CN1303483A - 快速捕获的高灵敏度gps接收机 - Google Patents

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Abstract

一种捕获和跟踪全球定位系统而具有快速捕获速度和高灵敏度的方法和装置。对全球定位系统信号取样进行伪随机噪声匹配滤波操作,以提供当前匹配的滤波结果。随后,将当前匹配的滤波结果与从先前取样的全球定位系统信号得到的先前匹配滤波结果累加,以产生累加的匹配滤波结果。本发明还揭示了构成匹配滤波器的有效方法。

Description

快速捕获的高灵敏度GPS接收机
相关申请
本申请是标题为“快速捕获的高灵敏度GPS接收机”的美国专利申请06/037,904的部分续展申请，该申请的申请日是1997年2月11日，发明人与本申请相同，是Norman F.Krasner，并已转让给本发明的受让人。
发明领域
本发明总的涉及全球定位系统领域，尤其涉及在集成的快速捕获高灵敏度接收机中接收和跟踪卫星信号。
发明背景
最常用的“全球定位系统(GPS)”接收机采用串行相关器，用以捕获、跟踪和解调Navstar卫星传送的信号。每一个传送的GPS信号都是直接序列扩展谱信号。商业上使用的信号与标准定位服务(SPS)有关，并且采用直接序列的二相扩展信号，在1575.42MHz的载波下，具有每秒1.023兆码片的速率。伪随机噪声(PN)序列长度是1023个码片，对应于I毫秒的时间周期。每一卫星发射不同的PN码(金色码)，使得信号能够从几个卫星同时发送出去，并由一接收机同时接收，相互间几乎无干扰。另外，每一信号上叠加的数据是50波特二进制相移键控(BPSK)数据，其位边界与PN帧的开头对齐；1数据位周期(20毫秒)内有20个PN帧。
GPS接收机的主要目标是确定PN码的到达时间。这是通过将(每一接收信号)本地产生的PN参考信号与接收的信号相比并且“滑动”本地基准直至与接收信号在时间上对齐来完成的。通过称之为相关过程的相乘和积分过程，将这两个信号相互比较。当两个信号在时间上是对齐的时候，输出结果为最大。标准GPS接收机中所使用的典型串行相关器在给定时刻比较本地的和接收的信号的一时间偏移。如果每半个码片的时间里作一次这样的比较，那么在一个PN信号出现时间里，需要完成搜寻2046个比较(或测试)。必须对在视线中的几个卫星，进行这样的搜寻。另外，接收信号频率的误差经常要求对信号频率的各种假设进行附加的搜寻。进行这一搜寻所需的时间可能很长，尤其是在输入信号的信噪比很低的时候更是这样。传统的GPS接收机采用多个这样的相关器，并且这些相关器并行工作，以使捕获过程加速。然而，搜寻和捕获过程是很费时的，特别是在接收信号的信噪比较低的时候更是这样。
所以，要求提供一种硬件结构，这种硬件结构提高了当前传统的GPS接收机的捕获速度和灵敏度。这样一种结构使接收机能够在输入信号的信噪比很低的时候工作。另外，还要求在捕获过程以后综合一种跟踪这些信号的方法，在接收的GPS信号捕获和跟踪时使用硬件的共形(commonality)。
发明概述
本发明揭示了一种具有快速捕获速度和高灵敏度的捕获和跟踪全球定位系统信号的方法和装置。在本发明的方法中，第一伪随机噪声匹配滤波器操作是针对当前取样的全球定位系统进行的，用以提供当前匹配的滤波器结果。随后，将当前匹配的滤波器结果与从先前取样的全球定位系统信号得到的先前匹配的滤波器结果累加，以产生一累加匹配的滤波器结果。
在本发明的一种实施例中，将经匹配的滤波器和检测电路与前检测环路积分器和后检测环路积分器组合在一起。环路积分器使得能够进行包含接收的全球定位系统信号的多个数据帧的捕获和跟踪。这产生快速捕获性能和高灵敏度的组合。本发明揭示了一种实现匹配滤波器的有效装置。
从下面的详细描述和附图可以清楚地了解本发明的特性。
附图简述
下面通过举例和并非作为限制的附图来描述本发明，图中，相同的标号所表示的意义相同。
图1是现有技术全球定位系统相关器电路的方框图。
图2是本发明一个实施例全球定位系统捕获电路的方框图。
图3描述的是图2所示捕获电路各个处理级处的信号波形图。
图4是按照本发明另一种实施例的全球定位系统捕获电路的方框图，它还执行跟踪功能。
图5描绘的是在图4所示捕获电路各个处理级上的信号波形。
图6A是按照本发明一种实施例由图4所示捕获电路使用的匹配滤波器的方框图。
图6B是按照本发明另一种实施例由图4所示捕获电路使用的匹配滤波器的方框图，由其产生按每一PN帧的可能的输出子集。
图7是按照本发明一种实施例图6A所示匹配滤波器最复杂部分的另一种图示。
图8是按照本发明又一种实施例图7所示匹配滤波器某些组成元件的更详细图示。
图9是按照本发明一种实施例实现捕获和跟踪操作的全球定位系统的方框图。
图10是按照本发明另一种实施例实现捕获电路的远端全球定位系统的方框图。
图11是按照本发明一种实施例具有减小的寄存器计数特征的全球定位系统捕获电路的方框图。
图12是按照本发明一种实施例图11所示捕获电路所使用的匹配滤波器的方框图。
详细描述
下面描述通过快速捕获高灵敏度接收机接收全球定位系统信号的方法和装置。在下面的描述中，为了进行说明，有许许多多特定的细节需要描述，从而使读者能够彻底理解本发明。然而，很明显，本领域中的技术人员能够理解，没有这些细节，本发明也能够实现。而在另一些例子中，为了方便描述，以方框图的形式示出众所周知的结构和装置。
全球定位系统(GPS)接收机接收从轨道GPS卫星发射的GPS信号，并通过比较接收信号和一内部产生的信号之间的时移，确定合适编码的到达时间。信号比较是一相关过程中进行的，在这一过程中，实施将接收信号和产生的信号的相乘和积分。公共GPS接收机中使用的典型现有技术串联相关器如图1所示。相关器100接收输入的GPS信号102，并在乘法器104中，将接收信号102与PN发生器110产生的内部发生PN码组合。随后，对累加的一组组合信号取样，进行幅度平方(或其他检测)操作106。微控制器108控制PN发生器110所产生的PN码片的排列。按照相关器100的系统，将接收信号102与PN码片长序列一次一个时移地进行比较，因此，需要很长的时间来搜寻与一个PN帧相应的所有偏移。
捕获电路
用于按照本发明一种实施例的GPS接收机中的改进的捕获电路采用一个或多个匹配滤波器，它具有前处理功能和后处理功能，以实现GPS信号的快速捕获和高灵敏度。特别要指出的是，后匹配滤波器环路积分器(也称为“多通带滤波器”)提供实现很高灵敏度所必须的积分，使得接收机能够在较低的信噪比环境中操作。图2描述的是一种GPS输入信号捕获电路200，它包含用于多个输入信道的单独的捕获电路。图中，绘出了按照本发明一个方面的GPS捕获电路单个信道201的捕获电路的方框图。
