CN1176722A - 对编码的信号进行译码的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

无线通信系统的接收机中实施的译码器(215)利用改进方法和装置对编码信号译码。接收机将其内多个指的能量值(156A、156B、……、156N)相加以产生集合能量值(166)。在“去交织”器(210)“去交织”之前,非线性函数发生器(205)从集合能量值(166)产生对数似然值集(207)。“去交织”值(213)输入到译码器(215),后者利用估算后继的有关比特中引入路径历史来估算原始信号(178)。比特路径历史的应用改善对原始信号(178)的估算,这可转换成为接收机灵敏度的增加。

Description

对编码的信号进行译码的方法和装置
本发明涉及无线通信系统，具体涉及对无线通信系统中的正交编码信号进行译码。
通信系统采用许多形式。通信系统的用途通常是将来自位于一个地点的信号源的载带着信息的信号传输到位于远离一定距离的另一地点的用户目的地。通信系统通常由三个基本部分组成，即发射机、信道和接收机。发射机的功能是将消息信号处理成为适合于在信道上传输的形式。对消息信号的这种处理称为“调制”。信道的功能是在发射机输出与接收机输入之间提供一种物理连接。接收机的功能是处理接收的信号，以产生原始消息信号的估算，对接收信号的这种处理称为”解调”。
现有两种类型的双向通信信道，即“点对点”信道和“点对多点”信道。“点对点”信道的例子包括线路(例如本地电话传输、微波链路和光纤)。与此不同，“点对多点”信道提供可使来自单一发射机给出的信号同时到达许多接收站(例如蜂窝无线电话通信系统)的能力。这种“点对多点”系统还称为“多址系统(MAS)”。
模拟传输方法和数字传输方法用于在通信信道上传输消息信号。与模拟方法相比较，使用数字方法具有几个操作上的优点，其中包括但不限于：增强对信道噪声和干扰的抗拒力；系统的灵活操作，对于不同种类的消息信号采用共用格式传输；利用加密可得到改进的通信安全性；以及增加容量。
取得这些优点所付的代价是增加了系统的复杂性。应用甚大规模集成(VLSI)技术业已开发了一种建造硬件的经济有效的途径。
为了在一个带通通信信道上传输消息信号(模拟的或数字的)，消息信号须处理成为适合于在该信道上有效地传输的形式。修改消息信号是借助于称为“调制”的过程来实现的。这个过程涉及到根据该消息信号按照已调波的频谱与所指配信道带宽相匹配的方式改变载波的某个参数。相应地，要求接收机根据经过信道传输后的降级型式的发送信号再生出原始消息信号。这种再生是利用称为“解调”的过程来实现的，解调过程是与发射机所使用的调制过程相倒逆的过程。
执行调制除了提供有效的传输之外，还有其它的原因。具体地说，应用调制允许复用，即同时在一个共用信道上传输来自几个消息源的信号。应用调制还可将消息信号转换成为一种对噪声和干扰较不敏感的形式。
对于复用通信系统而言，该系统通常是由许多远地单元(即用户单元)组成的，它们要求在通信信道上对于通信信道资源的短小或离散部分有效服务(active service)，而不是连续地使用通信信道上的资源。为此，通信系统业已被设计成为具有在同一通信信道的诸多简短时间间隔上与许多远地单元相通信的特性。这种系统称为“多址通信系统”。
一种类型的多址通信系统是扩展频谱系统。在扩展频谱系统中，利用调制技术使发射机信号在通信信道内在一个宽阔频带上扩展。该频带比传输正发送的信息所需的最小带宽要宽得多。话音信号例如可以利用调幅(AM)在只有该信息本身带宽的二倍的带宽内发送出去。调制的其它形式例如低频偏的调制(FM)或者单边带调幅，也允许信息在与信息本身的带宽可比拟的带宽内传送出去。然而，在扩展频谱系统中，只有几千赫带宽的调制基带信号(例如话音信道)将被变换成为占据很多兆赫宽的频带的信号，并在其上被送出去。这是借助于将待传送的信号用被发送信息和宽带编码信号进行调制而实现的。现有三种通用类型的扩展频谱通信技术，即包括：
直接序列：载波由一个数字代码序列调制，该数字代码序列的比特率要比信息信号带宽高得多。这样的系统称为“直接序列”调制系统。
跳频：载波频率按照由一个代码序列指挥(dictated)的模式(pattern)以离散的增量偏移。这种系统称为“跳频器”。发射机从某个预定集内的一个频率跳到另一个频率；频率使用的次序是由代码序列确定的。类似地，在“时间跳越”和“时间-频率跳越”具有传输次数，后者由代码序列来调整。
线性调频(chirp)：在脉冲调频或“线性调频”调制，其中，在一个给定的脉冲时间间隔期间，载波在一个宽频带上被扫频。信息(即消息信号)可以采用几种方法植入在扩展频谱信号中。一种方法是在用于扩展调制之前将信息加入到扩展码中。这种技术可用于直接序列系统和跳频系统中。请注意，由于扩展码与信息的组合通常为二进制码而涉及到模2加法，所以在将正在发送的信息加入到扩展码之前须是数字形式的。另一种可替代的方法是，在扩展载波之前可用信息或消息信号来调制该载波。
为此，扩展频谱系统必须具有两个特性：(1)传输的带宽应远大于正在发送的信息的带宽或速率；(2)是某种函数而不是信息开始发送，用来确定由此得到的已调制信道的带宽。
扩展频谱通信系统可以是多址通信系统。一种类型的多址扩展频谱系统是码分多址(CDMA)系统。CDMA系统中，在两个通信单元之间通信是借助于以一个独特的用户扩展码使每个传输信号在通信信道的频带上扩展而实现的。其结果是，诸多的传输信号处在通信信道的同一频带内，只由独特的用户扩展码把它们分离开。这些独特的用户扩展码最好是相互正交的，以使扩展码之间的互相关性近似为零。CDMA系统可以采用直接序列或跳频扩展频谱技术。借助于使用与一个特定用户扩展码有关的一个用户扩展码来对通信信道中诸多信号之和值的单一代表物进行“去扩展”，可使特定的传输信号从通信信道中检索出来，以使只有与特定扩展码有关的所需用户信号被增强，而供所有其他用户使用的其它信号都不增强。
本领域的技术人员理解，CDMA通信系统现有几种不同的扩展码，用它们使数据信号互相分离开。这些扩展码包括但不限于：伪噪声(PN)码和沃尔什(Walsh)码。沃尔什码对应于哈达码(Hadamard)矩阵的单排或单列。例如，在64信道CDMA扩展频谱系统中，特定的互正交的沃尔什码可从64×64哈达码矩阵内的64个沃尔什码的集合中选择出。为此，一个特定的数据信号利用一个特定的沃尔什码来扩展该特定的数据信号，就能从其它的数据信号中被分离出来。
