CN1120298A - 定向传声器系统 - Google Patents

Abstract

全向拾音覆盖范围是通过使用提供多个音频极化方向图，即方向波束的拾音装置来完成的。这些极化方向图是通过产生多个相应的空间采样信号的与频率无关的多个延时模型以及通过将每个多个空间采样信号与一个或多个选择的延时模型相组合来至少生成多个类似的极化方向图来实现的。空间采样信号是以这样的方式与延迟模型相结合的，即极化方向图的数目要大于空间采样信号数目。

Description

定向传声器系统

本发明涉及传声器系统，尤其涉及定向传声器系统。

在某些音频通信系统中最好有全空间音频(声音的)拾音器。实现全空间覆盖范围的一个解决办法是使用单个全方向的传声器。但是，使用这样一个全方向传声器存在若干局限性，即来自该空间的声音回波或回响及噪音的拾音。而且，在双向通信系统中使用例如一个扬声器电话，因为需要使用扬声器电话中的转换损耗，接收的扬声器和传声器之间的声耦合将导致有害的回波和/或扰动转换的瞬变现象。

在这种通信系统中，全方向传声器的局限性导致考虑使用定向传声器。使用内部声音相减的定向压差型传声器元件在市场上可买到。然而，在一个装置中使用定向压差型传声器，要求事先知道扬声器相对于该装置的位置。因此，为获得全空间覆盖范围，需要多个这样的定向压差型传声器。但这种解决办法既复杂又昂贵。

全方向拾音覆盖通过使用一种拾音装置来实现。该装置提供一种多个极化方向性图案，即一种多个方向波束。本发明的唯一的实施例中的这些极化方向图是通过生成一个相应的多个空间采样信号的与频率无关的多个延时模型并将该多个空间采样信号中的每一个信号与一个或几个选中的延时模型相结以便至少生成多个相似的极化方向性图案而形成的。更准确地说，该空间采样信号以这种方式与延时模型结合，使得被考虑的极化方向性图案的数目比空间采样信号数目大。

在另一实施方式中，该空间采样信号也以这样的方式彼此相结合以便形成附加的极化方向图。

在一个具体的实施方式中，空间采样信号是声音(音频信号并可使用设置在一个预定的空间配置中的多个传声器来获得。

本发明一个技术优点在于所生成的控制全方向，即空间的覆盖范围拾音的极化方向图数目大于所需的传声器输入的数目。另一个技术优点是只通过改变软件代码就能改变音频极化方向图的形状。

图1是一个表示使用本发明一个实施方式的一个定向传声器系统的信号流程图；

图2表示在图1的实施方式中所使用的传声器元件的空间关系；

图3表示一个在如图1和图6所示的实施方式中所使用的平衡网络的信号流程图；

图4用简化形式表示在图1实施方式中使用的表决单元的细节；

图5表示由使用图1实施方式的如图2所示的传声器元件配置的极化方向图；

图5A表示心形线和双心形线的极化方向图；

图6是一个表示使用本发明的另一个实施方式的一个定向传声器系统的信号流程图；

图7表示在图6实施方式中使用的传声器元件的空间关系；以及

图8表示由使用图6实施方式所产生的如图7所示的传声器元件配置的极化方向图。

详细说明

图1用简化形式说明与使用本发明的一个实施方式的三个传声器元件相联系的信号通道的一个信号流程图。人们注意到，图1信号流程图是说明可用于一个数字信号处理器(DSP)来实现本发明的信号流处理算法。然而，虽然本发明的优先实施方式是用这样一个数字信号处理器来实现的，但是本发明也可用一种集成电路等来实施。这样的数字信号处理器市场可买到，例如，从AT&T公司可买到的DSP1600系列。

