电电容84包括了用于高侧驱动器电流的供电电压。为了保证在第一个脉冲到引脚HO前对高侧供电区充电，来自输出驱动器的第一脉冲来自LO引脚。在欠电压锁定模式中，高和低侧驱动器的输出HO和LO都是低的，引脚CT内部连接COM，以禁止振荡器，并且引脚CPH内部连接到COM用于复位预加热时间。预加热模式(PH)

该预加热模式定义为当灯丝被加热到它们正常发射温度时的IC状态。要使灯寿命最大化并且减小所需引燃电压，这是必需的。当VCC超过UVLO正向阈值时，镇流控制IC进入预加热模式。HO和LO以50％占空比周期的预加热频率开始振荡，并且其空载时间由外部定时电容C_T和内部空载电容器RDT的值设定。引脚CPH与COM断开以及内部1μA电流源(图3)对在CPH上的外部预加热时间电容器线性充电。在引脚CS上的过电流保护在预加热中无效。电阻R_PH和R_T的平行组合和定时电容C_T一起确定了预加热频率。电容C_T在1/3和3/5VCC间充电和放电(见图7时序图)。通过MOSFET36与VCC内部连接的R_T和R_PH的并行组合对C_T指数充电。从1/3和3/5VCC的C_T充电时间对各个输出门驱动器HO或LO是导通时间。一旦CT超过3/5VCC，MOSFET关闭，RT和RPH与VCC断开。接着电容通过从MOSFET24到COM的内部电阻RDT指数放电。定时电容C_T的从3/5到1/3VCC的充电时间是输出门驱动器HO和LO的空载时间(都被关闭)。从而电容C_T和RDT(电阻器28)的所选值一起设定所需的空载时间(见设计方程1和2)。一旦电容C_T放电到1/3VCC以下，MOSFET24关闭，RDT与COM去断开，并且MOSFET36开启，将RT和RPH再连接到VCC。该频率保持在当前频率，直到引脚CPH上的电压超过13V而IC进入引燃模式。在预加热模式中，当引脚CPH超过7.5V时，过电流保护和DC总线低电压复位使能。引燃模式(IGN)

引燃模式定义为当需要引燃灯而在灯的两端所建立高电压时的IC状态。当引脚CPH上的电压超过13V时，镇流控制IC进入引燃模式。

引脚CPH内部连接到连接引脚RPH和引脚RT的预加热电路40(见图5)的P沟道MOSFET46的栅极。当引脚CPH超过13V时，MOSFET46的栅极电压对源的电压开始下降到MOSFET46的开启阈值下。随着引脚CPH连续斜向升到VCC时，MOSFET开关46慢慢关闭。这使得预加热电阻R_PH与定时电阻R_T平滑断开，从而导致工作频率从预加热频率平滑地通过引燃频率到达最终运行频率。在引脚CS上的过电流阈值将保护镇流器不经受无放电或开路灯丝的故障条件。引脚CS上的电压由流过外部电流检测电阻R_CS的下半桥MOSFET电流限定。电流检测电阻R_CS因此对镇流输出级的最大允许峰值引燃电流设定(以及峰值引燃电压)。峰值引燃电流必需不超过输出级MOSFETs的最大允许电流额定值。如果这个电压超过内部阈值1.3V，IC将进入FAULT模式而且门驱动输出HO和LO将锁存为低。运行模式(RUN)

一旦灯被成功引燃，镇流器进入运行模式。运行模式定义为当灯放电弧建立并且灯由给定供电电平驱动时的IC状态。运行模式振荡频率由定时电阻R_T和定时电容C_T定义(见下面部分中的设计方程3和4)。如果由于开路灯丝或灯移动会在任意时间在半桥处发生硬切换时，在电流检测电阻R_CS两端的电压将超过内部阈值1.3伏并且IC将进入FAULT模式。门驱动输出HO和LO将锁定为低。DC总线低电压复位：

如果在降低电压的线路的条件或过载的条件中DC总线的电压下降得太多，对灯的振荡输出级能够移向接近振荡或低于振荡。这在半桥处将产生会毁坏半桥开关的硬切换。为了保护它，引脚VDC测量DC总线电压并且随着引脚VDC上的电压下降到低于VCC的10.9V而线性下拉引脚CPH。这导致随着DC总线的降低而关闭p-沟道MOSTET46(图4)并且频率移向较高的振荡以达到安全工作点。当频率移动发生时的DC总线电平是由外部电阻58和内部RVDC电阻设定。通过在引脚CPH下拉(电压)，引燃斜率也复位。因此，假如由于非常低的DC总线程度使灯熄灭，随着DC总线再次增加，灯将自动点燃。当CPH超过7.5V(在预加热模式中)时在引脚VDC和COM间将连接内部RVDC电阻。这使得电阻58也用作IC的启动电阻，从而使元件数量最小。故障模式(FAULT)