本领域的技术人员还理解，扩展码能够用于数据信号的信道编码。数据信号进行信道编码可改善通信系统的性能，可使传输信号较好地抵御各种信道损伤例如噪声、衰落和干扰等的影响。信道编码通常可减小比特差错的概率，和/或减小每噪声密度每比特的能量(Eb/No)，以花费比原来传输数据信号所需的带宽要宽些的带宽为代价，恢复该信号。例如，在为了随后的传输而调制数据信号之前，使用沃尔什码对该数据信号进行信道编码。
一种典型的扩展频谱传输涉及到展宽信息信号的带宽、传输展宽的信号、以及借助于将接收的扩展频谱信号再映射入原始的信息信号的带宽中以恢复出所需的信息信号。在扩展频谱的信令中所使用的一系列带宽变换允许该通信系统可在有噪声的信号环境或通信信道中传递相对地无差错的信号。从通信信道中恢复出的所传输的信息信号的质量由用某个Eb/No表示的差错率(即在特定时间跨度或接收的比特间隔上在恢复的传输信号中差错的数目)来量度。差错率越增大，接收方所接收的信号的质量越下降。其结果是，通信系统通常被设计得将差错率限制于一个上限值或最大值，以限制接收信号质量的劣化程度。在CDMA扩展频谱通信系统中，差错率与通信信道中的噪声干扰电平有关，而噪声干扰电平与通信信道内的同时的但码分的用户的数目有直接关系。对此，为了限制最大的差错率，在通信信道内同时码分的用户的数目是有限的。不过，采用信道编码方案能够减小差错率。为此，由于采用信道编码方案，从而在一个通信信道中同时的用户数目可以增加，仍可保持同样的最大差错率的界限值。
实现性能改善特性的基于应用了沃尔什码或PN码之类的正交扩展码，该系统的发射机须将交织的数据符号映射成为相应的扩展码。然后，这些编码信号的“解映射”由系统内的相关性接收机执行，相关性接收机的输出是“软判决度量值”，然后将后者馈送到译码器译码。于是，“软判决度量值”的精确性确定了接收机的精确性和灵敏度。
这些先有技术的系统通常为每个编码比特确定一个软判决度量值，而不考虑这些度量值之间的依赖性。图1示出这样的系统。具体地说，图1示出一种先有技术的通信系统，在该系统中，数字信息信号110被卷积编码(112)、被交织(116)和被正交编码(120)。在例如64阵列的正交编码中，交织的数据符号(116)编组成为六个集，从64个正交码中选择出一个，来代表六个数据符号的集。这64个正交码最好对应于64×64哈达码矩阵中的沃尔什码，其中沃尔什码是该矩阵中的单行或单列。正交编码器120输出一个沃尔什码序列122，它与输入数据符号118相对应。沃尔什码序列(122)被调制(124)，再被上变频(128)，然后被发射出去(129)。
这个正交编码的扩展频谱信号130然后在远离一定距离处由接收天线131接收。在解调(136)(此时信号被分离成为数字样值的同相分量140A和正交分量138A)之前，要对信号执行前端处理(130)。数字样值的两个分量138A和140A然后编组成为预定长度的取样信号组(例如64样值长度的组)，它们独立地输入到快速恰达玛变换器(FHT)形式的正交译码器142和144中，它们输出多个变换器输出信号(例如，输入为64样值长度的组时，产生64个变换器输出信号)。对该输出信号平方(148和158)，再求和(152)。此外，每个变换器输出具有一个相关联的附标数据符号，用以表明哪个特定的正交码是来自于变换器输出信号中所对应的一个互正交码集内(例如，输入为64样值长度的组时，6比特长度的附标数据符号可与变换器输出信号相关联，以表明变换器输出信号所对应的特定的64比特长度的正交码)。随后，变换器输出信号160和146由变换器输出平方装置148和158分别平方。此后，由求和装置152产生一组能量值156A…156N(例如，在产生64个变换器输出信号时)，求和装置152将具有相关联的附标数据符号的每对经过平方计算的变换器输出信号150和154(即变换器输出信号平方装置148和158之中的每个给出的信号)相加在一起，附标数据符号表明对应于相同正交码的变换器输出信号。
然后，从端克(Rake)接收机156A、156B、…156N的每个分支来的每个由此形成的信号群156A，其中具有相同附标的能量值要进行求和计算(164)，以提供一个求和的能量值群166。在求和的能量值群166中具有附标i的能量值对应于置信度的一个量度，即产生该求和的能量值群166的取样信号群对应于第i沃尔什符号的置信度。然后，将具有相关附标的、求和的能量值群传送到一个双极大值度量发生器168，在那里为每个编码数据比特确定出一个单一度量，借此产生一个单一的软判决数据集170。然后，在软判决数据集170去最后的最大似然译码器176之前“去交织器”(172)。如上所述，在双极大值度量发生器168中进行的情况下，软判决度量判决在确定接收机的灵敏度中起很大作用。
为了充分理解对先有技术所作的改进，有必要进一步详细说明译码过程特别是先有技术的软判决过程。双极大值度量发生器168从求和器164接收具有相关符号附标的求和的能量值群166。开始时，双极大值度量发生器168针对具有最大能量的、所有的具有“0”作为符号附标的二进制等效物的第一数字的符号的符号附标的能量搜索数据集。接着，双极大值度量发生器168再针对具有最大能量的所有的符号附标的能量搜寻数据集。然后，双极大值发生器取这两个能量值之差值，形成一个带正负号的、量化的差值，用以作为软判决数据集170被传送到“去交织”器172。为此，双极大值度量发生器168在逐个编码比特的基础上计算软判决度量，而不考虑这些编码比特之间的相互依赖性。然后，双极大值度量发生器168针对符号附标中的其它数字可重复这些操作，于是对于符号附标中的每个数字都产生了一个软判决值。
通过考虑到比特间的互依赖性，对于确定软判决度量的装置重新限定，可在接收灵敏度方面得到改善。据此，现在需要一种译码器，它能够改善信道估算值过程，以在通信系统的用户容量上实现相应的增加。
图1示出应用正交扩展码和双极大值度量译码的一种先有技术通信系统的方框图。
图2示出按照本发明的应用正交扩展码和条件度量译码的优选实施例的通信系统的方框图。
图3示出按照本发明的一种最大条件似然(MCL)译码器。
图4示出存储有“去交织”的对数似然值的一个阵列的表示物。
图5示出按照本发明的一个条件软判决度量树形图。