图1所示的是传声器元件101，102和103，在这一实施方式中它们被排列成如图2所示的一个等边三角形。如图2所示，传声器元件101，102和103被置于顶点之间有一个预定间距“d”的等边三角形顶点。在这个例子中，顶点之间距d大约为0.85英寸。一个来自传声器元件101的输出信号经过放大器104和代码转换器105供给DSP106和其中的平衡网络107。DSP106包括用来实现本发明的数字信号流处理。图1也示出了传声器元件102，其输出是经过放大器108和代码转换器109供给DSP106及其中的平衡网络107。最后，来自传声器元件103的一个输出信号经放大器110和代码转换器111供给DSP106及其中的平衡网络107。在使用本发明的一个例子中，传声器元件101，102和103就是通常所说的众所周知的驻极体的全方向传声器。虽然在本发明中可以利用其他类型的传声器元件，但驻极体类型是优选的类型，因为它们的成本低。代码转换器105，109和111在该技术中也是众所周知的。在本发明中可便利使用的一个代码转换器的例子是T7513B，也可从AT&T公司买到。在这个例子中，代码转换器105，109和111的数字信号输出用众所周知的μ定律(Mu—Law)PCM(脉冲编码调制)格式编码，该格式在DSP中必需转换成一种线性PCM格式。这种μ定律到线性PGM转换是众所周知的。平衡网络107是用来使与传声器元件101，102和103相联的信道长期平均宽带增益相互平衡，即匹配。在本例中，与传声器元件101和103相联的信道长期平均宽带增益和与传声器元件102相联的信道相平衡。平衡网络107的细节如图3所示并在下面说明。

更准确地说，DSP106首先形成多个极化方向图以便提供一个具体空间的全方位拾音覆盖，例如一个房间、舞台、圆剧场、场地等，然后对具有最传信噪比的极化方向图(或多个图)进行表决，从而挑选所需的信源。在本例中，极化方向图是声音(音频)的并处在与彼此相关的预定的空间方位以便提供对具体空间的全部360°覆盖。为此，分别相应于来自平衡网络107的传声器101，102和103的平衡传声器信道输出A，B和C分别通过延迟单元112、113和114被延迟。在这个例子中，每个延迟单元112、113和114提供等于声音从一个传声器拾取位置到另一位置的距离d传播时所花的时间的时间延迟间隔以便分别产生与频率无关的时间延迟模型A′，B′和C′。来自延迟单元112，113和114的延迟信号输入A′，B′和C′然后与分别来自平衡网络107的非延迟模型A，B和C代数组合，经过代数求和单元121至126生成代表心形极化方向图的六个信号。在距离d是上述所指的值的两倍和时间延迟间隔等于声音在新距离上传播所花时间的三分之一的情况下，声音走过的路程发生变化，六个极化方向图将生成双心形极化方向图。图5A示出了心形极化方向图(实线轮廓)和双心形极化方向图(虚线轮廓)的关系。注意，通过进一步改变每个延时单元112，113，和114的延迟间隔和/或间距“d”距所产生的极化方向图就可按照需要改变。改变这种延迟间隔可仅通过重编程DSP106很容易地完成。

图5示出了传声器101，102和103的等边三角形配置关系和所产生的六个心形极化方向图以及将在下面要讨论的所产生的“8字形”极化方向图。六个心形方向图是通过分别代数求和非延迟的平衡的通道信号A，B和C与平衡的通道信号A′，B′和C′的延迟模型产生的。因此，求和单元121在电路点处131产生一个信号(B—A′)表示其零点在传声器101方向而最大灵敏度在传声器102方向的一个心形极化方向图如在图5从方向2到方向5的虚线轮廓所示。求和单元122在电路点132处提供一个信号(C—A′)表示零点在传声器101方向而最大灵敏度在传声器103(如图5从方向3到方向6的虚线轮廓中所示)方向的一个心形极化方向图(C—A′)。求和单元123在电路点133处产生一个信号(A—B′)，它代表零点在传声器102方向而最大灵敏度在传声器101方向(如图5从方向5到方向2的实线轮廓中所示)的一个心形极化方向图。求和单元124在电路点134处产生一个信号(C—B′)，代表零点在传声器102方向而最大灵敏度在传声器103方向(如图5从方向4到方向(的实线轮廓中所示)的一个心形极化方向图的信号。求和单元125在电路点135处产生一个信号(A—C′)代表零点在传声器103方向而最大灵敏度在传声器101方向(如图5从方向6到方向3的实线轮廓中所示)的一个心形极化方向性图。求和单元126在电路点136处产生一个信号(B—C′)代表零点在传声器103方向而在传声器102方向有最大灵敏度(如图5从方向1到方向4的虚线轮廓中所示)的一个心形极化方向图。在电路点131至136处代表该心形极化方向图的信号分别被提供给表决单元140和乘法器单元141至146。由求和单元121至126所生成的该心形极化方向图的目的是要拾取单个声源，例如单扬声器。在这一例子中，六个心形极化方向图被指向预定的固定方向并且彼此之间间隔60°。代数求和单元127，128和129是被用来获得所谓能在拾音器系统背面拾取声源的8字形极化方向图，该拾音器系统例如对两个同时说话的人同时工作。在这个例子中，求和单元127在电路点137处提供一个信号(A—B)代表一个8字形的极化方向图，它对在经过传声器101和传声器102(如图5所示的方向2和方向5的8字形)的方向线两端的扬声器敏感。在这个例子中求和单元128在电路点138处提供一个代表8字形极化方向图的信号(B—C)，该方向图拾取在经过传声器102和传声器103(如图5中所示方向1和方向4的8字形)的一个方向线两端的扬声器。在这个例子中求和单元129在电路点139处提供一个信号(A—C)，代表8字形极化方向图该图拾取在经过传声器101和传声器103(如图5所示的方向3和6的8字形)的一个方向线两端的扬声器的信号。在电路点137，138和139处的信号也分别提供给表决单元140和乘法器单元147，148和149。