输入基带信号202并行地馈送到捕获电路200中的几个匹配的滤波器204中。输入基带信号202由独立的同相(I)和正交相(Q)分量组成。每一信道中每一滤波器的抽头排列成相同或不同PN波形的取样形式，并且波形在时间上是倒装的。通常，输入取样速率是码片(chip)速率的倍数，因此通常有1023M抽头的匹配滤波器，这里，M是一个小整数，通常是2。如果输入信号含有与给定的匹配滤波器匹配的发射波形，则其输出将含有宽度近似为一个码片持续时间的窄尖峰。每一帧将出现一个窄尖峰，并提供到达时间信息，模一PN帧周期。由于该信号是表述成正交形式的，所以，该尖峰实际上是一个复数。其极性按照发送的数据流在数据波特边界处相位反相。另外，由于接收信号载波频率和本地产生频率之间具有小的频率差，所以，在时间上，相位角会慢慢超前或滞后。
当信号很弱时，例如，由于诸如树木或建筑物等物体的阻挡，每一尖峰会因噪声而变得模糊起来，因此是不能直接用于进行到达时间的测量的。为了积蓄尖峰脉冲的能量，可以通过平方定律或其他的检测操作206来检测匹配滤波器的输出以便除去刚才提及的改变的相位角。随后，通过延迟线积分器210，将一个PN帧的能量加到前一个帧的能量上。对于一个PN帧的延迟，前一个帧的尖峰将被准确地延迟一个PN帧，因此，该能量正好在下一个帧的尖峰脉冲恰好要进入延迟线211的时候，退出延迟线211。随后，通过加法电路208，将两个尖峰脉冲相加，得到一个更强的尖峰脉冲。将噪声的随机部分非相干(incoherently)相加(将使直流电平增大)，因此这些随机部分将随相加的帧数平方根而增大。与噪声相关的直流电平可以通过积分器输出处的平均过程来确定，并从最终的输出中减去。这就方便了合适的检测阈值的确定。
如图2所示，来自环路积分器210的反馈不是全反馈(unity)，而是1-e，这里，e是一个比1小的数。所以，环路积分器210被有效地用作“漏泄”加法电路，在运行的意义上说，它实际上是对约为1/e的几个帧取平均。在本发明的另一种实施例中，可以采用带有全反馈的环路积分器210，后面是一个延迟和减法电路。这时，该延迟将被设置成等于MTf。这构成一种“矩形波串”形滤波器，它直接将最后的M个帧相加。存储M个数据帧的存储器是很严格的。
在捕获电路200的另一种实施例中，环路积分器210采用全反馈，并且在每M个帧后，通过门电路212筛选(gating out)反馈，重复将M个数据帧相加。以这种方式，仅在每一第M个帧上，环路积分器的输出将具有有效的输出(即，代表M个数据帧的那一个)。在许多情况下，该更新频率是可接受用于捕获的。
捕获电路200的环路积分器210中的延迟线电路211可以用移位寄存器使通过电路的信号传播延迟来实现。另一种情况是，可以使用随机存取存储器(单端口或双端口)装置来取代移位寄存器。存储器将以模拟环路积分功能中移位寄存器运行的方式被装载和存取。
图3描绘的是捕获电路200中单个的捕获电路201内各个处理点处的信号波形。为了进行描述，图3绘出了每一帧只有7个码片的简化了的PN信号，而不是在正常GPS信号中1023个的情况。图3中波形的范围扩展到具有每一位四个PN帧302的三个数据位304、306、308的情况。为简便起见，没有给出噪声，并且仅绘出了同相信道的信号的情况。还假设环路滤波器210采用的是全反馈。
基带PN信号310波形描绘的是输入到捕获电路200内的代表I/Q输入信号202(图中仅给出I或Q)。匹配滤波器波形312以后的输出描绘的是在由匹配滤波器204处理了I/Q输入信号以后的信号波形。从匹配滤波器204起，信号传播到幅度平方电路206，在平方波形314后产生输出。从幅度平方电路206起，信号传播到环路积分器210，在环路积分波形316后产生输出。环路积分波形316后输出描绘的是信号峰值波形由于平方定律检测器的运算以及通过环路积分器210的迭代传播而随时间的增加。图3还描绘了叠加在环路积分波形316后输出上的检测阈值电平。检测阈值电平代表捕获电路200中由阈值比较器214设定的阈值信号电平。
尽管信号的基线也随时间而上升，但其直流分量可以容易地通过对输出取平均而去除。由于峰值宽度相对于整个帧周期来说较小，对于实际GPS信号来说，该峰值对平均值的影响较小。应当理解，峰值的位置提供了接收GPS信号模一帧周期的到达时间。还要注意的是，图3中波形的幅度比例不必相互成比例的。
按照本发明的单信道GPS捕获的另一种实施例如图4所示。图4所示的捕获电路400是一个与图2所示相似的单信道捕获，但含有其他的处理元件。这些附加元件包括用于补偿多普勒和LO频率偏移的数字频率转换电路404、补偿多普勒和LO取样速率偏移的数字再取样器406和预检测环路滤波器410。
下面参照参照图4，描述按照本发明的一个方面的信号跟踪和数字解调过程。数字频率转换电路404简单地将I/Q输入信号402乘以幂exp(-j2πnfdTs)，这里，fd是是混合多普勒和LO频率偏移，Ts是取样周期，而n是运行时间指数。需要进行这一补偿，从而残留信号频率误差远远小于PN帧速率(1kHz)。否则，频率偏移的效果将使匹配滤波器408输出信号的幅度减小一个等于|sin(πfdTf)/πfdTs|的量。例如，如果fd=1/Ts，则匹配滤波器输出信号的幅度将是零。
多普勒取样速率校正信号430被输入到数字再取样器406，由该再取样器校正从接收I/Q输入信号402由于多普勒频移而产生的在时间上“拉长”或“收缩”而得到的小误差。例如，2μsec/sec(正好位于GPS卫星观察到的多普勒范围内)的多普勒误差代表在1秒的时间范围内两个码片的时移。由于在以后时间周期内的检测尖峰脉冲将不会与较早时间周期内的对齐，所以这样的时移将限制了可以进行环路积分的次数，并且因此处理增益将相对于增加的积分时间而消失(或实际上减小)。另外，环路积分器输出的相关峰值将加宽，从而增加了测得的到达时间的误差(或“伪范围”)。
数字再取样器电路406采用提供给捕获电路400的数据，以便在按照特定取样速率相关性所提供的取样例处，计算原始取样点之间的数据取样。例如，如果提供给电路400的取样速率是每一码片2个取样，而要求的取样速率是每一码片2-d个取样，那么新的取样间隔就是Tc/(2-d)，因此就在原始数据的相应倍数(times)后的一些位置处取得新的取样。因此，滑移量(slipage)等于Tc/2，即，一个完整的取样周期。这是通过降落来自电路400的一个取样时钟而紧急(expeditiously)处理的。数字再取样是通过称为一种称为数字分式插值的过程来进行的。以最简单的形式，对感兴趣的新取样时间位置周围的几个取样执行合适的插值算法，如多项式或样条配合，以计算在合适时间处的信号值。