总的来说，在无线通信系统的接收机中所实施的译码器使用了一种改进的、用于对编码的信号进行译码的方法和装置。接收机将其内来自多个指(finger)的能量值相加，以产生一种集合能量值。针对该集合能量值，在由“去交织”器“去交织”之前，借助于一个非线性函数发生器产生一个对数似然值集。将“去交织”的值输入到译码器，译码器借助于在后继的有关比特的估算中引入诸多比特的路径历史来对原始信号估算。利用诸多比特的路径历史改进对原始信号的估算，这可转换成为在接收机灵敏度方面的增加。
更具体地说，接收机实施为一个译码器，用以对编码信号译码，编码信号在该译码器经历了由发射机所进行的交织。为了执行改进的译码，  由接收机首先接收编码信号，再把它划分出它的同相分量和正交分量。然后产生同相和正交分量的每个的能量值，即将它们平方再求和，以产生一个复合能量值。其次，将此复合能量值与另一个复合能量值相加，以产生一个求和的能量值群，并从该求和的能量值群中产生一个对数似然值集。该对数似然值集“去交织”，从该对数似然值集中产生一个条件软判决度量集，根据一个硬编码符号值，从条件软判决度量集中产生一个比特度量。
在优选实施例中，接收机是瑞克接收机，它可以是相干的、不相干的，或是准相干的。编码信号的划分成为其同相和正交分量是由快速哈达玛变换(FHT)来执行，而产生对数似然值集是借助于将一个非线性函数用于该求和的能量值群的结果。对于静态信道，该非线性函数是一个修正的零阶贝塞尔(Bessel)函数，或对于瑞利(Rayleigh)衰落信道，是零值函数。条件软判决度量集的大小取决于沃尔什符号附标中所考虑的一个特定比特的位置。
在优选实施例中，改进的译码器还从比特度量中产生一个分支度量，从该分支度量中计算路径度量，并从路径度量中对信号进行估算。然后，译码器从路径度量中产生出路径判决历史数据，并从路径判决历史数据中产生出一个硬编码符号值。在优选实施例中，路径度量由多个分支度量中的一个幸存分支度量构成，而硬编码符号值的产生是借助于对路径判决历史数据的卷积编码而实现的。硬编码符号值然后用于提供路径历史的一个卷积编码表示物，借此，改进了比特度量发生器从条件软判决度量集中选择出正确的比特度量的概率。
图2示出按照本发明的利用正交扩展码和条件度量译码的优选实施例通信系统的方框图。请注意，该实施例被设计得可工作在中间标准(Interim Standard，IS)95所限定的反向链路范围内。关于IS-95更多的信息，请参阅TIA/EIA/IS-95，Mobile Stationt-Base StationCompatibility Standard for Dual Mode Wideband spread SpectrumCellular System，1993年7月；这里引用它作为参考。然而，可以想象，所申明的本发明可以用来译码任何数字编码的信号，例如在GSM(Groupe Special Mobile，欧洲的TDMA通信系统)、PCS(个人通信系统)标准和Interim Standard 54(美国的TDMA通信系统)的要求中所描述的。
图2中发射机128、前端接收机132、解调器136和接收信号的正交“去扩展”162均类似于图1所示的先有技术通信系统中的那些部件。对于提供出改进了接收机灵敏度的重大差异发生于软判决度量产生的过程中，而后者是在从接收机的个别分支来的所有信号由求和器164求和相加之后在最大似然译码器180中发生的。在优选实施例中，接收机为瑞克接收机，其通常的工作是本领域内熟知的。
具体地说，图2示出由瑞克接收机中个别指所产生的能量值群156A……156N馈入求和器164。求和器164将具有相同附标的个别能量值的每个(156A……156N)相加，以产生求和的能量值群166。求和的能量值群166中的每个(例如具有附标i的值)由非线性函数变换器205变换，后者计算与沃尔什符号值的每个(例如第i个沃尔什符号)相对应的取样信号组的对数似然值。非线性函数变换器205的特性通常是一个非线性函数。例如，对于静态信道，它是修正的零价贝塞尔函数Io(X)。然而，当信道为瑞利衰落信道时，对数似然值207简单地是能量值本身。在这种情况下，无需变换。
非线性函数变换器205的结果是一种对数似然值集207。应用在反向链路(移动站到基站)上传输的、如IS-95所规定的一个信号作为一个例子，由基站接收该信号，针对每个数据帧进行译码，这里的每帧包含96个对数似然值集207。这些对数似然值集然后引导到“去交织”器210。“去交织”器210的作用是使对数似然值集207“去交织”，以便对编码过程中已经交织了的数据符号译码。具体的说，如图4所示，96个对数似然值集207组织成一个矩阵，具有3列32行。矩阵的每个元素为一个对数似然值群。
对数似然值207的“去交织”集213然后传送到按照本发明的条件度量译码器215。在条件度量译码器215中发生软判决度量产生的步骤，这将参考图3的方框图更好地描述。
图3示出按照本发明的最大条件似然(MCL)译码器215。如上所述，将“去交织”的对数似然值集213提供给MCL译码器215。对数似然值207的“去交织”集213引导到条件软判决数据发生器310，以对对数似然值集213的每集产生一个条件软判决值集313。条件软判决值集313的大小取决于附标中所考虑的特定比特的位置。例如，如果是沃尔什符号中的第一个比特，它将为21-1，或即产生数值1；然而，如果是沃尔什符号中6个比特中的第6个比特，它将为26-1，即数据集内32个数值。为此，当沃尔什符号为6个比特的长度时，对于每个沃尔什符号，由条件软判决数据发生器310可产生总共63(1+…+32＝63)个数值。
条件软判决值集313然后传送到比特度量发生器315，后者从条件软判决值集313中根据硬编码符号值338(将在下文中讨论)选择出比特度量318。比特度量发生器315所选出的比特度量318引导到分支度量计算器320，后者从比特度量318中产生分支度量323。在优选实施例中，分支度量323由3个比特度量318组成。接着，分支度量323耦合到度量计算器325，后者对每个译码器状态维持一个路径度量值。路径度量计算器325应用路径度量值和分支度量323，来产生路径判决数据327。该路径判决数据327通往格形计算器330，后者对每个译码状态维持一个路径判决数据的历史。从该历史中，格形计算器330确定原始信息数据信号110的估值的原始数据信号178。
