CN1079615C - 使用多沃尔什信道的码分多址通信系统中的码捕获 - Google Patents

Abstract

一种通过控制信号振幅累积间隔，以用户在扩频通信系统正交信道接收的能量，捕获信号定时的技术。在形成正交信道所用Walsh函数的长度除以2ⁿ的间隔内相干累加各解扩信号振幅，所得结果在该函数边界起止间隔内非相干组合后，用以确定对解扩信号已选得正确时间偏移。将播叫、同步二信道的业务信道分配给特定正交信道，如累加间隔为64和32码片长时，相应分到信道64和信道32、64、96，可增加时的能量，且不增加硬件。

Description

使用多沃尔什信道的码分多址通信系统中的码捕获

本发明涉及多址联接通信系统，如无线数据或无线电话系统、卫星转发器型扩频通信系统等。具体地说，本发明涉及对采用多沃尔什(Walsh)函数编码信道能量的通信系统中所发送数字信号进行捕获和跟踪的方法和装置。

已开发出各种多址联接通信系统，用于在大量系统用户之间传送信息。此类多址联接通信系统所用的两种已知技术包括时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)，其基本情况在该技术领域上已熟知。然而，诸如码分多址(CDMA)扩频技术等扩频调制技术具有比其它调制方案显著的优点，尤其在为大量通信系统用户提供服务的情况下。CDMA技术在多址联接通信系统的应用揭载于1990年2月13日发布的4901307号美国专利(题为“利用卫星转发器或地面中继器的扩频多址联接通信系统”)和专利号为5,691，97408/368570的美国专利(题为“扩频通信系统中使用全频谱发射功率跟踪各个接收端相位时间和能量的方法及装置”)中。此二专利均转让给本发明受让人，援引于此供参考。

在这些专利揭示的多址联接通信系统中，分别至少利用一收发信机的大量一般移动用户或远端系统用户，通过诸如公用电话交换网，与其它系统用户或所需信号接收者进行通信。各收发信机采用CDMA扩频通信信号，通过关口站和卫星转发器，或地面基站(有时称为区站或蜂窝区)，相互通信。基站覆盖按其信号有效“抵达”范围规定的蜂窝区，而卫星波束覆盖卫星通信信号投射在地球表面所形成的“点”。此外，蜂窝区一般分成称为区段的不同地理区域，而不同频率的卫星波束，有时称为FDMA信号、波束或分波束，覆盖一共同地理区域。所服务的地理区域性质相同，所用中继转发平台类型的物理特性及其位置却不同。尽管这些平台间某些传输路径特性和频率、信道重复使用的制约可以不同。

CDMA通信系统中，在调制到载频信号以作为通信信号发送之前，先用一组(或一对)预选的伪随机噪声(PN)码序列调制(或“加扩”)用户信息信号。在基站(或关口站)至用户的通信链路，用PN加扩码(或二进制序列)鉴别不同基站或不同关口站波束发来的信号和多径信号。这些码一般由蜂窝区(或波束)内的全部通信信号共用。采用信道化码鉴别区内的不同用户或前向链路卫星波束中发送的用户信号。即，每个用户单元通过采用独特“涵盖”的正交码，分别具有在前向链路上自己的正交信道。一般用Walsh函数实现信道化码，且陆上系统典型码长为64码片(或称筹元)，卫星系统则为128码片。这样的安排下，通常将具有64或128码片的每一Walsh函数称为一个Walsh码元。

此外，还用某种信号分集作为一种减少哀落和通信系统中相关移动用户(或卫星转发器)所关联其它问题的有害影响的方法。扩频通信系统一般采用三种分集，即时间分集、频率分集和空间分集。利用信号分量的重复和时间交错，可得时间分集。信号能量在大频宽上的扩展，基本身就提供一种频率分集。因此，频率选择性衰落只影响一小部分CDMA信号频宽。一般通过不同天线或通信信号波束，利用多条信号路径提供空间分集。

如4901307号美国专利所揭示的，一般的扩频通信系统储细考虑前向链路用单元的通信采用相干调制和解调。在采用这种方法的通信系统中，利用导频信号作为关口站(或卫星)至用户和基站至用户两链路的相干相位参考。即，基站(或关口站)在整个覆盖区发送一般无数据调制的导频信号。一般每一基站或关口站对所用的每一频率发射一个导频。所有从该信息源接收信号的用户共用该导频。通常各区段有其独特的导频信号，而卫星系统在由关口站用卫星产生的各卫星波束频率或分波束中传送导频。

由于导频信号一般无数据调制，这些信号实质上包含调制在载频上的PN加扩码。导频信号在整个通信系统用相同的PN加扩码或码钮，但各波束、蜂窝区或区段具有不同的相对码定时偏移。这样提供了便于区别的信号，波束、蜂窝区也便于区别，同时提供了简便的捕获和跟踪。为了发送扩频调制信息，还使用其它信号，如关口站(或基站)标识、系统定时、用户播叫信息和各种其它控制信号。

用户单元用导频信号取得初始系统同步和发送信号的时间、频率、相位跟踪。将跟踪导频信号载频所得相位信息作为其它系统相干解调的载频相位基准或用户信息信号。此技术使许多用户信号载频可共用一公共导频信号作为相位基准，从而提供一种费用较少且较有效的跟踪机构。

作为建立通信链路过程的一部分，用户单元收发信机利用一种称为“搜寻接收机”(或简称为“搜寻器”)的收信机跟踪导频信号频率，取得与导频定时同步。已用若干技术和装置提供此搜寻器功能。其中一种记载于1992年4月28日发布的5109390号美国专利(题为“CDMA蜂窝区电话系统的分集接收机”)。该专利转让给本发明受让人，援引于此供参考。

为了实际捕获导频信号，搜寻接收机利用相关器和用户单元用本机参考定时产生的系统PN码，将导频信号解除扩频(下一“解扩”)。解扩后，信号振幅以接收信号码片度量，并在预选的时间间隔内累加，从而给出码片振幅的相干和。将一些这样的累加值取平方后，进一步求和(包括I和Q)，所得非相干和与一个或多个预定门限电平相比。非相干和超过所需门限值通常表示已选择了适当的导频信号定时。

累加过程期间出现的一个问题是在某些条件下，某些对产品用户单元各正交通信信道有用的Walsh函数容易发生相长和相消干扰。例如，若用一组长128的128个Walsh函数，则在小于或等于Walsh函数长度一半的间隔累加信号振幅时，函数0和64容易引起相长或相消干扰。这种短累加带来的干扰容易增加假告警(当前定时假设不对，却判为对)和差错(当前定时假设对，却判为错)的可能性。