在另一种实施例的电路400中，数字再取样器406被省去，并由这样一个过程所取代，即，不断地用新系数重新装载匹配滤波器，而新系数包括加入的小延迟超时(over time)。所以数字再取样器406可以通过对这些滤波器权进行延迟运算的方式而更新匹配滤波器的滤波器权而被取代。这一方法要求滤波器系数大于一个位，每一系数用于精确的实施，因此就加大了电路的复杂性。然而，使匹配滤波器的系数向左或向右移动一个位置是增加或舍弃一个取样的另一种方法。
捕获电路400包括两个环路积分器电路。在检测操作416之前使用前检测环路积分电路410，而在检测操作416之后，采用后检测环路积分电路420。双环路积分电路420利用了这样一个优点，即，数据周期等于20个PN帧。所以，当数据显示使信号的极性反相时，PN信号重复许多次。所以，如果多普勒校正良好，则人们可以在进行匹配滤波器操作之前或之后，相干地(coherently)将PN帧加在一起。很清楚，在数据极性反相引起性能劣化之前，最多只有20个这样的帧是可以加在一起的。这样的相干相加使得灵敏度提高，而这是非相干(后检测)积分所没有的，这是因为在执行平方定律操作416之前，相干积分在尖峰脉冲处建立起了信噪比。
图5描绘的是电路400内各处理点处的信号波形。为了进行描述，图4描绘了一种简化的PN信号，每一个PN帧它只有7个码片，而不是象普通的GPS信号那样有1023个。图4中的波形范围扩展至三个数据位504、506、508，每一位有四个PN帧。为简单起见，图中没有绘出噪声，而只是绘出了同相信道的信号。同时还假设，前检测环路滤波器410和后检测环路滤波器420都采用全反馈。假设在运行的意义上说，前检测环路滤波器410使最后的四个帧累加。
基带PN信号510波形描绘的是输入到捕获电路400内的代表I/Q输入信号402。匹配滤波器波形512以后的输出描绘的是在已经由匹配滤波器408处理了I/Q输入信号402以后的信号波形。从匹配滤波器408出来，信号传播通过前检测环路滤波器410，它产生前检测环路滤波器波形514以后的输出。随后，信号输入到平方电路416，产生平方操作波形516以后的输出。从平方电路416出来，信号传播到后检测环路积分器420，产生环路积分波形518以后的输出。环路积分波形518以后的输出绘出的是因平方定律检测器的运行和通过环路积分器420的迭代传播，信号峰值幅度随时间的增加。图5还绘出了环路积分波形518以后的输出上叠加的检测阈值电平。检测阈值电平代表由捕获电路400中的阈值比较器426所设置的阈值信号电平。应当注意，环路积分波形518以后的输出峰值并不是线性增加的，就象如图3所示对于单个环路积分电路200那样。然而，每一个第四峰值的幅度与前检测滤波器存储器对应，却是近似成线性增加的。如图3所示，还应当注意，图5所示波形的幅度比例不必是相互参照成比例的。
对于与捕获电路400的运行相关的各个参数，输入与输出信噪比的分析给出下面的等式：
(S/N)out=L(S/N)i 2×F×npostd×npred/(1(F npred)+2(S/N)i)
在上述等式中，变量具有下述值：
L=Ldopp×Ldata
Ldopp=sinc2(freq_offset×npred×0.001)
Ldata=(1-0.315×npred/20)2
在上述等式中，变量具有如下所述的意义：
npred： 相加的前检测帧的个数
npostd：相加的独立后检测帧数=总帧数/npred
F：     每一PN帧独立的取样数，取作1023
Ldopp： 由于多普勒误差而产生的损失
Ldata： 由于劣化相干积分的数据过渡而产生的损失
freq_offset：接收信号和接收机估计之间的载波频率误差(包括本地振荡器和多普勒误差)
在上面的等式中，(S/N)out是峰值输出信号功率除以均方背景噪声功率；而(S/N)out是平均信号功率除以等于码片速率的带宽(约1MHz)中测得的平均噪声功率。注意，(npred × npostd)等于组合在一起的PN帧总数。随后，上述等式可以用来选择参数npostd和npred(图4中的M和L)，以便得到最大的输出SNR(对于良好的检测几率和较低的假检测速率，它通常应当超过约15dB，或约30的因子)。在某些情况下，当多普勒误差可能较大时，人们可以缓慢地换档或调节从微控制器428输出的多普勒控制线，直到能够进行检测为止。
图4所示的捕获电路400还含有寄存器组418。寄存器组418是一个可以从后检测环路积分器420或前检测环路积分器410接收数据的电路元件。来自后检测环路积分器420的后检测数据对应于捕获方式。在信号跟踪和解调期间，GPS接收机必须跟踪载波频率和相位以及PN码相位，并解调50波特数据消息。这可以采用在信号峰值处或其附近出自匹配滤波器的I和Q取样来完成。这时，前检测环路积分器410有效地将约10个帧的数据相干相加(即二分之一的位周期)，并在峰值处和其附近将结果发送到寄存器组。即，典型的更新速率是每秒100次更新。微处理器会读取这些结果，并以软件形式形成载波、编码和位跟踪环路，发送控制信号(如，来自微控制器428)，以保持恰当的跟踪。这样的跟踪环路的设计对本领域中的普通技术人员来说是众所周知的。注意，只可以采用一个环路积分器，而不是象图4那样，用两个积分器。单个的环路积分器将用作捕获或跟踪。然而，这时，在捕获时是不进行前检测积分的，而在跟踪时却不进行后检测积分。但是，微处理器可以在跟踪时执行后检测积分。
匹配滤波器
图6A表示按照本发明的一个实施例的捕获电路400中的匹配滤波器408。匹配滤波器408采用加权抽头延迟线结构。滤波器408分成两个独立的部分。一个部分含有一个码片匹配滤波器604，用来与一单独的码片的时间波形匹配。码片匹配滤波器604后面是一个抽头滤波器608，它与伪随机信号波形的实际波形匹配。采用这种方式划分滤波器，抽头滤波器含有的抽头仅取±1值，并且可以将每隔一个抽头设置成零。在图6A所示举例的匹配滤波器中，假设抽头滤波器608的取样速率是每一码片两个取样，如下取样器606所产生的那样。
抽头滤波器608还包括加法器树610和乘法器612。在图6A所示的系统中，加法器树需要约512个加法器来完成加法运算。本例中，加法器的运算能力是q到q+10个位，其中，q是输入的量化值(通常是2到4位I和Q)。采用一组高速累加器将乘法器612的相继输出相加可以大大减小复杂性。例如，一个累加器可以将乘法器w1至w16的输出相加，而第二个可以将乘法器w17至32的输出相加，等等。这如图7和8所示。最直接的采用累加器的方法是采用16∶1的乘法器，其输出与寄存器G1至G16中的每一个(如图8所示)相连，轮流选择这些寄存器的输出，并将它们相加。在某些情况下，这会导致大的门计数(gate count)。
图7描绘的是抽头滤波器608，它采用一系列的16抽头滤波器/累加器710，对相继的16抽头组提供加权和加和。相似的结构706和712执行这些元件710输出的相加。