现在，返回参看图2，“去交织”器210从非线性函数变换器205接收对数似然值群207，将它们存储入图4所示的存储器阵列400中。每个对数似然值群207是从非线性函数变换器205接收的，存入存储器阵列元件Mi，j之一内。对于一个数据帧而言，所接收到的第一群的对数似然值207存入存储器元素M1，1。下一群存入M1，2，第三群存入M1，3。当“去交织”器210接收到第四群的对数似然值207时，存储器阵列中的一个指针向下移动一行，将这群存入存储器元素M2，1。“去交织”器210继续接收数据群并将它们依序地沿逐列和逐行地存储，直到存储器阵列400中的存储器单元M32，3被填入时为止。这时，阵列400中的全部96个元素都填满，“去交织”器210现在开始将此数据阵列馈送至MCL译码器215。
下文描述“去交织”过程，在稍后描述的比特度量产生过程的说明中再进一步描述。开始时，“去交织”器210根据MCL译码器215的需要从存储器阵列400中检索数据。“去交织”器210首先检索阵列400的元素M1，1中的对数似然值集213，将这些值213馈送到条件软判决数据发生器310。下一个被检索的元素是M2，1，然后是M3，1，再继续向下一行，直到第一列里所有元素内含的对数似然值都馈送到条件软判决数据发生器310中时为止。“去交织”器210每次向条件软判决数据发生器310馈送一个对数似然值集213，条件软判决数据发生器310便计算6比特沃尔什符号附标中诸比特之一的条件软判决值集313。据此，“去交织”器210将第一行数据馈送到条件软判决数据发生器310，每个元素共6次，对于沃尔什符号附标中的每3个比特为1次。
“去交织”器210然后移位到阵列400的第二列，检索元素M1.2内含的对数似然值集213，将这些对数似然值213馈送到条件软判决数据发生器310。随后，传送M2，2内含的对数似然值213，再传送M3，2内含的对数似然值213，继续向下一行，直到阵列400第二列中的所有元素都馈送到条件软判决数据发生器310时为止。如象第一列上的工作那样，“去交织”器210对第二列重复这种工作，每个元素另有5次。然后，“去交织”器210对第三列重复该工作，将阵列400第三列内含的数据按每个元素共6次地馈送到条件软判决数据发生器310。
为了最好地描述条件软判决度量的产生，参考图5。对于沃尔什符号附标的等值二进制中的第一比特，产生出两个条件软判决度量(M0(0)和M1(0))，这类似于作为参考的图1先有技术中说明的双极大值度量发生器168的结果。如同双极大值度量发生器168中那样，条件软判决度量发生器310搜寻标记为M0(0)的具有最大能量值的沃尔什符号附标的对数似然值213，此M0(0)是具有“0”作为符号附标第一比特的全部对数似然值的标记。接着，条件软判决度量发生器310搜寻标记为M1(0)的具有最大能量值的符号附标的对数似然值213，此M1(0)是具有“1”作为符号附标第一比特的全部对数似然值213的标记。如果能量M0(0)＞M1(0)，则M1(0)置为M1(0)-M0(0)，而M0(0)置为0。否则，如果M0(0)＜M1(0)，则M1(0)＝0，M0(0)＝M0(0)-M1(0)。当计算与沃尔什符号附标中第二比特和后继比特相关联的度量时，条件软判决度量发生器310与双极大值度量发生器168之间的差异便显得突出。
然后，考虑沃尔什符号附标的等值二进制中的第二比特。在此情况下，将产生出4个条件软判决度量313，也就是说，第一和第二比特为00、01、10、11的第一符号附标的条件软判决度量，标记为M0(0)、M2(1)、M1(1)和M3(1)。为了确定M0(1)和M2(1)的条件软判决度量，条件软判决度量发生器首先搜寻附标的第一和第二比特为“00”的全部对数似然值213中具有最大能量的沃尔什符号附标的能量。其次，条件软判决度量发生器310搜寻附标的第一和第二比特为“01”的全部对数似然值213中具有最大能量的沃尔什符号附标的能量。如果M0(1)＞M2(1)，则M2(1)置为M2(1)-M0(1)，之后M0(1)置为0。不然的话，M0(1)置为M0(1)-M2(1)，在此之后M2(1)置为0。条件软判决度量M1(1)和M3(1)是按类似的方式确定的。于是，对于附标中的第二比特有4个条件软判决度量，它不同于先有技术中双极大值度量发生器168中仅仅产生两个软判决度量。
对于沃尔什符号附标中的其余各比特，发生这同一过程。这里，如果是附标6个比特中的第i个，将有2i个条件软判决度量。为此，在IS-95中，沃尔什符号附标为6个比特长度，将产生总共126个条件软判决度量。不过，由于这些值的一半将置为0，故所有的负的仅63个条件软判决度量需要存储。
优选的、用以减少要存储的条件软判决度量数目的方法如下所述。首先，从那些沃尔什符号的最大能量中减去这样的那些沃尔什符号的最大能量，后者的附标与产生出的条件度量的附标相匹配且它们的当前比特为1；而前者的附标与产生出的条件度量的附标相匹配，且它们的当前比特为0(例如，M0(1)-M2(1))。减法结果是一个单一的带有正负号的条件度量值。然而，为了从带有正负号的条件度量值中产生出比特度量值318，首先由比特度量发生器315选出条件软判决值313之一。如果对于考虑中的译码器状态过渡，期望的比特为1，则分支度量计算器320改变该比特度量值318的符号；不然的话，该比特度量值318不改变。其次，如果该值为正，则分支度量计算器设定比值为0，而如果该值为负，则保留该值不变。然后，将这些值中的3个相加在一起，以对考虑中的译码器过渡得到分支度量值323。请注意，如上所述，将这些值中的3个相加以得到一个分支度量323，在数学上等量于产生出全部126个条件软判决值。此外，为了节省存储器和减少计算复杂性，只需搜寻对数似然值213中的顶N而不必搜寻一个集内的全部值；优选实施例中，N＝4或8。所以，如果只是搜寻对数似然值213中的顶N，则对于沃尔什符号附标中的每个，只需存储N个非零的条件软判决值313。
现在，让我们来考虑如何确定比特度量318来形成特定译码器状态过渡的分支度量323。MCL译码器215开始于对沃尔什附标的第一比特计算条件软判决值集313。这个特定的条件软判决值集313是从对数似然值207中得出的，后者存储在标记为M11的“去交织”矩阵400的左上方元素内。我们通常将位于“去交织”矩阵第i行和第j列的元素标记为Mij。当对沃尔什符号附标中第一比特建立比特度量318时，该比特度量对于为0或为1的比特简单地等于该第一比特所对应的软判决条件值313。在从M11中存储的对数似然值群中得出的条件软判决值集内产生出沃尔什符号附标第一比特的比特度量后，比特度量发生器315再从M21中对数似然值得出的条件软判决值集内产生出沃尔什符号附标第一比特的比特度量，M21比矩阵中前一元素低一行。这种过程继续下去，直至从沃尔什符号附标第一比特计算出的条件软判决值集中产生出全部比特度量。