这种干扰呈现Walsh函数(或通信信道)越多，累加的时间间隔就变得越短，如1/2函数长变为1/4、1/8函数长。然而，仅仅增加累积长度来补偿是不可取的。由于实际上将来通信系统会使用也需要搜寻空间的多种PN码、其它特性或变化的信号参数，补偿长度复杂难行。即，除多普勒频率和PN定时外，搜寻器可能还搜寻其它参数，而每一参数使搜寻长度增加一倍以上。因此，时间对每一搜寻因素(或参数)来说非常珍贵。

于是，希望有一种使用小于或等于信道形成函数长度一半的累加窗口时，提供较快且较可靠的信号捕获的信号捕获方法和装置。也希望较有效利用信号能量，或在通信系统各正交信道中较适当地分配功率信号，以改善能量俘获和信号捕获。

鉴于多址联接通信系统的导频信道信号捕获和信号解调有关技术中发现的上述问题和其它问题，本发明的一个目的是在速度和门限值的比较更为有效方面得到改善的信号捕获。

本发明的一个优点是较有效地利用能量，以建立正确的信号定时假设。

本发明的另一优点是可较有效地利用短信号累加周期。

本发明的另一目的是较有效地利用非导频信号可得能量，以改善信号捕获。

本发明的再一优点是由于某些相对的码校准，数据调制和称为外部PN调制的PN调制对搜寻器功能均透明。

这些和其它目的、目标和优点均由一种用扩频通信系统中Walsh信道信号捕获定时同步的方法和装置加以实现，该系统一些用户接收一个或多个通信信号，并进行解调。首先用一组预的的各通信信道Walsh函数，对一系列用户数据信号进行编码。用这样的方法产生通信信号。然后，此信道化信号以在多种定时偏移中的一种上施加的公共PN码序列(通常为用于I、Q信道的一对)进行扩频。再将扩频信号调制在公共载频上。用户单元接收的通信信号变换为数字式后，通过在各用户单元本机所选一预选定时偏移上施加PN码序列，进行解扩。

所得信道码元的振幅在等于Walsh函数长L除以2ⁿ的预定时间间隔中进行累积。其实现方法一般是采用累加元件求一系列码元振幅的总和。所得总和用平方(或乘积)元件进行平方，提供相干和后，在起止于Walsh码边界的间隔内累加，得非相干和组合。最后的和与所接收相关(或解扩)通信信号的净能量有关，其值因用户单元所选PN码时间偏移是否对应于要捕获的信号的所选PN码时间偏移而大量变化。

最后的非相干和组合与建立最小能量电平用的一个或多个门限值比较，以确定正确的定时校准或信号相关。当最后的和超过所需门限值时，将解扩用的定时偏移选为用于跟踪正交信道信号并进行解调的所需值。若最后的和不超过所需门限值，则选择新的定时偏移，重新开始累加和与门限值比较的过程。

此技术为用户提供了较大的能量，以用于捕获导频定时或其它所需信号。在所接收的导频信号功率小于试图捕获该导频信号的某一用户单元的最佳值时，即导频信号发射功率低于高速信号捕获所需值，或信号劣化降低接收功率时，这样的能量特别有用。

通过将相干累加周期值置为L/2ⁿ后，分配一导频信号给第一信道，并优先分配最低能量连贯的业务信号给以sL/2ⁿ的增量偏离第一信道的若干信道，进一步改善信号捕获过程。在上述增量关系中，n为正整数，s等于1至2ⁿ-1(即1、3、7……)范围各连续数。当存在128条信道时，导频分到信道0，则信道32、62、96用于业务，而导频分到信道1时，则业务利用信道33、65和97。在给定的通信系统中，需要时显然导致信号可用其它信道或Walsh函数，并将此关系延伸到所用函数全长范围的任何导频信道。也可将上述各信道分配作为播叫信道和同步信道，以确保信号捕获用的能量持续较大。

以下结合相同标号均代表相同组成单元的附图所作详细阐述，会使本发明的特性、目的和优点更清楚。附图中，

图1画出无线通信系统用户单元解调装置范例，

图2画出一例图1装置所用信号捕获搜寻器中的信号检测器，

图3画出用图2检测器求正确假设的概率曲线图(非本发明)，

图4说明图2装置中多门限值的应用，

图5画出用本发明求正确假设的概率曲线图，

图6画出图2装置按本发明原理工作时的相对码元定时范例，

图7画出图2装置实现假设调整的实施例。

本发明提供了一种技术，用于利用扩频通信系统中用户单元在多条正交信道上接收的能量，捕获CDMA定时。该技术部分通过限制检测信号定时中用的信号振幅累加时间间隔来完成。将接收信号解扩，并在L除以2的整数次方的期间累加其各振幅，L为系统中用于产生正交信号信道的正交码长度。随后在Walsh函数边界起止间隔内建立上述累加结果的非相干组合。再用这些组合确定发生解扩信号用的PN码选到正确时间偏移的时间。通过对通信系统中的特定正交信道分配持续提供较高能量播叫、同步等内容的信号以及频繁指派的业务信道，又另具优点。

例如，通信系统中采用长128的Walsh函数作为信道化码且导频信号分配在信道0时，若累加周期为64码片长，则将能量连贯的业务、播叫或同步信道信号分配到信道64。在同样的配置中，若累加周期长32码片，则上述各信号分配到信道32、64和96。对捕获过程贡献能量的信道数随累加周期的缩短而增多，而且可依据导频信道的分配，将这些信道指派为奇信道或偶信道。这样，给定通信系统确定户单元选到正确时间偏移假设的时间用的能量也增加。

在诸如无线数据通信或电话通信等典型的CDMA扩频通信系统中，预定地理区域(蜂窝区)内的各基站用调制-调器单元(扩频调制解调器)处理系统用户的通信信号。各扩频调制解调器通常分别用一个数字扩频发送调制器、至少一个数字扩频数据接收机和至少一个搜寻接收机。在典型运转中，将基站的一套调制解调器按需要分配给各远端用户、移动用户或用户单元，以接纳所分配用户的通信信号传送。可用多套接收机或调制解调器接纳分集处理。对采用卫星转发器的通信系统来说，这些调制解调器一般放在借助通过卫星传送信号与用户通信的基站(称为关口站或枢纽站)。可有其它与卫星或关口站通信的相关控制中心，以维持全系统的业务量控制和信号同步。

在诸如上述专利(4901307号和08/368570号)所讨论的扩频通信系统范例中，采用以直接序列伪随机噪声扩频载波为基础的波形。即，用伪随机噪声(PN)二进制序列(或序列对)调制基带载波，以取得所需扩频效果。用PN码将在基站(或关口站)至用户的链路上发送的所有通信信号扩展频谱，以鉴别不同基站的发送和多径信号。这种PN序列有时称为“加扩”码。