如果电流检测引脚CS的电压在预加热模式后的任意时间都超过1.3V，IC进入故障模式并且门驱动器输出HO和LO都锁定为‘低’状态。CPH对COM放电来复位预加热时间，并且CT对COM放电来使振荡器失效。为了离开故障模式，VCC必需在UVLO负向-关闭阈值下再循环，或关闭引脚SD必需拉到5.1伏以上。这些各个条件将促使IC进入UVLO模式(见状态图，页2)。一旦VCC超过开启阈值并且SD低于4.5伏，IC将在预加热模式上再次开始振荡。设计方程

下面是实施本发明镇流IC的设计方程：步骤1：设定空载时间

在门驱动输出HO和LO间的空载时间可由定时电容C_T和内部空载电阻28共同设定(见图4)。空载时间是电容C_T从3/5VCC到1/3VCC的放电时间，即：

t_DT＝C_T·1475

                [秒](1)或 $C_T=\frac{t_{\mathrm{TD}}}{1475}$

                [法拉](2)

步骤2：设定振荡频率

最终运行频率是由定时电阻R_T和定时电容C_T一起设定的。从1/3VCC到3/5VCC的电容C_T充电时间确定了HO和LO门驱动器输出的导通时间。振荡频率因此给出为： $f_{\mathrm{RUN}}=\frac{1}{2.C_T(0.51.R_T+1475)}$

               〔赫兹〕(3)或 $R_T=\frac{1}{1.02\·C_T\·f_{\mathrm{RUN}}}-2892$

               〔欧姆〕(4)

步骤3：设定预加热频率

预加热频率是由定时电阻R_T和预加热电阻R_PH以及定时电容C_T一起设定的。定时电阻R_T和预加热电阻R_PH内部并联以持续预加热时间。预加热频率给出为： $f_{\mathrm{PH}}=\frac{1}{2\·C_T\·(\frac{0.51\·R_T{\·R}_{\mathrm{PH}}}{R_T+R_{\mathrm{PH}}}+1475)}$

               〔赫兹〕(5)或 $R_{\mathrm{PH}}=\frac{(\frac{1}{1.02\·C-\·f_{\mathrm{PH}}}-2892)\·R_T}{R_T-(\frac{1}{1.02\·C_T.f_{\mathrm{PH}}}-2892)}$

               〔欧姆〕(6)

步骤4：设定预加热时间

预加热时间由在引脚CPH上的电容C_PH充电到13V所消耗的时间所限定。内部电流源5μA流过引脚CPH。预加热时间因此给出为：

t_PH＝C_PH·2.6e6 〔秒〕(7)或

C_PH＝t_PH·0.385e-6

               〔法拉〕(8)

步骤5：设定最大引燃电流

最大引燃电流是由外部电阻RCS和内部阈值1.3伏一起设定的。该内部阈值确定了镇流器的过载电流限制，在点燃过程当频率斜率向下到振荡时和灯不被引燃时，过载电流限制可以超过阈值。该最大引燃电流由下式给出： $I_{\mathrm{IGN}}=\frac{1.3}{R_{\mathrm{CS}}}$

               〔安培峰值〕(9)或 $R_{\mathrm{CS}}=\frac{1.3}{I_{\mathrm{IGN}}}$

               〔欧姆〕(10)

虽然已经描述了本发明有关特定的实施例，那些工艺上的普通技术人员可以理解许多其它的修改，变化及用途。因此，本发明将较佳地只由附加的权利要求限定，而不是这里所描述的说明书。

Claims (19)

1.一种根据电容充电和放电提供振荡信号的集成电路，其特征在于，包括：

比较器电路将电容器两端的电压与参考电压相比较，并且根据电容的两端电压与参考电压比较的电压值产生充电/放电信号，其中参考电压在包括第一参考电压和第二参考电压的至少两个的值之间切换，其中当电容器两端的电压超过第一参考电压时充电/放电信号具有第一个二进制值，当参考电压低于第二参考电压时充电/放电信号具有第二个二进制值；第一和第二个二进制值中的一个引起电容器的充电而另一个则引起电容器的放电；和