比特度量发生器315接着对沃尔什附标中的第二比特产生比特度量。它又从元素M1，1开始。对于附标中的第二比特，译码器须恢复所存储状态的历程路径，分支从此开始；然后，重新编码合适的路径历程比特，以确定沃尔什符号附标中第一比特的值(0或1)。假定重新编码的第一比特的值为0，则M0(1)或M2(1)的条件软判决值将分别用作为0或1的第二比特的比特度量318。否则，如果第一比特为1，则将应用M1(1)或M3(1)的条件软判决值。这个过程继续下去，直至从元素M32，1包含的对数似然值计算出的条件软判决值集中产生出沃尔什符号附标第二比特的各个比特度量。然后，比特度量发生器315从M1，1中所存储的对数似然值导得的条件软判决值集中产生沃尔什附标第三比特的比特度量318。
对于沃尔什符号附标中的第三比特，可能有8个比特度量值，这取决于沿返回路径轨迹上重新编码的第一和和第二比特；如此进行下去，对沃尔什符号附标中的第4、第5和第6比特产生比特度量。比特度量产生过程总是从第一行开始，向下进行，直至到达第一列中的第32行。
当第一列中对6比特的32个沃尔什附标产生出全部比特度量后，比特度量发生器315从“去交织”器400第二列中存储的对数似然值计算出的条件软判决值集中产生出比特度量。类似于上述的对第一列的运算，比特度量发生器315产生M1，2至M32，2中第一比特的比特度量，然后产生出这些元素中第二比特、第三比特、直至第六比特的比特度量。矩阵第三列的比特度量的产生类似于前两列，从M1，3至M32，3进行6次运算。
现在，让我们来考虑MCL译码器215对这些比特度量的处理。MCL译码器215应用比特度量值群318，来形成分支度量集323，用于MCL译码器215的每个特定时间状态。用来形成每个分支度量集323的比特度量值群的比特度量值318的数目对应于自每个输入数据值110产生的卷积编码器112输出上数据符号114的数目。例如，当发射机中采用速率1/3的卷积编码器时，从每个输入数据值110中产生出3个数据符号114。于是，分支度量计算器320应用3个各别的比特度量值群318来形成分支度量323，用于MCL译码器215中每个时间状态。分支度量计算器320对于从一个译码器状态变化到另一个状态的每一次过渡产生出一个分支度量值323。每个分支度量值323为3个比特度量值318之和。
如在一个常规的维特此(Viterbi)卷积译码器中那样，MCL译码器有2(k-1)个状态，这里K是卷积码的约束长度。度量计算器325存储2(k-1)个路径度量，也即每状态一个路径度量。对于从一个当前译码器状态到下一个译码器状态的2k个过渡的每个，度量计算器325从分支度量计算器320接收一个分支度量323。对于每个译码器状态，两个分支度量与路径度量相加，为那个状态形成总共2k个累加的路径度量。将有两个这样的累加路径度量将融合入2(k-1)的下一个译码器状态的每个中。两个累加的路径度量中较大的一个幸存下来，变为该状态下新的路径度量，而其中较小的一个舍弃掉。路径判决数据327传送至格形计算器330，以表明进入下一个译码器状态的这两条路径哪一条是幸存路径。
格形计算器330从路径度量计算器325接收到路径判决数据327，将此信息存储入存储器中。格形计算器330保持这个路径判决数据327的存储器阵列，阵列的每个元素包含有其各自的译码器状态方面的路径判决历程。本领域的技术人员理解，格形计算器能保持路径过渡数据的阵列，或保持对应于每条路径的信息数据的阵列。在优选实施例中，格形计算器330保持信息数据的一个阵列，这样做，为了获得对应于那路径的信息数据无需追溯该路径。由于卷积编码器335需对每个译码器状态下相应于幸存路径的信息数据重新编码，因而这种实施避免了回忆操作中的时间耗费。对于每次过渡到下一个译码器状态，路径判决数据327由单个比特的信息组成。这个信息是幸存译码器状态的MSB(最高有效位)，这里的幸存状态是能过渡到下一个译码器状态的两种可能译码器状态中的获胜状态。由于有2(k-1)个译码器状态，所以对于每一个译码器时间步程，路径度量计算器325将2(k-1)个这些路径判决值327传送给格形计算器330。
格形计算器330从路径度量计算器325接收路径判决数据327，于是向格形计算器330提供信息，即两个可能的译码器状态之哪一个为幸存者。格形计算器330然后检索出幸存的译码器状态的格形数据，并将此格形数据向左(LSB至MSB的方向)移位一个比特。当数据向左移位时，一个新的信息判决数据比特移位入格形数据的LSB(最低有效位)上。这个比特是与表明幸存状态的比特相同的比特，也即路径判决数据比特(327)。现在移位的格形数据含有信息数据的路径历史。格形数据的LSB是关于译码器状态中最近译码的数据，而MSB是关于译码器状态最旧译码的数据。然后将新计算出格形数据写入格形数据阵列元素，供当前计算着的下一个译码器状态使用。这个操作继续下去，直至全部2(k-1)个译码器状态的格形数据由格形计算器330均予以更新。
确定所传输数据的过程与常规的维特比译码器中的过程相同。也就是说，译码过程中在发生足够数目的过渡之后，译码器215以最大路径度量选择出译码器状态，并检索出该译码器状态所存储的路径判决数据历史，以在数据比特D时间步骤后面作出判决。另一个实施例中，译码器将保持全部路径判决数据历史，直至在一帧内产生和处理了全部路径度量。然后，译码器从已知的终结状态(对于IS-95信令它是零状态)开始检索出路径判决数据历史，以沿着该路径立即确定出全部数据比特。
格形计算器330将路径判决历史数据332馈入卷积编码器335。这个路径判决历史数据332是与幸存路径对应的信息数据，而幸存路径于译码器状态之一中结束。卷积编码器335然后按照与原来的信息数据被编码时相同的方式对该路径判决历程数据332进行编码。卷积编码器335对路径判决历史数据332的合适部分进行编码，以得到与沃尔什附标比特(它们先前由译码器处理过)对应的硬编码的符号值338。这些硬编码的符号值338代表对于当前的译码器状态的先前的沃尔什附标，因而它们由比特度量发生器315用来从条件软判决值集313中选择出合适的比特度量318。