各PN序列包括以远高于受扩频的通信信号的频率，出现在预选PN码周期的一系列“码片”(“筹元”)。卫星系统码片速率的典型例为约1.2288MHz，PN码序列长度(或周期)为1024码片。然而，精通此技术者明白，本发明对其它码片速率也有益。例如，有些地面蜂窝区系统采用具有2¹⁵(或32678)码片的加扩码。各通信系统的设计均按照此技术方面已理解的因素规定通信系统中加扩码的类型和分配。1993年7月13日发布的5228054号美国专利(题为“快速偏移调整的2幂长伪噪声序列发生器”)揭示了上述序列发生电路的范例。该专利转让给本发明受让人，援引于此供参考。

通信系统中，扩频函数一般采用一个PN码序列(或序列对)。一般借助于为各蜂窝区(或波束)提供对其邻区(或波束)不同的基本PN码序列时间偏移，区分不同区(或波束)的信号。即，在给定波束或蜂窝区的服务区内运转的用户单元共用一种PN加扩码时间偏移，而其它波束或蜂窝区(或区段)则用偏移不同的同一PN码。各关口站或基站为在给定频率上接受服务的用户建立的基本信号定时均相同。

要传送给系统用户的信息信号一般先按需要进行数字化，再按要求进行编码和交错，以形成基本数字通信信号。发给特定用户接收的信号还另用分配给该用户的前向链路的独特正交扩频函数或码序列进行调制。即，采用独特涵盖的正交码序列区别蜂窝区或波束中的不同用户或用户单元。这种给定载频前向链路上的编码产生也称为信道的用户信号。为前文所述，该正交序列(或函数)有时称为信道化码，并在最终PN加扩码之前使用。

然后，一般将所得PN扩频正交编码输出信号进行带通滤波，并调制到射频载波上。调制的方法一般是对相加成一通信信号的90度相位差正弦信号对进行二相调制。所得信号在与其它前向链路信号相加前，可进一步放大和滤波，再由关口站天线辐射。这些滤波、放大和调制的操作在本技术领域上已熟知。此类发送装置的操作详况还见诸于1992年4月7日发布的5103459号美国专利(题为“CDMA蜂窝区电话中产生信号波形的系统和方法”)。该专利转让给本发明的受让人，援引于此供参考。

对正交信道化码有效且不难产生的一种正二进制序列称为沃尔什(Walsh)函数。由Walsh函数矩阵，也称为阿尔玛(Hadamard)矩阵，导出Walsh函数。实域n阶Hadamard矩阵可递推定义为： $H_n=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hn}/2& \mathrm{Hn}/2\\ \mathrm{Hn}/2& \stackrel{-}{H}n/2\end{array}\right]$ 式中，H表示H的加性逆元素，且H₁＝1(即H₁＝-1)。因此，2阶、4阶两个排在前面的Hadamard矩阵可表示为： $H_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]$ $H_{\mathrm{\Δ}}=\left[\begin{array}{cc}{H}_2& H_2\\ H_2& {\stackrel{-}{H}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& -1\end{array}\right]$

于是，Walsh函数仅仅是Walsh矩阵(Hadamard矩阵)的一行，而且L阶Walsh函数矩阵是包含长度分别为L码片(比特)的L个函数或序列的方阵。

n阶Walsh函数(还有其它正交函数)具有的特性是：假设存在时间上的同步，则在码片串中L个码片的时间间隔内(长度为L的码元)，一组长度为L的函数中所有不同函数之间的交叉相关为零。此特性与数据调制(±1)或函数无关。通过观察每一函数中刚好一半的码片或比特与其它各函数中的不同，不难理解该特性。这点使上述函数作为在公共载频上建立正交通信信道用的加扩码或信道化码非常有效。

为了建立正交信道，将Walsh函数的规模或码序列长度L设置成等于通信系统中各公共载频要接纳的所需正交信道数。对实现新卫星中继通信系统有效的Walsh函数规模范例为128(即L＝128)，以便关口站至用户的链路对各卫星波束覆盖区中的给定频率建立多达128个的不同通信信号或信道(包括导频、播叫和同步等信道)。此函数规模通常的形式为包含128个长度分别是128码片的Walsh函数的预定序列集或序列表。

如上文所述，导频信号的存在强化了用户单元的信号调制解调性能。导频信号波形一般采用全(实)Walsh函数集提供的“全1”Walsh函数(称为Wo)。全部导频信号采用“全1”Walsh函数有效地将常数用于扩频PN序列，因而极大简化导频波形的搜寻。直到取得外部码PN同步，Walsh函数都不需要费时、复杂的分析。由于Walsh函数的长度是PN序列长度的因数，Walsh函数的定时锁于PN码的周期。因此，假设PN码的基站或关口站偏移为一个Walsh码元或128码片(或所选某一Walsh码元长度)的倍数，则PN加扩码定时周期已隐含Walsh函数定时周期。

图1的总图画出上文所讨论采用扩频技术对通信信号进行接收、解扩和译码的用户单元或接收部分。此单元置于例如无线通信设备(如移动蜂窝区电话，但不限于此)。同时，虽然一般将用户单元视为便携或车载，但应理解为本发明的本义也可用于需要远端无线业务的固定装置。后一种业务尤其涉及用卫星转发器在世界上许多边远地区建立通信链路，否则缺乏通信基础设施。

依据喜好，有时有些通信系统也将用户单元称为用户终端设备或仅为“用户”。此外，卫星通信系统一般要用一些卫星和大量用户单元，这里不详细讨论。例如，要用在若干轨道面(一般为低地球轨道LEO)运行的若干颗卫星。然而，精于此技术者不难理解本发明的本义可如何用于种种用户单元、卫星系统配置或关口站和基站。

图1所以用户单元接收机或解调器部分的范例使用至少一副天线10接收通信信号，并传送给模拟接收机14。因为同一天线要用于兼作收、发信，各功能部分(输入和输出)随时都要隔开，以免反馈和损坏，所以其信号传送要用双工器12。然而，不难理解有些系统使发生在不同频率的收、发信功能采用各自的天线。天线配置不影响(或不直接关系到)本发明的实现。

模拟接收机14接收模拟通信信号，并提供数字通信信号给至少一套数字数据接收机16和至少一套搜寻接收机18。采用系统设计可任选的附加数字数据接收机16B～16N，以及到信号分集。精于本技术者不难看到利用确定接收机数量用的因素，如分集可达典型电平、复杂程序、制造可靠性、费用等，进行该数量的初始选择。在已有技术中已公知，搜寻接收机的数量也取决于通信系统的复杂程序，要搜寻的信道数、所需信号捕获速度、定时的规定等，但通常该接收机只用一套。

用户单元还包含至少一套与数据接收机16a～16n和搜寻接收机18相连的控制处理器20。该处理器一般提供基本信号处理，定时，功率和越区切换的控制或协调，以及分集和分集合并等功能。控制处理器20常执行的另一基本控制功能是选择或掌管用作信号接收处理的一部分的正交函数或码序列，其中可包括捕获各种信号用的定时。