图8描绘的是滤波器/累加器710进一步的细节。图8所示的电路采用一系列的子块，每一个子块含有两个移位寄存器802、804，排列成两个环路，用来向加权乘法器和累加器提供数据。子块802含有多路复用器806，而子块804含有多路复用器808。这种结构无需采用一组用来选择数据的16∶1的多路复用器，而这种乘法器是一种选通门(gate)加强系统。在一个2.046MHz时钟周期内，移位寄存器右移一次，并循环移位15次，从而采用在16倍于主时钟的速率下完成与数据所需要的16个寄存器的滤波操作。含有子块802和子块804的移位寄存器与偶数和奇数数据取样对应。上半个子块802是在一个2.046MHz周期内处理的，而下半个子块804是在下一个2.046MHz周期内处理的。这一双块结构利用了这样一个优点，即，任何一次，抽头寄存器608中只有一半的寄存器与加法器树610相连。
电路800内两个移位寄存器的运行如下所述。在偶数的2MHz f0时钟边界上，多路复用器806处于‘A’位置，并且多路复用器810处于‘A’位置；寄存器G16乘以抽头加权814，并存储在累加器812内，并且所有的‘G’寄存器右移。来自寄存器G16的数据被馈送到下一个块的寄存器G1。随后，多路复用器806置于‘B’位置，寄存器G2至G16的抽头组802中的数据循环移位，乘以抽头加权802，并在累加器812中累加。在奇数2MHz f0时钟边界上，多路复用器808处于‘A’位置，而多路复用器810处于‘B’位置，寄存器H16乘以抽头加权814，并存储在累加器812中，并且所有的‘H’寄存器右移。来自寄存器H16的数据被馈送到下一个块(未示出)的寄存器H1。随后，多路复用器808被置于‘B’位置，底下一组寄存器H2至H16中的数据循环移位，乘以抽头加权814，并在累加器812中累加。随后，重复这一过程。
抽头的加权值在直通移位寄存器814中移位。当加权值移位进入时，它们在输入到累加器812之前，在乘法器816中与多路复用器810的输出组合。加权值是+/-1，因此，乘法器816用作可以选择的反相器。该移位寄存器是32级长。每一f0时钟周期移位16次。
参照图7，假设滤波器的输入速率约2.046MHz。由于这输入速率，累加速率约32.736MHz，这是一种很好地在成本低廉的集成电路技术能力范围内的。所以，抽头滤波器608是图7中上面的一行块702(标记为“16抽头滤波器/累加器”)，其主要处理是由64个这样的累加器进行的，每一个是q+4位。对于q=4，这对应于约512个全加器，在复杂程度上对应于16×16个乘法器(不包括是累加器一部分的寄存器)。因此，一个I和一个Q匹配滤波器具有约为四个16×16乘法器加上几个约17500大小存储位(对于4位I和Q量化)的门(gate)复杂性。这一数量随后与所使用的匹配滤波器信道的个数相乘。当然，如果累加器是在更高的速率下运行的，则所需的门数可以进一步减小。
上述例子图7所示的64个累加器702的输出在2.046MHz的速率下转储。这些信号可以被置于一组64个寄存器中，再组织成四组16个寄存器。这些操作是由块712执行的。由于转储速率是32.736MHz，所以，每一组16个寄存器的输出可以由与图8类似的结构来累加(把抽头加设置为1)。需要四个这样的累加器。后面是一个四抽头累加器706，它与16抽头累加器是相似的，但采用的是这些装置四分之一的时钟速率，并且具有长度是4而不是16的移位寄存器。所以，应当注意，完成加法运算所需的硬件仅比执行开始一组64滤波器/累加器操作的大10％。注意，只需采用一个码片级匹配的滤波器604来为所有这样的PN级匹配滤波器服务。
在本发明的另一种实施例中，匹配滤波器可以是一个执行快速富立叶变换算法(FFT)的电路。这时，捕获电路400的抽头延迟线滤波器408将执行快速卷积的FFT运算。参照图6A，应当理解，FFT电路取代了抽头延迟线滤波器608，FFT运算是针对信号数据602和加权矢量612来进行的。随后，将两个相乘，并将结果反相变换，以计算循环卷积(convolution)，这是本领域中的技术人员所熟知的。这一系列的运算可以针对每一PN帧而进行的，并且所产生的数据可以累加起来，并由元件410、416和420检测。
除了循环卷积以外，可以采用另一种方法来进行“重叠相加”或“重叠存储”运算。这些运算对本领域中的技术人员来说是熟知的，并且避免了进行更复杂处理的循环卷积。然而，这一另一种方法可以使性能得到提高。本领域中还有其他的快速卷积方法。例如，可以用H.J.Nussbaumer在“快速富立叶变换和卷积算法”(New York,Springer-Verlag,1982)中讨论的方法来取代本发明的滤波方法。
在本发明的又一种实施例中，捕获电路400的匹配滤波器408可以与相干积分运算的环路410互换。匹配滤波运算和相干积分运算是线性时间不变的滤波功能，并且众所周知，这样的互换产生相同的组合功能输出，假设具有充分精确的数字精确度的话。根据用来实现每一操作时所使用的确切方法，互换这些运算可以使硬件数减少(例如，FFT匹配滤波器随抽头延迟线加法网络)。
在又一种实施例中，平方运算206和214可以被平方根运算或另一种非线性检测运算所取代，这些运算从发送到该电路的累加信号中去掉了信号相位。
复杂性减小的匹配滤波器
在下面的讨论中，匹配滤波器408连续地计算与GPS帧所有PN码片(在每一码片2个取样的速率下，通常是2046个取样值，1023个码片)对应的每一取样值。然而，可以减小匹配滤波器的复杂性，并且仍然保留本发明的优点。
减小匹配滤波器部分复杂性的一种方法是采用一种匹配滤波器，它连续地提供输出，但其长度(即，脉冲响应持续时间)小于整个PN序列。按照一种实施例，图6A所示的匹配滤波器408在结构上简化了。例如，移位寄存器614可以采用127个寄存器，而不是2045个寄存器，并且加权结构可以采用64个加权，而不是全部1023个加权。这就使匹配滤波器408的复杂性减小了16倍。该实施例中，还可以减小加法器树610，用以匹配规模减小的移位寄存器和加权结构。
按照这一减小结构复杂性方法的匹配滤波器会使系统的灵敏度减小，这是因为，每一输出数据的总积分时间将小于整个PN帧。但是，这却保证了每一PN帧有一个峰值产生，并且与其他的方法相比，具有优越的捕获速度。应当注意，除了上面提到的那些以外，还可以适当减少移位寄存器、减小加权结构以及匹配滤波器408中的加法器树，并且可以成比例地改变性能特征。
图6B描绘的是按照本发明一种实施例的复杂性减小的匹配滤波器。匹配滤波器系统640每一帧产生一部分可能的输出，但匹配滤波器的长度却与PN帧长度相同。例如，这相应于构成这样一种滤波器，它每一PN帧，2046个时钟脉冲中有64个连续的时钟脉冲产生一个输出。每一输出代表一个潜在的伪范围。