在比特度量发生器315先前的讨论中，引用过硬编码的符号值338，它有助于产生比特度量值218。这是因为硬编码的符号值338对于当前时间状态代表了重新编码的335格形数据路径判决历史332。也就是说，申明的本发明并不象先有技术中公开的那样，它不是仅根据个别的沃尔什比特所中包含的能量来作出软判决度量判定，而是利用回查(look-back)机理重新编码路径判决历史332成为硬编码的符号值338，以反映沃尔什符号比特之间的互依赖性。为此，一个当前沃尔什比特的比特度量值是依赖于给定的沃尔什符号内先前的沃尔什比特状态的。
虽然上文说明详述了MCL译码器215的优选实施例，但该译码器也能适用于卷积编码和交织的数据通过具有存储器的装置或通信信道的许多其它应用中。具有存储器装置的一个例子是正交哈达玛编码器，如优选实施例中叙述的在IS-95反向链路中应用的那种。具有存储器的通信信道的另一个例子是该信道提供出多条路径使信号从发射机传送到接收机的情况。结果，由于先前发送的符号会干扰接收的当前的符号，接收的数据将是失真的。因为当前符号中接收的数据依赖于先前发送的符号，所以信号已经将存储器应用于接收的符号序列。信道中存储器的又一个例子是在接收的符号之间的相位依赖性。信道的特性响应在一段时间内可保持近乎恒定，这段时间能跨越几个符号周期。在这种类型的信道中，通过引入MCL译码器215，在给定数目的符号上可使传统的非相干接收机变换成相干接收机。除了这里叙述的那些例子之外，还能有MCL译码器的各种其它实施例；然而，根据本发明的改善译码的根本操作是完全共用的。
虽然参照特定的实施例已具体地示明和阐述了本发明，但本领域的技术人员理解，对此可在形式上和细节上作出各种改变，而不偏离本发明的精神实质和范畴。后附的权利要求书中提出的所有装置的相应的结构、材料、动作和等效，或步骤加上功能元件，都意旨包括执行与权利要求书明确提出的与所要求的其它元件相结合的功能中的任何的结构、材料或动作。

Claims (10)

1.一种用以对接收机中编码的信号进行译码的方法，该编码的信号已由发射机交织过，其特征在于，该方法包括以下步骤：
(a)接收编码的信号；
(b)将编码的信号处理成为适合于”去交织”的形式；
(c)使对数似然值集“去交织”；
(d)从对数似然值集中产生出一个条件软判决度量集；
(e)根据一个硬编码的符号值从条件软判决度量集中产生出比特度量；
(f)对比特度量译码，产生出编码先前的该信号的估算。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的产生对数似然值集的步骤是借助于将一个非线性函数用于求和的能量值群而执行的，其中，该非线性函数对于静态信道为修正的零阶贝塞尔函数，或是对于瑞利衰落信道为零值函数。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，条件软判决度量集的大小取决于所考虑的符号附标中的一个特定比特的位置。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：
(g)从比特度量中产生出多个分支度量；
(h)从多个分支度量中选择出一个幸存的分支度量；
(i)根据幸存的分支度量选择中预定的一个数目，产生出路径判决历史数据；
(j)从幸存的分支度量和路径判决历史数据中对编码之前的信号作出估算；
(k)从路径判决历史数据中产生出硬编码的符号值。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述的产生硬编码的符号值的步骤还包括：就每个译码器状态而言，对路径判决历史数据进行卷积编码。
6.一种用以对编码的信号进行译码的装置，该编码的信号已由发射机交织过，其特征在于，该装置包括：
(a)一个接收机，用以接收编码的信号，并将编码的信号处理成适合于“去交织”的形式；
(b)一个”去交织”器，它连接到该接收机上用以产生对数似然值集；
(c)一个条件软判决度量发生器，用以从对数似然值集中产生出条件软判决度量集；
(d)一个比特度量发生器，用以根据一个硬编码的符号值从条件软判决度量集中产生比特度量；
(e)对比特度量译码的装置，以产生出编码之前该信号的估算。
7.根据权利要求6所述的装置，还包含：
(e)一个分支度量发生器，用以从一系列比特度量中产生出多个分支度量；
(f)一个路径度量计算器，用以根据多个分支度量确定出路径度量；
(g)一个格形计算器，用以从路径度量中对信号进行估算；
(h)一个卷积编码器，用以将路径判决历史数据编码成硬编码的符号值，供给比特度量发生器。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，由卷积编码器供给的硬编码符号数据提供出编码的路径历史，用以从条件软判决度量集中确定出最可能的比特度量。
9.一种用以对编码的信号进行译码的方法，该编码的信号由多个比特构成，其特征在于，该方法包括以下步骤：
(a)对于出自这多个比特的第一比特，产生两个比特度量；
(b)利用为第一比特存储的比特度量，对于出自这多个比特的第二比特产生至少4个比特度量；
(c)根据产生的比特度量，对编码之前的信号进行估算。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，第二比特的各比特、度量、代表了依赖于第一比特的似然值。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101465974B (zh) * 2007-12-21 2010-11-03 卓胜微电子（上海）有限公司 非线性码译码器的实现方法
CN113973037A (zh) * 2020-07-24 2022-01-25 晶晨半导体(上海)股份有限公司 解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6788708B1 (en) * 1997-03-30 2004-09-07 Intel Corporation Code synchronization unit and method
US6075824A (en) * 1997-08-04 2000-06-13 Motorola, Inc. Method and apparatus for re-encoding decoded data
US6018546A (en) * 1997-09-16 2000-01-25 Lucent Technologies Inc. Technique for soft decision metric generation in a wireless communications system