数据接收机16a～16n的输出耦合到分集合并器和译码器22，该部分22在处理器20的控制下，只提供一个输出给数字基带电路24。此电路24包括用户单元中用于对一用户收、发信息的其余处理和显示部分。即，信号数据存储部分，如暂时或长期数字存储器；输入输出设备，如LCD或图像显示屏、扬声器、键盘终端和手机；A/D变换部分，如声码器和其它话音、模拟信号处理部分等等。这些部分均构成采用本技术领域熟知元件的用户基带电路的部件。如图1所示，该部件中有些可与控制处理器20联系，或在其控制下工作。

天线10接收的信号由模拟接收机14接收，并加以下变频和放大后，变为中频或基带频率，接受滤波和进一步放大。所得放大信号以适当的时钟速率进行数字化，并输出到数据接收机16和搜寻接收机18。此输出信号，其形式可为输出处的合并同相(I)/正交(Q)信道信号，也可为分立I/Q信道信号。为了清楚起见，一般画成分立的。

如上所述，目前CDMA扩频无线或蜂窝区电话系统中，各基站或关口站发送导频信号。用户单元用该信号取得初始系统同步或通信系统所发信号的频率、相位跟踪。导频信号无数据调制，实质上代表通信系统所用的PN扩频函数或加扩码、码对(I/Q信道)。一般由各关口站或基站按所用每一频率发送一个导频信号，并由从该信息源接收信号的全部用户共用此一导频信号。对于地面中继系统，各区分别有其独特的导频信号，以改善频率的重复使用。对于卫星转发系统，在各卫星波束频率中传送导频信号，并按照通信链路用的卫星波束，由关口站发生该信号。

一般用码定时偏移不同的相同PN码产生通信系统中的各导频信号。这样提供的信号便于相互区别，同也使捕获和跟踪简便。为了发送扩频已调信息，还采用其它的信号，如关口站标识、系统定时、用户播叫信息和各种控制信号。

为了搜寻和捕获前向链路CDMA信道或信号，用户单元在期望的PN码时间和/或频率处(也称为PN时隙)寻找最强的导频信号。即，以预选或预测的PN定时，考虑多普勒效应，调整搜寻接收机，观察一具体载频，并检出通常为导频的最强信号。多数通信系统中，分配给导频信号附加功率，以确保准确、快速跟踪和捕获。该导频信号功率往往高达一般业务信道信号功率的4～7倍。然而，此项处理可用最强的信号，而不考虑其功能。即，只要PN码定时合适，不管是否为导频信号。此外，采用本发明时，不是仅靠导频信号能量，而是利用多种信号的能量，所以能较有效地使用功率低的导频信号。

为了通过一数字数据接收机建立或维持通信链路，指派搜寻接收机18在预选PN码定时偏移和所接收信号的多普勒频率间隔内进行扫描，以捕获信号。即，周期性搜寻从模拟接收机收到的信号，并判断导频信号是否出现，或判断所接收的两个或多个导频信号中哪一个适合用于后续的信号译码。

通过建立或选择一估计时间偏移作为导频信号定时“假设”，完成上述过程。一旦选择完成，即用信号相关器测试该假设，以将接收的通信信号(包含用户信道信号和伴随的噪声)解扩。解扩操作使用在所选时间偏移(假设)处施加或与输入信号合并的本机生成参考PN加扩码。判断具体假设成功用的技术是在预选的时间间隔内累积解扩器所输出信号码片的相关振幅。将该累加值平方后，进行求和，再与一预定门限值比较。每当本机参考PN码定时与接收信号的PN定时相同，计算结果的值超过某门限值的概率总是较大。

图2画出对完成进行检测判决(有时称为计算检验统计)所用需求能量测量任务有效的装置。图2中，模拟接收机14的输出信号画成正在传送给用于将频率调整到搜寻器18调谐的频率选择或调整部分36。此频率调的作用是对出现定时捕获前的通信信号，先描述各多普勒频率或频移，可用数字相位旋转器等已有技术上已知的元件加以实现。

将频率调整器36的输出传送给解扩器和相关器40，相对于通信系统的PN加扩码进行解扩。正输入解扩器40的信号画成分为正交(Qin)和同相(Iin)两个信号分量，尽管有些应用并非这样。

相关器40的第二组输入包含本机参考PN加扩/解扩码P_Iret和P_Qref。这些PN在用户单元中按Q、I信号分量产生，可由该单元的一个或多个编码发生器38或其它信号源提供。产生这种码序列的装置在已有技术上已公知，上述专利中也谈到。

在要作为预选导频信号“假设”要接受测试的特定时间偏移(即要由搜寻器测试的估计时间值)处，将P_Iref和P_Qref码序列加给解扩器40。如上文所述，此偏移的值可由用户控制器20提供，或者由分开的搜寻接收机控制器(未画出)作为其部分功能，选择此偏移的起始值。一般将预定范围内的一随机值选为初始时间偏移值。此偏移还以某些通信系统规约或操作程序为基础。为本技术领域所熟知，这些程序取决于用户单元接受的初始通信系统是“热”起动，还是“冷”起动。偏移选择过程已为精于本技术的系统设计者熟知，这里不作更详细的讨论。

解扩器40将适当的PN序列与输入信号合并，产生相关(或解扩)信号分量，作为I、Q信道码片I_out、Q_out加以输出I_out和Q_out以所述码片速率分别传送到累加器或累加求和器对42a和42b的各方。在各时间点，或在搜寻器18建立捕获假设的搜寻间隔，累加器42a和42b分别形成N个I码片振幅的和、N个Q码片振幅的和，并称之为非相干和。

累加器42a和42b产生的和数分别送到平方元件44a和44b进行平方，以提供绝对量。然后，将平方的结果在加法器46中相加，形成总相干量的值Z_m。此值Z_m与累积期间信号接收的总解扩能量相关，并以(1/N)码片速率传送到第三累加器48。

搜寻器42接着用累加器42从接收信号分量收集或产生另一对相干和，在平方元件44a和44b中将其平方后，在加法器46中相加。相加的结果在累加求和元件48中与Z_m相加，形成Z_m+1。新的平方振幅或能量值与前一相干和加在一起称为非相干组合。上述操作重量M次，产生总和Z_m。由于进行平方运算，各Z_m值与为和本机生成PN码相关的总输入信号部分(即当前能量累加窗口中，相关性好的部分)俘获的能量成正比)俘获的能量成正比。

非相干组合结果Z_m为累加期间全部能量的和，能与一门限值比较，进行捕获判决，即确定解扩已用合适的时间偏移。若导频信号由搜寻接收机准确相关接收，则存在显著的净能量，因而会超过门限值。反之，由于非相关及部分抵消，能量值较低，因而可能是接收噪声或低电平的干扰信号。

另一方面，信号相关累积的窗口定义或代表在N维矢量空间有效建立I、Q参考矢量的大型本机I、QPN码中的N比特长分段。为了判断总输入信号的哪个部分与这些矢量相关，通过将总输信号投影到此二参矢量上，将将所得投影长度进行平方、求和，来形成Z_m的I、Q部分。