开关电路，当充电/放电信号从第一值变化到第二值时将参考电压切换到第一参考电压并且当充电/放电信号从第二值变化到第一值时将参考电压切换到第二参考电压。

2.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，比较器电路只包括一个比较器。

3.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，开关电路包括具有串联的第一，第二，第三电阻器的分压电路，以及与第三电阻并联的开关；电压分压器具有第一和第二电阻间的参考引脚，该参考引脚提供了比较器电路的参考电压；电压分压器具有在第二和第三电阻间的第二参考引脚，第二引脚连接到开关；该开关通过提供与第三电阻并联的传导路径响应充电/放电信号的第一个二进制值，并且通过提供不传导路径响应第二个二进制值。

4.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，充电/放电信号的第一个二进制值是比第二个二进制值高的电压，并且第一参考电压比第二参考电压高。

5.如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，进一步包括如果充电/放电信号是第一个二进制值时对电容器充电的充电开关和如果充电/放电信号是第二个二进制值时对电容器放电的放电开关。

6.一种提供可变频率振荡信号的集成电路，其特征在于，包括：

振荡器电路，根据电容器两端的电压值提供交替的充电和放电子循环，该电容器在各个充电子循环中通过充电电阻充电，在各个放电子循环中通过放电电阻放电；以及

频率可变电路，根据上开的斜坡电压改变充电和放电子循环的频率；随着斜波电压的上升，该频率可变电路改变充电电阻和放电电阻中的至少一个阻值，使得频率变化。

7.如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，随着斜波电压的上升，频率可变电路平滑地改变充电电阻和放电电阻中的至少一个，使得频率平滑地改变。

8.如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，频率改变电路不包括比较器。

9.如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，频率改变电路包括通过斜率引脚对斜率电容器充电的电流源；当电流源对斜率电容开始充电时子循环有初始频率，当电流源对斜率电容充电完成时有工作频率。

10.如权利要求9所述的集成电路，其特征在于，对灯提供振荡信号并且初始频率是比工作频率高的预加热频率。

11.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，频率改变电路进一步包括开关元件，分别当斜波电压低时提供通过第一和第二电阻对电容器充电的传导路径，当斜波电压高时提供将第二充电电阻元件从充电电阻中去除的非传导路径。

12.如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，频率改变电路进一步包括根据直流总线电压调整斜率电容器两端电压的调整电路；该调整电路包括调整开关，当直流总线电路下降到阈值以下时，该开关提供斜率电容器两端的传导路径。

13.如权利要求12所述的集成电路，其特征在于，调整开关具有用于通过第一分压电阻连接直流总线的总线检测引脚；该频率可变电路进一步包括当斜波电压到达阈值时，通过第二分压电阻使总线检测引脚接地的延迟电路，从而使得调整开关开始响应直流总线电压。

14.如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，振荡电路包括：

比较器电路，将电容器两端的电压与参考电压比较并且根据电容器两端的电压的与参考电压相比较的电压值产生充电/放电信号，其中参考电压在至少包括第一参考电压和第二参考电压的两个值之间切换，其中当电容器两端的电压超过第一参考电压时充电/放电信号具有第一个二进制值，当参考电压低于第二参考电压时充电/放电信号具有第二个二进制值；第一和第二个二进制值的一个引起电容器充电，而另一个引起电容器放电；和

开关电路，当充电/放电信号从第一值变化到第二值时参考电压切换到第一参考电压，并且当充电/放电信号从第二值变化到第一值时参考电压切换到第二参考电压。

15.如权利要求14所述的集成电路，其特征在于，其中振荡电路只包括一个比较器。

16.镇流控制集成电路，包括一个振荡电路，一个预加热电路和一个启动电路，其特征在于，振荡器电路只包括一个比较器，从而只需要较小的版图面积，整个集成电路尺寸减小。

17.如权利要求16所述的镇流控制集成电路，其特征在于，预加热电路产生预加热频率，使用与定时电阻并联的外部预加热电阻设定预加热频率，并且当镇流控制集成电路在预加热频率后进入运行模式时，预加热电阻逐步断开。

18.如权利要求17所述的镇流控制集成电路，其特征在于，预加热电路产生预加热电压斜率确定预加热周期，并且预加热电压斜率也用作引燃斜率。

19.如权利要求17所述的镇流控制集成电路，其特征在于，预加热电路不包括比较器。

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