US6094739A (en) * 1997-09-24 2000-07-25 Lucent Technologies, Inc. Trellis decoder for real-time video rate decoding and de-interleaving
US6233271B1 (en) * 1997-12-31 2001-05-15 Sony Corporation Method and apparatus for decoding trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
US6215813B1 (en) * 1997-12-31 2001-04-10 Sony Corporation Method and apparatus for encoding trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
US5974079A (en) * 1998-01-26 1999-10-26 Motorola, Inc. Method and apparatus for encoding rate determination in a communication system
US6334202B1 (en) * 1998-07-22 2001-12-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Fast metric calculation for Viterbi decoder implementation
US6381728B1 (en) * 1998-08-14 2002-04-30 Qualcomm Incorporated Partitioned interleaver memory for map decoder
ATE476016T1 (de) * 1998-08-14 2010-08-15 Qualcomm Inc Speicherarchitektur für map dekoder
US6434203B1 (en) 1999-02-26 2002-08-13 Qualcomm, Incorporated Memory architecture for map decoder
US6556634B1 (en) * 1999-02-10 2003-04-29 Ericsson, Inc. Maximum likelihood rake receiver for use in a code division, multiple access wireless communication system
US6480552B1 (en) * 1999-03-24 2002-11-12 Lucent Technologies Inc. Soft output metrics generation for symbol detectors
US6754290B1 (en) * 1999-03-31 2004-06-22 Qualcomm Incorporated Highly parallel map decoder
US6587519B1 (en) * 1999-05-28 2003-07-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Efficient apparatus and method for generating a trellis code from a shared state counter
AU6388699A (en) * 1999-09-13 2001-04-17 Sony Electronics Inc. Method and apparatus for decoding trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
US6700938B1 (en) * 1999-09-29 2004-03-02 Motorola, Inc. Method for determining quality of trellis decoded block data
JP3259725B2 (ja) * 1999-12-20 2002-02-25 日本電気株式会社 ビタビ復号装置
JP2001352256A (ja) * 2000-06-08 2001-12-21 Sony Corp 復号装置及び復号方法
US6834088B2 (en) * 2001-03-12 2004-12-21 Motorola, Inc. Method and apparatus for calculating bit log-likelihood ratios for QAM signals
CN1110163C (zh) * 2001-04-16 2003-05-28 华为技术有限公司 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置
US7315576B1 (en) * 2002-02-05 2008-01-01 Qualcomm Incorporated System for soft symbol decoding with MIMO log-map detection
US7272118B1 (en) 2002-02-06 2007-09-18 Sprint Spectrum L.P. Method and system for selecting vocoder rates and transmit powers for air interface communications
US7555584B2 (en) * 2004-09-29 2009-06-30 Intel Corporation Providing additional channels for an MSL architecture
KR100595688B1 (ko) * 2004-11-03 2006-07-03 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 셀 재선택 방법