若所测假设错误，即信号部分(累积期间)与本机PN非相关，则所得Z_m接收许多源献出的能量。接收信号中的噪声和干扰、捕获过程搜寻的信号(导频)，以及信号所连带的其它用户信道或信号(数量约为127)均对Z_m献出能量。

作为随机变量，Z_m具有对应的概率密度画数(PDF)，其形式一般如图3所示。对应于错误假设的PDF判明值或结构相当一致，与所用捕获技术无关。若检验假设正确，则导频和本机生成PN正确校准，从而Z_m中形成决定性大相关分量。图3所示PDF曲线中，此分量使PDF的平均值右移。噪声和其余127条信道对应于该移位PDF的方差。

单值或单一驻留的捕获过程中，由图2中的元件48完成M次非相干组合或求和，所得能量值与比较元件50中的检测门限值Th_M比较。其做法是，例如以[1/(NXM)]码片速率输入值Z_m作为双输入比较器的一个输入，同时提供门限值Th_M作为第二个输入。若此假设无导频出现，仅累加了噪声和干扰，则Z_m低于所需检测门限值。反之如果搜寻器18校准到正确假设，和数的值就大，一般是以超过检测门限值。

然而，搜寻空间很大，搜寻器18会耗费相当多的时间进行各种假设的取样和舍弃。当用户单元接受通信系统初始“冷起动”时，这是较大的问题。通过采用称为多驻留假设检验的方法能改善捕获搜寻。此方法中，采用一系列门限电平Thm(m＝1、2……M)，以快速舍弃错误假设，并校准到导频信号的偏移定时，这样就提供较有效且快速的搜寻。

多驻留处理中，每次都将另一能量累加项与非相和Z_m-1相加，所得值Z_m与一门限值Thm比较。若Z_m超过Thm，则搜寻器继续进行用下一组信号能量形成和Z_m+1。反之，若Z_m低于第m个门限值，则累加器48的内容清零，选择下一假设，且不形成全部M次非相干和。只有超过从1至M的全部门限值，才发生检测。

图4中图解3此门限测试过程。该图示出一系列测试统计量Z_m，其值分别超过前三个门限值中相应的一个。若适当选择或设置这些门限值，则使搜寻器18可较快免除错误假设，因而多驻留法捕获时间较短。进一步对二电平多驻留捕获的讨论也见诸于题为“CDMA通信系统中进行搜寻捕获的方法和装置”的美国专利US.5,644,591，援引于此供参考。

假设测试通过全部M个选择门限值，则实现试验性导频检测。这时，搜寻过程进入验证阶段，在进一步证实导频的存在后，才使用户单元开始试图解调信号。此外，由于解调频率跟踪器一般还配备象搜寻接收机那样宽的频率偏移性能，还取得更准确的导频估计。

为了减少累积时间，又可使导频检测概率较高，通常优化累积过程和搜寻功能。调整测试中用的诸如多普勒频率范围(称为“频率栏”)的数量和频率重叠等搜寻参数，以提供最快的信号捕获。还调整诸如相干累加的时间长度、相干组合数、所用门限电平数和待测相继假设或PN时间偏移的时间间隔等其它参数，使搜寻耗费的时间最少。因为搜寻器不知码片边界的位置，经验表明采用定时间隔1/2码片的假设，运转较好。

已知信号振幅累加长度或累积间隔N与多普勒频率取样栏的大小成反比，与覆盖一给定频率范围所需多普勒频率栏总数成正比。在A.J.Viterbi著的“扩频通信原理”(1994年出版)中，进一步详细讨论此内容。因此，优化假设测试的一个重要点是N值的选择。

当导频是较强的信号，例如码片能量在干扰信号电平I_o为16dB或更小的范围内时，N值小(如N＝32)就使捕获次数较少，这是因为小的N值对应于多普勒频率栏宽，若导频足够强，则使所需对多普勒频率搜寻的次数较少。反之，对较弱的导频信号，提高灵敏度更需要由搜寻较多的多普勒频率栏补偿，所以N值大，捕获次数较少。因此，允许相干累积时间N有若干不同的值较方便。

此外，也明白对PN加扩码所用的给定码片总数k，设置N的值等于k，组合迭代值M等于1，则累积结果最佳。即，间隔等于PN码序列总长的长能量累加使覆盖导频和非导频信号接收周期的分离假设似然性最高。所用非相干累积间隔尽量长，一般假告警就最少，检测概率就越高。

然而，作为规律，N值大，所需搜寻多普勒频率间隔的频率栏数多。耗费大量会使用户单元通信延迟的入向数据信号累积时间，或者提供大量频率栏，都是不利的。例如，在含有32678码片的典型地面无线系统PN加扩码的码长内进行累加，所需搜寻时间会长到不能接受。此N值只对很弱的导频信号有用。

因此，试图选择使执行相开累加所占总时间减少的N值。累积长度为64(N＝64)，即地面中继通信系统信道化函数的典型长度，这是较好的N值，而且仍保持信号的正交性。

然而，卫星转发通信系统和一些将来的地面通信系统预计用128码片的较长正交码，并带有1024码片的较短PN加扩码。如上所述，累积长度1024覆盖码序列全长，但如此大的值所需搜寻时间长到不能接受。如果累积间隔N的值调为128码片，以维持正交性，则对除最弱的以外的所有导频信号，搜寻时间均长于N＝64所得的时间。

不幸的是，对于诸如N＝64等缩短的累积间隔，信道码正交性不再得到保证。虽然用于涵盖数据的Walsh函数总在其全长范围正交，但缩短的函数段(如N等于总函数长之半或更小)则不正交。这时，信道0(导频)和其它信道不再是正交的。即，当采用128个长128的Walsh函数时，至少有一序列(这里指定为第64序列)会干扰通常用于导频信号的0序列。

这点通常回顾上文所述不难明白。即，任何Walsh函数组，在序列0以外的各码序列长度上，一半的值为-1。也就是说，每一序列在其全长范围内，一半为1，一半为-1。然而，有些序列在短于其长度的段上就非如此。对于短累积间隔，信号捕获过程中这些函数会开始相互干扰，对假设测试结果产生不利影响。

申请者发现通过对累积运算和边界部位建立某些限制，短累积间隔也有较健全的捕获过程。于是，通过再建立某种正交信号信道信号分配模式，进一步改善捕获。先前作为应避免的干扰源处理的能量，可用于改善信号捕获。

可用图2的基本搜寻器结构，并通过对若干范例生成Z，来说明新的捕获技术。本讨论中假定最优值短于按期望导频信号选择的码长。N固定时，不进行相干和非相干组合优缺点的比较。下列讨论侧重于Z平均值的变化，而不是影响不大的正确假设时Z的平均噪声(方差)。为清楚起见，本发明涉及的基本概念用上述长度为4的Walsh函数进行正交编码(其中H4代表行构成可用Walsh函数W₀～W₃的Hadamard矩阵)。精于本技术者了解如何将本发明用于规模更大的正交码序列。