表决单元140确定由每个信道131至139在输出151至159所提供的最佳加权。表决单元140的细节如图4所示并在下面说明。代表输出151至159的这些加权的信号也分别供给乘法器141至149，以根据输出所表示的客观需要对每个信道加权。代数求和单元160将把来自每个乘法器141至149的加权输出信号进行代数组合。然后，代码转换器161把求和输出信号转换成一种模拟形式。代码转换器161的输出再根据需要进行传输。

图3用简化形式表示一个说明平衡网络107的信号图。每个代码转换器105、109和111的μ定律PCM输出被转换为DSP106中的线性PCM格式(未画出)。然后，来自代码转换器105和111的输出的线性PCM表示分别提供给增益差分校正因子产生单元301和302。在这个例子中，因为相应于传声器101和103的传声器信道的长期平均宽带增益是与传声器102的信道相匹配，所以代码转换器109的线性PCM格式输出不需要调整。由于每个增益差分校正因子产生单元301和302是相同的并且操作对象相同，因此，只对增益差分校正因子产生成单元301作详细说明。为此，每个增益差分校正因子产生单元301和302的各部件用相同的号码标明。

相应于传声器部件101和102的信道长期平均宽带增益的匹配，即平衡是通过将相应于传声器元件101的信道级与相应于传声器102的信道级相匹配来完成的。为此，来自代码转换器105的信号线性PCM模型供给乘法器303。乘法器303使用一个增益差分校正因子315来调整来自代码转换器105的信号的线性PCM模型的增益以便获得一个调整的输出信号316，即对于传声器101为A。如上所指出，来自代码转换器109的信号的线性PCM模型不需要调整并且这个信号从平衡网络107的B输出。平衡网络107的调整输出是来自增益差分校正因子产生单元302。

增益差分校正因子315将以如下方式产生；调整的传声器输出信号316经乘法器304平方生成一个能量估算值305。同样，来自代码转换器109的输出信号的线性PCM模型经乘法器307平方生成能量估算值308。能量估算值305和308经代数求和单元306彼此代数相减，从而获得一个差值309。按照众所周知方式，差值309的符号是使用正负号函数来获得，以便获得信号311。信号311或者负1(-1)或者正1(+1)来指示传声器信道有一个最高瞬时能量。负1(1)表示传声器101，而正1(11)表示传声器102。乘法器312将信号311乘以一常数K来产生是信号311的一个比例模型的信号313。在一个例子中，并不认为是限定本发明的范围，对于一个22.5Ks/s(每秒一个样值)采样率K典型地应有一个10^-5值。积分器314对信号313积分以便提供当前的增益差分校正因子315。积分只是对以往的值求和。在另一例子中，常数K的值对于一个8Ks/s采样率为5×10^-6，K值是通常所说的积分器314的“转换”(slew)速率。