US7555071B2 (en) * 2005-09-29 2009-06-30 Agere Systems Inc. Method and apparatus for non-linear scaling of log likelihood ratio (LLR) values in a decoder
US8140107B1 (en) 2008-01-04 2012-03-20 Sprint Spectrum L.P. Method and system for selective power control of wireless coverage areas
US8750418B2 (en) 2008-05-09 2014-06-10 Marvell World Trade Ltd. Symbol vector-level combining transmitter for incremental redundancy HARQ with MIMO
US10333561B2 (en) * 2015-01-26 2019-06-25 Northrop Grumman Systems Corporation Iterative equalization using non-linear models in a soft-input soft-output trellis

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4945549A (en) * 1986-11-13 1990-07-31 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Trellis coded modulation for transmission over fading mobile satellite channel
US5134635A (en) * 1990-07-30 1992-07-28 Motorola, Inc. Convolutional decoder using soft-decision decoding with channel state information
DE4024106C1 (zh) * 1990-07-30 1992-04-23 Ethicon Gmbh & Co Kg, 2000 Norderstedt, De
EP0494709B1 (en) * 1991-01-09 1998-05-27 Philips Electronics Uk Limited Signal transmission system with sepatate tree coding for each of the parameters
US5233629A (en) * 1991-07-26 1993-08-03 General Instrument Corporation Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam
US5159608A (en) * 1991-08-28 1992-10-27 Falconer David D Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5204874A (en) * 1991-08-28 1993-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5442627A (en) * 1993-06-24 1995-08-15 Qualcomm Incorporated Noncoherent receiver employing a dual-maxima metric generation process
US5414738A (en) * 1993-11-09 1995-05-09 Motorola, Inc. Maximum likelihood paths comparison decoder
US5502713A (en) * 1993-12-07 1996-03-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Soft error concealment in a TDMA radio system
US5608763A (en) * 1993-12-30 1997-03-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for decoding a radio frequency signal containing a sequence of phase values
US5511096A (en) * 1994-01-18 1996-04-23 Gi Corporation Quadrature amplitude modulated data for standard bandwidth television channel
US5583889A (en) * 1994-07-08 1996-12-10 Zenith Electronics Corporation Trellis coded modulation system for HDTV
US5450453A (en) * 1994-09-28 1995-09-12 Motorola, Inc. Method, apparatus and system for decoding a non-coherently demodulated signal

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101465974B (zh) * 2007-12-21 2010-11-03 卓胜微电子（上海）有限公司 非线性码译码器的实现方法
CN113973037A (zh) * 2020-07-24 2022-01-25 晶晨半导体(上海)股份有限公司 解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质

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