首先，A_i代表在正交编码Walsh信道W_i传送的数据的振幅和极性。用上述W₀～W₃函数涵盖(或编码)信号0～信道3的数据时，得所传送信号振幅值如下：

信道0    A₀     A₀     A₀    A₀

信道1    A₁    -A₁     A₁   -A₁

信道2    A₂     A₂    -A₂   -A₂

信道3    A₃    -A₃    -A₃    A₃

若相干累加时间为全Walsh函数长或码元长，即N＝4，则由于数据调制，全部4条信道都相互正交，与其极性无关。

然而，考虑一下N＝2这一缩短的累积间隔。其中，第一累积周期覆盖Walsh码片0和1，第二累积周期覆盖Walsh码片2和3。不难看出，在此间隔内，序列W2与信置0的序列W0不正交。下面的表1列出这些结果。

        表  1

第一累积      第二累积

A₀     A₀     A₀     A₀

A₁    -A₁     A₁    -A₁

A₂    -A₂    -A₂    -A₂

A₃    -A₃    -A₃     A₃

因此，这两个时间间隔累积或累加所得的总和S_m为：

S_0-1＝2(A₀+A₂)  (1)

S_2-3＝2(A₀-A₂)    (2)

此分析中忽略噪声，在搜寻器18的I、Q两信道平均得相同的总和。将各间隔的I和、Q和进行平方后，在加法器46中相加，及输出Z_m为：

Z_1-1＝(S^I _0-1)²+(S^Q _0-1)²＝8(A₀+A₂)²    (3)

Z_2-3＝8(A₀-A₂)²    (4)

可发现，若A₀和A₂极性相同，则Z_0-1较大，Z_2-3较小。反之，若此两振幅相反，则Z_0-1大，Z_2-3小。因为A₂的调制(极性)预先未知，无法知道Z_m和的哪一个为振幅和，哪个为相对差。这种累积变化是由上文所述非正交干扰造成的。

通过采用长为128(W₀-W₁₂₇)的Walsh函数，并在半长间隔(N＝64)累加，对上述分析进行扩展，可发现Walsh信道64不与Walsh信道0正交。因此，测试正确的PN序列时间偏移假设时，信道64会在捕获过程引入相干干扰。

然而，利用上例，两个Z_m能量值Z_0-1、Z_2-3的和，其形式为：

Z_symbol＝16(A₀+A₂)²    (5)

此测试统计量(现称为Z_symbol)范围中跨及码序列全长，含有信道0和2的能量，与这些信道的相对调制和信号强度无关。因此，采用Walsh函数全长一半的捕获窗口或累积间隔，可有效地使门限值的比较只在每隔一次非相干和之后进行。即，只在Walsh码元边界进行门限值比较。这样顾及非相干和与门限值比较的时间，可使信道64的能量真正有效利用。

若采用等于四分之一Walsh码元或码序列长度的N值，则还有一些项非正交。上述例中，这时对应于N＝4，造成4条Walsh信道在累加间隔内非正交。这4个部分能量累加值为：

Z₀＝2(A₀+A₁+A₂+A₃)²    (6)

Z₁＝2(A₀-A₁+A₂-A₃)²    (7)

Z₃＝2(A₀+A₁-A₂-A₃)²    (8)

Z₄＝2(A₀-A₁-A₂+A₃)²    (9)

在展开平方式并组合各项产生Z_symbol值后，所有交叉项抵消，其结果为：

Z_symbol＝8(A² ₀+A² ₁+A² ₂+A² ₃)    (10)

这时，组合4个短累加(或累积)间隔成跨及一个Walsh码元长，从而将4条Walsh信道的能量合入搜寻器18用的测试统计量中。这样就为搜寻器提供附加能量用于检测通信系统的导频和定时，结果形成较健全的捕获机构，以建立通信链路。

用代换法可方便地将上述分析结果扩展到规模较大的正交函数。例如，上述H₄矩阵将各个“1”和“-1”分别用H₃₂和-H₃₂置换，可扩展为H₁₂₈矩阵，结果为： $H_{128}=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{32}& H_{32}& H_{32}& H_{32}\\ H_{32}& -H_{32}& H_{32}& -H_{32}\\ H_{32}& H_{32}& -H_{32}& -H_{32}\\ H_{32}& -H_{32}& -H_{32}& H_{32}\end{array}\right]$

不难看到，用H₁₂₈(W₀-W₁₂₇)可得与用H₄(W₀-W₃)时相同的相对结果。N＝64时，测试统计量包含信道0和64两者的能量，而N＝32时，则含有信道0、32、64和96等4信道的能量。同时，若导频用的是W₁，而不是传统的W₀，则N＝64时，含有信道1和65的能量，而N＝32时，包含信道1、33、65和97的能量。

即，若Walsh信道函数(从而Walsh函数长度)为L(128)，相干累加周期为N(128、64、32、16……)，则采用本发明将能量组合为有效信号能量的信道数等于L/N(1、2、4、8……)。其余Walsh信道，即L-L/N(127、126、124、120……)，因为在这些累加周期呈现正交，对此过程不贡献能量，也无干扰。

主要的限制是能适当预测或保证随时维持传送显著能量的信道数。对等于L/2ⁿ(2ⁿ＝1、2、4……)的累加周期N，具有连贯或有保证的最小能量的业务、播叫或同步信号要优先分配给以SL/2ⁿ的增量偏离导频信道的信道，其中n为正整数，S等于1至2ⁿ-1(1、3、7……)范围的连续数。因此，贡献能量的信道组为{Wx∶x＝0，N、2N……L-N}。虽然，如果给定通信系统中需要，可将其它信道或Walsh函数用于导频信号，而上述关系在所用函数的总长度上延伸到任何这种导频信道。

测试正确假设中采用本发明的多正交函数捕获技术时，出现超过通常捕获技术的显著改进。图5和前文讨论的图3比较，可看出此差别。导频产生的决定性相关分量由与信道64的能量成正比的另一附加分量增强。这意味着本情况下PDF的右移大于通常的信号捕获时。因为采用多Walsh信道捕获使正确和错误PDF平均值之间的距离加大，可使固定假告警概率的错判概率(或反之)小于用通常的捕获技术时。此外，其余126条信道呈现对I、Q基本矢量正交，因而对Z_m无能量贡献。结果，如图5所示，Z_m的方差小，有助于减小差错概率。