匹配滤波器620具有与普通的匹配滤波器408相同的灵敏度，长度等于PN帧长度；但是，由于每一帧它只产生全部输出的一部分，所以，每一帧产生一个峰值的几率是所产生的输出数除以PN帧长度所得到的比例。所以，为了实现100％的捕获几率，所产生的输出在与一个PN帧对应的时移范围内将不得不是“阶跃式的(stepped)”的。对于上述例子，每一帧总共2046个时钟中提供64个输出，因此就有2046/64或32个阶跃来覆盖整个PN范围。按照本实施例的匹配滤波器在灵敏度上比先前揭示的复杂性减小的匹配滤波器方法更优越。
匹配滤波器系统640含有匹配滤波器620，它每一PN帧产生一个分组的可能输出。特别是，所绘出的结构每一长度为1023的PN帧产生32个输出。为了清楚地进行下面的讨论，预先假定取样速率是每一码片一个取样，即，1.023兆取样/秒(对于采用标准定位服务GPS的C/A码)。为更清楚起见，图6B描绘的是一种单个的匹配滤波器620，这种滤波器620可以一次处理32个数据取样。这一滤波器可以增加一个环路积分器630，构成一个具有更大长度的滤波器，特别是一个长度为1023的滤波器。
下面参照图6B进行讨论，其中，在特定的时间里，赋予移位寄存器622元件和加权结构624特定但却是典型的值。在时刻0(t=0)时，寄存器R1至R32中的数据取样分别是x(32),x(31),…,x(1)，其中，x(1)代表该时刻的第一输入数据取样，x(2)为第二输入数据取样，等等。在t=0时，滤波器结构620产生结果x(1)w(1023)+x(2)w(1022)+…+x(31)w(992)。与此类似，在时刻t=1至t=31，滤波器加权624保持不变，但数据移位一个位置，并出现相似的计算结果。于是，在开始的32个时钟循环中(每一行代表一个相继的输出数据取样)，下面的数据从匹配滤波器中输出，并存储在环路积分器630中：
            块1匹配滤波器计算
x(1)w(1023)+x(2)w(1022)+…+x(32)w(992)
x(2)w(1023)+x(3)w(1022)+…+x(33)w(992)
                  ·
                  ·
                  ·
x(32)w(1023)+x(33)w(1022)+…+x(63)w(992)
这时，在已经处理了32个取样以后，加权值被指数小于起始值(即，w(991)…,w(960))的指数32所取代，并且匹配滤波器产生下一个32个取样的结果(时间t=32至t=63)：
            块2匹配滤波器计算
x(33)w(991)+x(34)w(990)+…+x(64)w(960)
x(34)w(991)+x(35)w(1022)+…+x(65)w(960)
                   ·
                   ·
                   ·
x(64)w(991)+x(65)w(990)+…+x(95)w(960)
但是，环路积分器630的作用是将上述两个阵列的相应行相加，从而在其存储寄存器中，产生用于时刻t=32至t=63中每一个的全部结果：
                块2环路积分器输出
x(1)w(1023)+x(2)w(1022)+…+x(64)w(960)
x(2)w(1023)+x(3)w(1022)+…+x(65)w(960)
                  ·
                  ·
                  ·
x(32)w(1023)+x(33)w(1022)+…+x(95)w(960)
后一个阵列的每一行与相应于输出时间t=0,1,…,31的为长度64匹配滤波器产生的阵列是相同的。所以，环路滤波器执行所需的功能，使得匹配滤波器能够起长度更长的匹配滤波器的作用。与此类似，在每一次附加32取样以后，引入一组新的权重，它具有小于前一组的指数值32。上述分析同样适用于这里，每一附加32个取样后环路积分器的输出代表时刻t=0至t=31时为更长匹配滤波器所产生的滤波器输出。在32个这样的周期以后，匹配滤波器620所产生的数据组是：
            块32匹配滤波器计算
x(993)w(31)+x(994)w(30)+…+x(1024)w(0)
x(994)w(31)+x(995)w(30)+…+x(1025)w(0)
                   ·
                   ·
                   ·
x(1024)w(31)+x(1025)w(30)+…+x(1055)w(0)
将该数据加到前一数据上而结束运算。每次在这一最终的块中更新环路积分器630时，可以将其内容发送到另一个缓冲器。下一次更新环路积分器630时，可以将其初始状态设置成零，除非人们希望在几个帧上进行积分。
上例方法的一个缺点是没有w(0)的权重，这是因为每一PN帧只有1023个权重(如果取样速率是与PN长度匹配的话)。然而，如果w(0)被设置成是w(1023)，则可以有效地产生合适的长度为1024的滤波器。这一方法利用了PN信号的周期性的优点。
上例方法的第二个缺点是块32的最后一行是以x(1024)开始的。然而，如果这一字是用于下一个PN帧的块1的第一个字，那更好，从而对每一帧，对帧长度1023取模，计算同样一组匹配的滤波器输出。这里的问题是，32是不能除尽1023。这一峰值对准问题可以通过防止匹配滤波器计算块32的最后一行并将其加到环路积分器630中来解决。这会使环路中的第32个量出现错误，因此，只有31个连续的匹配滤波器输出是有效的。匹配滤波器620中，在块32开始以后的第31个周期而不是第32个周期处，简单地将权w(1023),w(1022)+…+w(992)装入权结构624内。另外，这时还使环路积分计数器复位。另一种校正是采用长度为31或33的匹配滤波器，这两个中任一个是可以除尽1023的。
图6B所示的减小的匹配滤波器结构640可以有几种变异形式。首先，匹配滤波器620可以用图8所示的电路来实现，它仅采用一个乘法器/累加器。另外，滤波器加权可以由移位寄存器来提供。这时，上述方法所需运算的操作次序与序列w(1023),w(1022),…,w(1)中简单提供权重是一致的。
还可以将图7所示的两个或更多个滤波器/累加器与图6B所示的累加器组合，构成长度更长(如64或128)的匹配滤波器。事实上，几乎任何一种匹配滤波器结构都可以用来取代匹配滤波器620的直接抽头延迟线结构622。当然，也可以采用几种手段来计算匹配滤波器非相邻的一组输出。例如，每一匹配滤波器计算，匹配滤波器620的移位寄存器620可以移位四次，以提供每一个第四个匹配滤波器输出。
GPS接收机