图4以简化方框图形式表示表决单元140的细节。尤其表示的是所谓的扬声器信/噪比估算单元401—409。注意，每个扬声器的信/噪比估算单元401—409彼此相同，因此，将只对扬声器信/噪比估算单元401详细说明。一个表示由求和单元121产生的心形极化方向图的信号经过131提供给场声器信/噪比估算单元401及其中的绝对值产生单元410。在这个例子中经过131提供的信号绝对值被获得然后加在峰值检波器411上以在一个预定窗口间隔(例如，8毫秒)内获得它的峰值。所获得的峰值提供给十中取一单元412，每8毫秒获得所生成的峰值，在这个例子中，将峰值检波器411清零并将所获得的峰值提供给短期滤波器413和长期滤波器414。滤波器413和414提供来自静态噪音源的信号的噪音告警。在这个例子中，短期滤波器413是具有一个预定的上升时间常数，例如8毫秒和下降时间常数，例如800毫秒的非线性一阶低通滤波器。滤波器413的目的通常是跟踪被检测波形的包络线。长期滤波器414也是一个非线性一阶低通滤波器，例如，具有8秒上升时间和80毫秒的下降时间。滤波器414的目的是要跟踪背景干扰电平。来自短期滤波器413的滤波输出信号的10倍对数是经过对数(LOG)单元415获得并提供给代数求和单元417的一个输入端。类似地，来自长期滤波器414的滤波输出信号的十倍对数是经对数(LOG)单元416获得并提供给代数求和单元417的另一个输入端。来自LOG单元415和416的LOG值在代数求和单元417中进行代数相减。所产生的差值信号供给最大值(MAX)检波器418。类似地，来自扬声器信/噪估算单元402—409的输出也提供给MAX检波器418。对于在采样窗口(在这个例子中为8毫秒)的时间内有最大值的相应的扬声器信/噪估算单元，MAX检波器418提供一个“真”输出，即逻辑1。MAX检波器418也为相应的其他扬声器信/噪估算单元提供一个“假”输出，即逻辑0。另外，只有当在8毫秒窗口时间内所获得的最大信/噪比值对数减去最小信噪比值对数之间的差值大于一个预定值，本例为3dB，和最大信/噪比值的对数大于第二个预定值，本例为15dB时，MAX检波器418才提供一个输出。来自MAX检波器418的输出提供给升/降(U/D)计数器421—429。每个U/D计数器421—429以一个预定值，本例为0.05增加它们的计数值，每次，当U/D的预定最大值上升到1时，由MAX检波器418提供的信号为“真”值。同样，如果由MAX检波器418提供给U/D计数器421—429的信号为“假”，则计数器以一个预定值，本例为0.05，下降计数到另一个预定值，本例为零。每个计数器421—429在本例中每隔8毫秒的窗口间隔时间就向上或向下计数一次。当上述所提到的有关最大和最小信噪比值的对数值条件不满足时，所有计数器421—429将维持它们的当前计数不变。U/D计数器421—429的输出分别是表决单元140的151—159的输出。

图6以简化形式说明一个与使用本发明的另一实施方式的传声器元件101，102和103相联的信道流程图。本实施方式中的传声器101，102和103的空间配置包括两个直角边，它们从单个点以直角形式延伸出来并在单个点及每个边的末端具有一个传声器。因此，如图7所示，传声器元件101在该边的一个末端，传声器元件102在该单点处，而传声器元件103在直角的另一边末端。如图7所示，传声器之间间距为“d”。注意到，图6的信号流图使用图1中信号流图的一些元件。相同的元件被标有相同的号码，并由于它们的工作与图1相同，就不再赘述。然而人们注意到，不是使用图1实施方式中九个求和单元，其中六个生成心形极化方向图以及三个生成8字形极化方向图，图6中实施方式采用代数求和单元121，123，124和126来生成四个心形极化方向图以及采用代数求和单元127和128来生成二个8字形极化方向图。表决单元140只对在与代数求和单元有关的电路中各点131，133，134，136，137和138所提供的信号生成加权信噪比值。因此，只有六个信道被表决并且同样地只有这六个信道通过表决单元140分别输出加权输出151，153，154，156，157和158经乘法器141，143，144，146，147和148被加权。代数求和单元160对来自141，143，144，146，147和148的乘法器的加权输出进行代数求和来获得所需要的数字输出。这个数字输出提供给将其转换为音频形式以便按要求进一步传输的代码转换器161中。