本发明中，各Walsh码元或函数长为128码片。然而，本技术中熟知的其它长度也符合本发明本义。若用具有1024码片长度的PN加扩码序列，则在一个PN码周期或间隔内有8个Walsh码元(每个码元128码片，故1024/128＝8)。上面讨论的相关累加受到定时，从而时间上与Walsh代码一元的边界一致。即，仅当N周期内的M次累加充分到达码元边界时，才执行门限值测试。相干累积必须与接收机的Walsh码元定时概念一致，准确设定PN定时是正确的，必须在在码元上求和，但不跨越码元边界。这些窗口不需要与PN加扩码的始端对准，只需要接收机知道累加的起点即可。不难理解相干窗口配置成在一个Walsh码元内完成码片长度(直到码元长度)方面的2幂依次相干累积(即2ⁿ的累加)。图6中，n等于0、1或2，N等于128、64或32。

有些应用中潜在的一个问题是PN码定时偏移假设之间进行转换时，对实现图2所示功能的信号处理速度的影响。例如，试考虑采用多驻留处理的非成功门限值测试有关事件序列。进行平方、相加的I、Q相干和运算及其后执行的门限值比较，需用若干码片的时间来完成。在超过门限值的情况下，与上述操作同时，相干累积处理用的累加器必须已进行下一相干和的数据收集。若经统计量不超过门限值，则搜寻器必须移到下一PN偏移假设，又开始进行累加。如果本机用户PN发生器在移到下假设时只延迟1个码片，则所假设的码元边界也仅迟后1个码片。

倘若假设测试中的第一相干和不在码元边界上开始，则捕获用的多Walsh信道数据不能有效应用。因此，如果不在一个PN码片周期内完成门限值测试和下一门限值的转换，搜寻器就要先等待下一码元边界，才能开始以新的假设累加数据。这意味着时间上延迟128码片，该闲置时间会对捕获时间产生显著且有害的影响。下面概述缓解这种时间障碍的两种方法。

一种方法是非依次进行定时假设测试。例如，若在5个码片长的间隔内完成门限值测试并转换到下一假设，则测试由5个码片分开的偏移假设。可按如下顺序测试偏移假设，但不限于用此顺序：0、5、10……1020、1、6……1027、2、7……。

此序列的优点是重复迭代前，1024个假设全部(长为1024的PN码的所有偏移)得以循环测试，仅各假设之间5码片的延迟为不工作时间。搜寻器硬件通过在本机PN发生器上提供5码片的转移(改变偏移)，实现此性能。即，只要把本机PN发生器的输出停止或中断，或发生器不启动一段5个码片的时间后，才再开始进行解扩操作。此过程不难由能按假设间所用递增步骤规模提供可复位指令搜寻控制器或用户单元控制器20加以控制。

第二种方法是增加下一假设累加器(或某些期间共用现有数据累加器)，以收集与下一待测假设(迟后1码片)对应的数据。此方法一般无转换迟延，而且避免较复杂的控制操作。图7画出可用于实现此方法的装置的框图。下面简述其工作。

参阅图7，解扩器40与累加器42a和42b代表图2装置所示搜寻器前端解扩器和解调器的结构。如前文所述，通过诸如解扩或相关元件40，用PN发生器42发生的适当PN码序列与所接收的I和Q信号码片组合。然后，分别用累加器42a和42b在所需累加周期对解扩信号进行累加、集合和求和。所得总和传到平方元件44a和44b进行平方后，在加法器46中相加，产生相干和Z_m。又在累加求和元件68将加法器46输出的一系列和数相加，产生非相干组合值或经统计量Z_m。

图7中的其余结构用于建立内含I、Q数据的信号处理路径，以便当前测试不成功时累加出与下一待测假设对应的和。图7的上部画出这些信号路径。与此同时，输入到信号合并器或解扩器40的信号(I和Q码片)也输入到第二信号合并器或解扩器60。这些信号也与PN发生器52的输出组合，所得结果传送到累加器62a和62b。和累加器42a和42b的情况相同，累加器62a和62b也将一系列N码片(振幅值)相加。

然而，在PN发生器52到解扩器60的输出端串接一时延元件52，使解扩器60的输入信号延迟。元件54产生的时延基本上等于一个码片周期的长度，使解扩器60所进行信号相关的发生比解扩器40迟后一个码片周期。

各累加器42a、42b、62a和62b对N码片进行累加求和，所得值锁存(或暂时存储)，并提供给各输出端。这时，元件42a、42b、62a和62b的累加级清零后，又开始求和，不忽略一个码片或迟后一个码片周期。可从处理机20之类的控制源提供一套“清机”(CL)、“允许”(EN)指令，控制累加级或寄存器的操作，并使累加器42a、42b、62a和62b能输出。在一典型实施例中，提供“允许”指令或信号使累加器能累加求和。当“允许”指令非有效或进入“不允许”状态时，将累加器当前的内容锁存到输出端。“清机”指令用于清除累加器当前的内容。一组时延元件66对累加器62a和62b的上述指令加以延迟。因此，累加器42a和42b比累加器62a和62b提前一个码片发生锁存和清机等步骤。

随着复用器64a和64b设置相干累加器42a和42b的输出分别连接平方元件44a、44b，假设测试开始。加法器46对相干和取平方并相加后，所得结果置入先前已清机的累加器68。比较器70将累加器68当前的值与一门限值比较。若累加器68的值超过比较器70的门限值，则不改变复用器，并对下一组相干和取平方后，与累加器68的当前内容相加。反之，每当累加器68更新后的新内容不超过门限值时，累加器68便清零，复用器改为将累加器62a和62b分别连接到平方元件44a和44b，并从延迟的电路假设部分取下一对相干和。一旦对这些和进行完取平方、相加，并放入累加器68，复用器即恢复到将累加器42a和42b接至平方元件。

在一门限值测试不成功后，PN发生器54转换到新时间偏移(假设)进行N个码片(一个累积时间间隔)。使发生器停止一个时钟周期，就能方便地实现这点。在此迟延期间，累加器42a、42b、62a和62b也停用一个码片周期，以免处理重复的信号码片。此方法仅需付出一个码片周期的时间代价变换假设，比等待一整个Walsh周期更能接受。

上述实施例利用的优点是在提供适合通信系统惯例所期望导频信号强度范围的N范围的同时，用多信道能量进行捕获。然而，尽管上述实施例改善扩频通信系统用户的信号捕获过程，本发明还认为有可能进一步强化该过程。以特定方式将信号分配给许多正交信道，就出现改善。即，能在多信道利用能量意味着只要特定的多条信道使用概率高，就有助于捕获。当所关注的信道中能量较大时，这种处理方法好处最大。将某些信号优先分配给这些信道，就能做到这些信道存在较大的平均能量。