图9描绘的是按照本发明一种实施例的传统GPS接收机900中捕获电路400的结构。GPS信号由GPS天线902接收，并通过输入电路904输入到GPS接收机900中。接收的GPS信号中的PN码按照上面参照图4-8描述的运算在带有外部处理器910的电路400a中捕获和跟踪。捕获电路400a的输出含有与从每一GPS卫星接收的信号相应的伪范围数据908。每一卫星还发送天文历数据，该数据由输入电路904接收并由电路400b解调。处理器910处理该天文历和伪范围数据，以确定接收机的位置。处理器910的输出驱动一输入/输出装置，如显示装置912，该显示装置以图象或文本显示单元的位置。在这种结构中，图4所示的电路执行带有处理器910的捕获和跟踪功能。
图10描绘的是按照本发明另一个实施例的GPS接收机1000中捕获电路的结构。GPS接收机1000是一个组合的GPS和通信接收发射机。接收机1000含有一个GPS接收机级，包括捕获电路400和通信收发机部分1020。GPS信号是通过GPS天线1002接收，并输入到捕获用于各个接收卫星的PN码的捕获电路400的。捕获电路400所产生的伪范围数据由处理器1012处理并由收发机1020发送。收发机1020含有一个发送/接收开关(或双工器)1008，选择往返于天线1004和接收机1000之间的通信信号(通常是射频信号)的路由。接收的通信信号输入到通信接收机1010中，并传送到处理器1012，进行处理。要从处理器1012传送出去的通信信号传播到调制器1014和变频器1016。功率放大器1018将信号的增益提高到合适的电平上，用于传送到基站1006。在组合的GPS/接收机100的通信系统中，捕获电路400所产生的伪范围数据在通信链路上传送到基站1006。随后，基站1006根据来自远端接收机的伪范围数据和从其自己的GPS接收机接收的天文历数据或其他这种数据来源，确定接收机1000的位置。随后，可以将位置数据传送回到GPS接收机100或其他的远端位置。接收机100和基站1006之间的通信链路可以在几种不同的实施例中实现，包括直接链路或蜂窝电话链路。
减少寄存器计数的方法
前面描述的GPS捕获电路的例子都是用多个匹配滤波器来实现的，这些滤波器并联，每一个都需要一个独立的移位寄存器来存储输入数据(例如，图2所示的捕获电路200)。对于这些电路，如果有大量并联的信道，例如，有八个，那么寄存器的数量较大，并且可以占整个系统的门数的大部分。另外，还有与这些大量寄存器相关的可观的电能漏泄。在本发明的一种实施例中，保持输入GPS信号数据的GPS捕获电路在输入级采用一个移位寄存器。
多个匹配滤波器信道传统上需要多个移位寄存器的原因是，进行多普勒载波校正和多普勒时间校正(即取样时钟变化)的要求是随信道的不同而不同的。所以，如果多普勒载波校正是针对输入数据进行的，那么就会产生与N个信道的N个不同多普勒相应的N个新的数据流。与此类似，为了跟踪信号的变化码片速率，馈送到保持数据的寄存器的时钟是按照与特定信道相关的多普勒所需要的而改变的。这再次在传统上意味着，采用独立的移位寄存器来保持用于每一信道的数据。
本发明的一种实施例通过规则地(例如每一PN帧一次，或每一毫秒一次地)改变匹配滤波器权重，来补偿变化载波，并在匹配滤波器之后进行载波校正。所以，本实施例无需采用独立的移位寄存器。改变有效取样时间的方法再次规则地改变了匹配滤波器的权重，并且在匹配滤波器操作之后再次对数据信号进行重新取样。
图11是按照本发明一个实施例的减少寄存器GPS捕获电路的方框图。在电路1100中，输入数据被馈送到单个的数据移位寄存器1102。输入移位寄存器的长度通常是1023或2046，这取决于每一码片的取样数。移位寄存器1102的输出被并行馈送到N个匹配滤波器信道1104、1106，直至1108。图中详细绘出了含有第一匹配滤波器信道1104的电路；然而，应当理解，这N个匹配滤波器信道包含相同的电路。每一信道包括用于载波系数值1112的存储器，以及用于PN系数值1114的存储器。载波系数被输入到载波加权电路1118。同样，PN系数也被输入到PN加权电路1120。随后，在加法网络1122中，将经加权的载波和PN系数组合。
因此，来自移位寄存器1102的数据传播通过N个匹配滤波器网络，每一个网络将PN系数和频率系数的权组合起来。这种安排的目的是，如果输入信号的单个PN帧是s(t)=P(t-d)exp(j2πft)的形式，并且P(t)是长度为1023个码片的PN序列，f是剩余的多普勒频率，而d是相对延迟，那么除了随时间变化以外，与该信号匹配的滤波器是与s(t)相同的脉冲响应。可以将该加权函数分成两个部分，一个对应于PN序列P(t-d)，而另一个对应于载波加权函数exp(j2πft)，这里的t从0变化到滤波器脉冲响应长度(通常是一个毫秒)。由于f和d是随信道的不同而不同的，并且还随时间缓慢变化，则这些加权函数必须是有规则地更新的。在大多数情况下，每一毫秒(PN帧)更新一次是再合适不过了，这是因为在一毫秒周期中有很小的载波频率变化(通常小于1Hz)和PN相位的很小变化(小于0.003码片)。
图12中更详细描绘了载波加权电路1118和PN加权电路1120的操作。图11和12中所使用的组合“w”和“c”滤波器系数对应于不是在基带处而在频率f处的滤波器转移函数。所以，从匹配滤波器处发出的数据也不在基带内。所以，如果来自匹配滤波器(如图4所示的延迟线积分器)的相继的PN帧是要相干相加的，则必须补偿退出匹配滤波器的信号的载波频率，从而相位从一个帧与下一个帧对齐。这一补偿是由乘法器1124在图11所示信道1的输出处进行的。在最通常的形式下，对乘法器1124进行馈送的本地振荡器1116是exp(-2πft)，这里，f是要校正的多普勒频率，而t是连续增加的时间。于是，这将滤波器输出处的信号下变频至0频率，使得能够进行逐帧积分。
为了进行逐帧相干相加，必须连续地运行电路1100的载波相位合成器1116，但是，一个相位可以用于整个帧。于是，必须使相位为下一个帧递增一个每帧累加的多普勒相位量，即，2πfTf，这里，Tf是帧的持续时间(一毫秒)。这一方法减小了载波相位合成器116的运行速度。应当注意，该频率转换后从匹配滤波器输出的相邻取样在这种情况下将具有略不同的相位，即2πfTc，这里，Tc是码片持续时间通常，与GPS卫星相关的小多普勒误差(通常小于3500Hz)会使使得该相位差是无关紧要的(小于1度)。
载波相位合成器1116的输出被馈送到数字再取样电路1126。该电路用作可变延迟线，它可以使输入信号在±1/2取样的范围内延迟。这可以由线性插值器以最简单的方式来完成，该插值器简单地对两个相邻的取样进行加权，它正比于相对于它任意一侧上最接近的两次取样的次数的取样时间的时间差。线性内插导致信号频谱的滚降；然而，这可以通过使频谱滤波器前放置的滤波器均衡化来补偿，例如作为图12所示的码片匹配滤波器。当需要超过1/2取样的延迟时，如图11所示，这是通过“前进/滞后”命令，简单地使存储单元1114中存储的PN系数循环移位，并且随后调整再取样电路的细内插来完成的。以这种方式更新PN系数是一种相对不常用的操作，所要求的次数小于每秒三次，这是由于与GPS卫星相关的多普勒频移次数相对较小的缘故(通常小于2700纳秒/秒)。所有上述操作的控制是由传统的微控制器或微处理器1110在电路1100中执行的。