图8说明传声器101，102和103的直角三角形配置的关系以及所产生的四个心形极化方向图和所产生的两个8字形极化方向图。这四个心形极化方向图是由通过分别对非延迟平衡通道信号A，B和C和平衡通道信号A′，B′和C′的延迟模型进行代数求和产生的。因此，求和单元121在电路点131处产生一个信号(B—A′)，表示在传声器101方向灵敏度为零而在传声器102方向(图8所示从方向2到方向4)有最大灵敏度的一个心形极化方向图。求和单元123在电路点133处，提供一个信号(A—B′)，它表示在传声器102方向灵敏度为零而在传声器101方向(图8所示从方向4至方向2)灵敏度为最大的一个心形极化方性图。求和单元124在电路点134处产生一个信号(C—B′)表示在传声器102方向灵敏度也为零而在传声器103方向(图8所示从方向3到方向1)灵敏度为最大的一个心形极化方向图。求和单元126在电路点136处，产生一个信号(B—C′)，它表示在传声器103方向灵敏度为零而在传声器102方向(图8中从方向1到方向3)灵敏度为最大的一个心形极化方向图。再将在电路点131，133，134和136的信号分别供给表决单元140和乘法器单元141，143，144和146，由求和单元121，123，124和126产生的该心形极化方向图的目的也是要拾取单个声源。代数求和单元127和128被用来产生能够在同时工作，如两个同时工作的扬声器的拾音系统的反面拾取声源的所谓8字形极化方向图。求和单元127将在电路点137处提供一个信号(A—B)，它在本例中表示一个8字形极化方向图，其对经过如图8所示像方向2和4的8字形的传声器101和102的一个方向线的两端的扬声器敏感。求和单元128在电路点138处提供一个信号(B—C)，它表示一个8字形极化方向图在本例中拾取如图8中方向1和3上的8字形的传声器102和传声器103的一个方向线两端的扬声器的信号。

虽然本发明的这些实施方式在说明拾取声音(音频)信号时被说明，但显然对于本领域技术人员来说，本发明也可用来采集其他能源，例如，辐射的无线频率波能源，超声波能源或其他在液体和固体等中的其他声波。

Claims (17)

1.一个定向拾音系统的特征在于：

多个用来产生相应的多个空间采样信号的与频率无关的延时模型的装置；以及

用来将多个空间采样信号的每一个与一个或多个预定的延时模型相组合以便至少产生多个类似的方向图的装置。

2.如权利要求1所定义的系统的特征在于，所述产生装置包括对一个具体的极化方向图根据预定的标准选择延迟间隔的装置。

3.如权利要求1所定义的系统特征在于所述组合装置包括用来将多个空间采样信的每一个与所选择的那些延时模型相组合以产生多个极化方向图，其大于所述多个空间采样信号的装置。

4.如权利要求1所定义的系统特征在于所述组合装置包括用来从所选的那些延时模型中代数地减去多个空间采样信号的每个的装置。

5.如权利要求1中所定义的系统还包括提供有所述多个极化方向图的表示的装置并相应地选择对来自所需要的源的能量最敏感的极化方向图。

6.如权利要求1所定义的系统还包括提供有所述多个空间采样信号的装置，用来基本上使与所述空间采样信号相联的信道的长期平均宽带增益相互匹配。

7.如权利要求1所定义的系统的特征在于至少产生两个极化方向图，每个所述极化方向图具有一个选择用来覆盖一个感兴趣的预定区域的规定的宽度和方向。

8.如权利要求1所限定的系统的特征在于该多个极化方向图是六个彼此相隔60°的极化方向图。

9.如权利要求1所限定的系统还包括多个用于获得多个空间采样的声音信号的多个声音变换器。

10.如权利要求9所限定的系统特征在于所述声音变换器是传声器。

11.如权利要求10所限定的系统特征在于所述多个传声器至少包括二个共线性全向传声器。

12.如权利要求10所限定的系统特征在于所述多个传声器包括三个传声器。

13.如权利要求12所限定的系统特征在于所述预定的空间关系是一个在所述等边三角形每个顶点有一个传声器的正等边三角形。

14.如权利要求12所限定的系统特征在于每个所述传声器是一个全向型传声器。

15.如权利要求10所限定的系统特征在于所述传声器彼此有一预定的空间关系。

16.如权利要求15所限定系统特征在于所述预定的空间关系是一个在等边三角形每个顶点有一个所述传声器的正等边三角形。

17.如权利要求15所限定的系统特征在于所述预定的空间关系包括从一个直角的单个点延伸出来的两个边并在所述每个边的末端和所述单个点具有一个传声器。

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