在上述L等于128的例中，最高优先度或优先信号分配规约可认为是使用信道64。即，可认为信道64包含实质连续的能量或功率电平。当N为64或32时，使用信道64有助于捕获，而为32时，仅信道32中留有的功率有助于捕获。这转化为首先用Walsh函数W₆₄对要在通信系统中业务信道上传送的信息或数据进行编码。第二高的优先度可认为是使用信道32和96，或Walsh函数W₃₂和W₉₆。如此等等。每次使用的累积或累加间隔越小，则维持信号业务量的信道间隔越近。这种处理的主要限制因素是任何时候都能实际维持高功率电平(或用于强信号)的信道数。经考虑认为：不可能在4或8条信道上维持功率。

达到所需信道分配的一种方法是利用“倒位序”Walsh信道分配。要以W₀、W(L/2)、W(L/4)、W(3L/4)、W(L/8)……的顺序分配业务信道和开销信道。精于本技术者会理解此分配模式相当于按倒位序分配业务信道，而且也知道如何用已知技术和装置实现此分配。

替代用业务信道在多信道捕获处理中得到附加能量的一种方法是利用播叫和同步功能。即，使这些信道或时隙致力于播叫信息和同步信息的传送，以保证经常使用。播叫信号通常比同步信号用更大的平均能量或功率进行工作(或称比同步信号“热”)。通过将导频和播叫信道分配到这些特定信道位置，就有较大的能量可让通信系统的用户方便地用于捕获信号或跟踪信号定时。此法可用于减少信号捕获需要的时间，或者改善捕获的可靠性和健全性。

因此，以上所述的是一种新技术，的利用扩频通信系统中多Walsh函数编码信道的能量捕获导频或其它所需信号的定时。此外，还揭示一种将业务信道或某些系统功能优先分配到关键正交信道，以改善信号捕获的技术。此技术使测试正确假设时，有效导频信号功率增大，并消除蜂窝区、波束或分波束中其它Walsh信道相关干扰的潜在影响，其方法是在累积窗口内使这些信道正交。

以上较佳实施例的阐述使精于本技术的任何人员都能利用本发明。显然这些人员不难对所述实施例作种种修改，而且不用发明的技能就可将本说明规定的一般原理用于其他具体实施。例如，其它Walsh函数长度对本发明的技术也有效，而且此技术可用于非卫星的新无线通信系统。因此，本发明原意不是限制于所述实施例，而是要符合与所揭示原理和新颖特点一致的最大范围。

Claims (23)

1.一种在系统用户接收并解调一个或多个通信信号的扩频通信系统中，利用一个或多个正交信道信号捕获时间同步的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

在所述通信系统中，接收一个或多个分别包含用预选沃尔什函数中的一组加以正交编码的多信道信号的通信信号，所述沃尔什函数用在一个或多个相互关联的定时偏移处施加的至少一个公共伪随机噪声序列加以扩频；

选择接收用户单元用的伪随机噪声序列时间偏移；

在所述已选时间偏移处施加所述伪随机噪声序列，使所述通信信号解除扩频，以产生编码码元；

在等于所述沃尔什函数长度除以2ⁿ的预定时间间隔内，进行编码码元振幅的相干累加，n为正整数；

对所述相干累加的结果取平方；

在按所述接收用户单元有的沃尔什函数边界起止间隔内，对所述取平方的结果进行组合；

将所述组合的结果与至少一个门限值进行比较；

当组合结果超过所述门限值时，将所述接收用户单元挑选的所述时间偏移选为正交信道信号需要的时间偏移；

改变所述时间偏移值的选择，按顺序重复进行所述解除扩频、累加、取平方、组合和比较等步骤，直到超过所述门限值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述改变时间偏移值选择步骤还包含判断发生所述组合结果超过至少两个预定门限值的时间的步骤。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述组合步骤包括将对取平方得到的结果进行累加，并在所述Walsh函数边界起止间隔内，将所得累加结果相加。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述待捕获正交信道信号为导频信道信号。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述待捕获正交信道信号为播叫信道信号。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述待捕获信号为业务信道信号。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相干累加发生在长为L/2ⁿ的间隔内，其中L为所用沃尔什函数的长度，而且在第一信道传送导频信号，在以SL/2ⁿ的增量偏离第一信道的人信道上优先传送较强的一个或多个信号，其中n为正整数，S等于1至2^n-1范围的连续数。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述沃尔什函数长度为128码片，导频信号在信道0传送，通信业务在信道32、64和96传送。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述沃尔什函数长度为128码片，导频信号在信道1传送，通信业务在信道33、65和97传送。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述强信号包括播叫信号。

11.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述沃尔什函数长度为128码片，导频信号在信道0传送，播叫信号在信道32、64和96传送。

12.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述强信号包括同步信号。

13.一种在系统用户接收并解调一个或多个通信信号的扩频通信系统中，利用一个或多个正交信道信号捕获时间同步的装置，其特征在于，该装置包括：

接收机，用于在所述通信系统中，接收一个或多个分别包含用预选沃尔什函数组中的一组加以正交编码的信道信号的通信信号，所述沃尔什函数用在一个或多个相互关联的公共伪随机噪声序列加以扩频；

选择伪随机噪声序列时间偏移值，并用所述已选时间偏移产生所述伪随机噪声序列的装置，该装置响应再选择输入，改变所述选择时间偏移值，并用所述已改变的时间偏移值再产生所述伪随机噪声序列；

信号解扩器，连接成接收通信信号和所述伪随机噪声序列，并在所述挑选的时间偏移处施加所述伪随机噪声序列，使所述通信信号解除扩频，成为编码码元；

相干累加器，连接成接收编码码元，并在等于所述沃尔什函数的长度除以2ⁿ的预定时间间隔内，对编码码元振幅求和，其中n为正整数；

乘法装置，用于连接所述相干累加器，接收求和结果，并进行取平方；

组合装置，连接成接收取平方结果，并在按所述接收用户单元的的沃尔什函数边界起止间隔内，累积该平方结果；

比较装置，连接成接收所述累积结果，并与至少一个门限值比较；

再选择指令生成装置，用于连接所述伪随机噪声序列选择和产生装置，连接所述比较装置，并在与一门限值比较后，不超过所述门限值时，产生再选择指令。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述比较装置使用至少两个预定的门限值。

15.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述组合装置包括至少一个累加元件，用于在所述沃尔什函数边界起止间隔内，存放取平方的结果并求和。

16.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述待捕获正交信道信号为导频信道信号。

17.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述待捕获正交信道信号为播叫信号。

18.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述待捕获信号为业务信道信号。

19.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述相干累加发生在长为L/2ⁿ的间隔内，其中L为所用沃尔什函数的长度，而且在第一信道传送导频信号，在以SL/2ⁿ为增量偏离第一信道的若干信道上优先传送较强的一个或多个信号，其中n为正整数，S等于1至2^n-1范围的连续数。

20.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述沃尔什函数长度为128码片，导频信号在信道0传送，通信业务的信道32、64和96传送。

21.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述沃尔什函数长度为128码片，导频信号在信道1传送，通信业务在信道33、65和97传送。

22.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述强信号包括播叫信号。

23.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述强信号包括同步信号。

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