图12描绘的是一例如何由本发明的实施例进行PN和载波频率单独加权的例子。匹配滤波器1200采用加权抽头延迟线结构。同相或正交数据输入被输入到与各个码片的时间波形匹配的码片匹配滤波器1202。随后，码片匹配滤波器1202的输出被下降取样至下降取样器1204中每一码片的两个取样。随后，下降取样的信号被馈送到抽头延迟线滤波器，而该滤波器是与伪随机信号波形的实际波形匹配的。“w”系数1206抽头滤波器是与PN系数对应的滤波器，而“c”系数1208是与载波频率对应的滤波器。随后，加权信号的输出在加法器树1210中组合，从匹配滤波器1200产生输出。图12所示的电路代表图6A中所示直接实施例的修改形式。然而，电路1200的加权方法可以相似地用于这里所讨论的各种有效匹配滤波器结构，如图6B、7和8所示的那样。
就象可以看到的那样，可以将图12的权组合起来，即，可以将w和c权组合起来，产生权d1=w1×c1、d2=w2×c2，等等。这样的组合可以避免两次乘法运算。但是，电路1200的安排与这种方法相比有一些优点。首先，在许多情况下，PN形式w是一个实数，即，它们不含正交分量。所以，在图12中，w系数只需要1023个存储字，并且同相点或正交点中的每一输出只有1023次相乘。频率系数c作为复数，具有同相分量和正交分量。所以，它们需要多大2046个存储字，同相点或正交点中的每一输出还需要4092次相乘和2048次相加。如果考虑c系数的相继值数是相同的，例如是16，可以大大减少频率系数的存储量。这在许多情况下是可行的，这是因为多普勒校正通常很小，在几个kHz的数量级上，由相继系数加权的取样间的有效间隔是约1MHz。所以，相继频率系数对应于数量级为最大0.003的相位变化，或约1度的相位。如果一行中的16个频率系数是相同的，则这时的最大相位误差是约8度，这将使信号能量的丢失为小于0.09dB。
在大多数情况下，由于GPS的时间多普勒不超过每秒三个码片，所以PN权是很少需要更新的。但是，因为多普勒是可以在每秒1Hz的数量级上变化，所以载波多普勒权重c需要经常更新，可能在每秒100次的数量级。由于权重是在更新过程中分配的，所以更新过程可以产生某些信号能量的丢失(除非采用贵重的双缓冲器方法)。由于有许多比PN权重更少的多普勒权重(假设一行中的16个多普勒权重是相同的)，则通过如图12所示分开加权过程，使干扰的持续时间(即，将新的数据装入载波系数存储器1112)为最小。
在某些GPS接收机中，由于控制较差的参考本地振荡器而有更大的频率和取样速率。例如，如果采用的是每一百万10个部件(PPM)的晶体振荡器，那么所有的信道都会出现约15750Hz的频率误差(忽略小得更多的多普勒频率误差)，与此类似，会得到每秒10毫秒的取样时间误差。尽管图11和12所示的电路1100和1200可以容忍这样大的误差，但从前面的讨论中可以得到，这样大的频率误差对系统的性能和/或复杂性会有负面的影响。当要求有几个相继的频率权重是相同的时候，特别是这样。对所有信道是共同的(即公共方式)的这种大的频率误差可以通过在图11所示的匹配滤波器之前(如，在数据移位寄存器之前或之后)采用数字频率转换电路来补偿。这就无需使以后的电路补偿这样大的误差。取样时间误差仍然相当小，因此无需以类似的方式进行单独的补偿。
尽管本发明的方法和装置是参照GPS卫星来描述的，但应当理解，这些原理同样适用于采用假卫星(pseudolites)或卫星与假卫星的组合的定位系统。假卫星是一种基于地面的发射机，它传播调制在L带载波信号上的PN码(与GPS信号相似)，并且通常是与GPS时间同步的。每一发射机可以被赋予一个独特的PN码，从而允许由远端接收机进行识别。假卫星用在这样的情况下，即，来自轨道卫星的GPS信号可能得不到，如隧道、矿山、建筑物或其他的封闭区。这里所使用的术语“卫星”包括假卫星或假卫星的等效，而这里所使用的术语GPS信号包括来自假卫星或假卫星等效的类似GPS的信号。
在前面的讨论中，本发明是参照美国全球定位卫星(GPS)系统来描述的。然而，应当理解，这些方法同样适用于类似的卫星定位系统，如俄国Glonass系统。所使用的术语“GPS”’还包括这样一些卫星定位系统，如俄国的Glonass系统。术语“GPS信号”包括来自另一些卫星定位系统的信号。
上文中，已经描述了通过快速捕获、高灵敏度捕获电路接收GPS信号的系统。尽管本发明是参照特定实施例来描述的，但很明显，在不偏离权利要求书所限定的发明范围和精神的情况下，还可以对这些实施例作各种修改和变更。因此，说明书和附图是描述性的，而不是限定性的。

Claims (32)

1．一种捕获和跟踪全球定位系统信号的方法，其特征在于，它包含下述步骤：
对全球定位系统信号的当前取样进行第一伪随机噪声匹配滤波器运算操作，以提供一当前匹配的滤波器结果；以及
将从全球定位系统的先前取样得到的先前匹配的滤波器结果与所述当前匹配的滤波器结果组合起来，产生一个组合的匹配滤波器结果。
2．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述当前匹配滤波器结果包含至少一个帧的数据，所述至少一个帧的数据是全球定位系统信号的所述当前取样分量。
3．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述当前匹配滤波器结果在时间上相对于所述先前匹配的滤波器结果是移位的。
4．如权利要求2所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即将所述匹配滤波器结果存储在一个预定的位置处。
5．如权利要求2所述的方法，其特征在于，组合所述先前匹配的滤波器结果的所述步骤包含一加法运算。
6．如权利要求2所述的方法，其特征在于，组合所述先前匹配的滤波器结果的所述步骤包含一检测步骤，随后是加法运算。
7．如权利要求2所述的方法，其特征在于，组合所述先前匹配的滤波器结果的所述步骤包含第一加法运算，随后是检测操作，再是第二加法运算。
8．一种捕获和跟踪全球定位系统接收机中的全球定位系统信号的电路，其特征在于，所述捕获电路包含：
接收由同相和正交分量组成的全球定位系统信号的输入信号端口；
与所述输入信号端口耦合的匹配滤波器，以产生经滤波的信号峰值；
与所述匹配滤波器耦合用来检测所述匹配滤波器的输出信号中所包含的信号峰值的检测器电路；以及
与所述检测电路的输出耦合的第一环路积分器。
9．如权利要求8所述的电路，其特征在于，它还包含：
与所述输入信号端口耦合的数字频率转换电路；
与所述数字频率转换电路耦合的数字再取样器电路；
与所述检测电路的输入端耦合的第二环路积分器；以及
与所述第一环路积分器和所述第二环路积分器耦合的寄存器组。
10．如权利要求9所述的电路，其特征在于，它还包含一个跟踪所述接收的全球定位系统信号的跟踪环路。
11．如权利要求10所述的电路，其特征在于，所述第一环路积分器和所述第二环路积分器实施单位增益的反馈电路。
12．如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述第一环路积分器和所述第二环路积分器实施小于单位增益的反馈电路。
13．一种接收全球定位系统信号的系统，其特征在于，它包含：
接收由同相和正交分量组成的全球定位系统信号的装置；
对所述接收的全球定位系统信号进行匹配滤波器运算的装置；
检测所述接收的全球定位系统信号以产生检测信号的装置；以及
对所述检测信号进行第一环路积分运算的装置。
14．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器运算还包含多个匹配滤波器子运算，每一所述子运算由一个独立的单元进行，并且其中，所述单元的输出还被组合起来，产生一个总的匹配滤波器输出。
15．如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述子运算是在数据子集和滤波器权重上进行的，并且所述子运算除了进行所述多种子运算中的每一种子运算的数据和滤波器权重以外都是相同的。
16．如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述多种子运算中的每一种运算采用单个乘法器和累加器来进行产生所述子运算的输出的所有需要的乘法运算和累加运算。
17．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器运算采用一匹配滤波器，其响应是与全伪随机帧的一部分匹配的。
18．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器运算采用一种匹配滤波器，该滤波器是与一全伪随机帧匹配的，并且它提供几个长度小于与整个帧长度相应的字，作为输出。
19．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器运算采用一个匹配滤波器，其响应与整个伪随机帧的一部分匹配，并且它提供几个长度小于与整个帧长度相应的字，作为输出。
20．一种匹配滤波器电路，其特征在于，它包含：
能够接收一个GPS信号取样的所述匹配滤波器电路的输入端；
具有与所述匹配滤波器输入端耦合的第一输入端的多路复用器，并且所述多路复用器还具有一输出端；
具有与所述多路复用器输出端耦合的输入端的移位寄存器；以及
与所述移位寄存器的输出耦合的乘法器，并且所述多路复用器的第二输入端与所述移位寄存器的输出端耦合。
21．如权利要求20所述的匹配滤波器电路，其特征在于，所述匹配滤波器电路对所述GPS信号的取样进行匹配滤波操作。
22．一种匹配滤波器电路，其特征在于，它包含：
接收一GPS信号取样的输入端；
具有多个抽头延迟线的数据移位寄存器，所述数据移位寄存器与所述输入端耦合；以及
与所述数据移位寄存器的所述多个抽头延迟输出耦合的多个匹配滤波器，其中，所述多个匹配滤波器的每一个匹配滤波器对所述GPS信号取样进行匹配滤波操作。
23．如权利要求22所述的匹配滤波器电路，其特征在于，所述数据移位寄存器的长度对应于所述多个匹配滤波器的最大长度。
24．如权利要求22所述的匹配滤波器电路，其特征在于，所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器还包含可以提供作为匹配滤波器权重、与一伪随机序列对应的第一系列的加权系数和与载波频率序列对应的第二系列的加权系数的匹配滤波器网。
25．如权利要求24所述的匹配滤波器，其特征在于，所述多个匹配滤波器中的每一匹配滤波器还包含：
第一电路，用来定期改变所述第一系列的加权系数中的一个或多个加权系数；以及
在所述匹配滤波操作后对所述GPS信号的所述采样进行时间校正的第二电路。
26．如权利要求24所述的匹配滤波器，其特征在于，所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器还包含：
能够定期改变所述第二系列的加权系数中的一个或多个加权系数的第一电路；以及
在所述匹配滤波操作后对所述GPS信号的所述采样进行载波校正的第二电路。
27．如权利要求25所述的匹配滤波器电路，其特征在于，所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器还包含：
用来定期改变所述第二系列的加权系数中的一个或多个加权系数的第三电路；以及
在所述匹配滤波器操作后对所述GPS信号取样进行载波校正的第四电路。
28．一种捕获和全球定位系统信号的方法，其特征在于，它包含下述步骤：
接收全球定位系统信号的取样；
通过移位寄存器的多个抽头延迟输出，将所述全球定位系统信号的取样发送到多个匹配滤波器；
在所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器中，作为匹配滤波器加权，提供与一伪随机序列对应的第一系列的加权系数，和与载波频率序列相应的第二系列的加权系数。
29．如权利要求28所述的方法，其特征在于，所述移位寄存器的长度与所述多个匹配滤波器的最大长度对应。
30．如权利要求28所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
定期改变所述第一系列的加权系数的一个或多个加权系数；以及
在所述多个匹配滤波器的每一匹配滤波器中所述匹配滤波操作以后，对所述GPS信号取样进行时间校正。
31．如权利要求28所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
定期改变所述第二系列的加权系数中的一个或多个加权系数；以及
在所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器中的所述匹配滤波后，对所述GPS信号取样进行载波校正。
32．如权利要求30所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
定期改变所述第二系列的加权系数中的一个或多个加权系数；以及
在所述多个匹配滤波器中的每一个匹配滤波器中的所述匹配滤波操作后，对所述GPS信号取样进行载波校正。
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