CN102035569A

CN102035569A - 干扰消除的信道估计

Info

Publication number: CN102035569A
Application number: CN2010105997371A
Authority: CN
Inventors: J·E·斯米; H·D·菲斯特; 侯纪磊; S·托马辛
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2011-04-27
Anticipated expiration: 2025-12-22
Also published as: AU2005321821A1; CA2592496A1; MX2007007768A; WO2006072088A1; AU2005321821B2; US8422955B2; EP1834417A1; RU2007128073A; BRPI0519545A2; EP2204916B1; US20060141933A1; IL184022A0; RU2364023C2; NO20073237L; KR100938730B1; EP2204916A1; EP1834417B1; JP2008526136A; KR20070091214A; JP4567751B2

Abstract

用于干扰消除(IC)的方法和系统。根据提高的信道估计，从已经正确解码(CRC)的解调符号中获取。

Description

干扰消除的信道估计

本申请是申请日为2005年12月22日，题为“干扰消除的信道估计”，申请号为200580048202.2的专利申请的分案申请。

依据35U.S.C.§119要求优先权

本申请要求享受2004年12月23日提交的、题目为“TRAFFIC INTERFERENCE CANCELLATION AT THE BTS ON A CDMA REVERSE LINK”的一起转让的美国临时申请No.60/638,666的优先权，美国临时申请No.60/638,666以引用方式并入本申请。

发明领域

概括地说，本发明涉及无线通信系统，具体地说，本发明涉及无线通信系统中的业务干扰消除。

技术背景

通信系统可以在基站和接入终端之间提供通信。前向链路或下行链路是指从基站到接入终端的传输。反向链路或上行链路是指从接入终端到基站的传输。各接入终端可以在给定时刻根据该接入终端是否处于活动状态以及该接入终端是否处于软切换状态而在前向链路和反向链路上与一个或多个基站进行通信。

附图说明

通过下面结合附图给出的详细描述，本发明的特色、本质和优点可以变得更加显而易见。在所有附图中，相同的标记和符号可表示相同或类似的部件。

图1示出了具有基站和接入终端的无线通信系统。

图2示出了可以在图1的接入终端中实现的发射机结构和/或处理的示例。

图3示出了可以在图1的基站中实现的接收机处理和/或结构的示例。

图4示出了基站接收机处理或结构的另一实施例。

图5示出了图1的系统中的三个用户的功率分配情况的一般示例。

图6示出了具有相等发射功率的用户的帧异步业务干扰消除的均匀时间偏移分配情况的示例。

图7示出了用于反向链路数据分组和前向链路自动重复请求信道的交织结构。

图8示出了跨越全部16个时隙分组的存储器。

图9A示出了在无延迟解码的情况下顺序干扰消除(SIC)的示例的业务干扰消除的方法。

图9B示出了用于执行图9A的方法的装置。

图10示出了在解码的子分组的干扰消除的情况下交织体的连续子分组到达之后的接收机采样缓冲器。

图11示出了开销信道结构。

图12A示出了首先执行导频IC(PIC)然后一起执行开销IC(OIC)和业务IC(TIC)的方法。

图12B示出了用于执行图12A的方法的装置。

图13A示出了图12A中的方法的变型。

图13B示出了用于执行图13A的方法的装置。

图14A示出了用于执行联合的PIC、OIC和TIC的方法。

图14B示出了用于执行图14A的方法的装置。

图15A示出了图14A的方法的变型。

图15B示出了用于执行图15A的方法的装置。

图16示出了传输系统的模型。

图17示出了组合的发射和接收滤波的示例响应。

图18A和图18B示出了根据三个RAKE支路的每个支路处的所估计的多径信道的信道估计(实部和虚部)的示例。

图19A-19B示出了根据RAKE支路和用数据码片进行解扩的改进的信道估计的示例。

图20A示出了使用再生的数据码片在RAKE支路处进行解扩的方法。

图20B示出了用于执行图20A的方法的装置。

图21A和21B示出了使用均匀间隔的采样以chipX2分辨率估计复合信道的示例。

图22A示出了使用再生的数据码片以均匀分辨率估计复合信道的方法。

图22B示出了用于执行图22A的方法的装置。

图23示出了使用固定的开销子信道增益的闭环功率控制和增益控制。

图24示出了使用固定的开销子信道增益的图23的功率控制和增益控制的变化。

图25示出了使用固定的开销子信道增益的功率控制的示例。

图26除了开销增益控制之外与图24相同。

图27示出了只使用DRC的开销增益控制的图26的变化。

具体实施方式

本申请描述的任何实施例不一定比其他实施例更优选或更具优势。虽然在附图中示出了本申请的各个方面，但这些附图不一定是按比例画出的，或者，这些附图不一定是以穷尽的方式画出的。

图1示出了无线通信系统100，其包括系统控制器102、基站104a-104b和多个接入终端106a-106h。系统100可以有任意数量的控制器102、基站104和接入终端106。下面描述的本申请的各方面和实施例可以在系统100中实现。

接入终端106可以是移动的或静止的，并可以分布在图1的通信系统100中。接入终端106可以与诸如膝上型个人电脑之类的计算设备相连或实现在其中。或者，接入终端也可以是诸如个人数字助理(PDA)之类的独立的数据设备。接入终端106可以指各种类型的设备，例如，有线电话、无线电话、蜂窝电话、膝上型电脑、无线通信个人计算机(PC)卡、PDA、外部的或内部的调制解调器等等。接入终端可以是通过例如使用光纤或同轴电缆而经由无线信道或经由有线信道进行通信从而给用户提供数据的任何设备。接入终端可以有各种名称，例如，移动站、接入单元、用户单元、移动设备、移动终端、移动单元、移动电话、移动站、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装置、手持设备等等。

系统100为多个小区提供通信，其中，每个小区由一个或多个基站104提供服务。还可以把基站104称为基站收发机系统(BTS)、接入点、接入网的一部分、调制解调器池收发机(MPT)或节点B。接入网络是指在分组切换数据网络(例如，互联网)和接入终端106之间提供数据连接的网络装置。

前向链路(FL)或下行链路是指从基站104到接入终端106的传输。反向链路(RL)或上行链路指是指从接入终端106到基站104的传输。

基站104可以使用选自一组不同数据速率的一种数据速率向接入终端106发送数据。接入终端106可以测定由基站104发送的导频信号的信号与噪声加干扰之比(SINR)，并确定基站104向接入终端106发送数据所需的数据速率。接入终端106可以向基站104发送数据请求信道或数据速率控制(DRC)消息，以向基站104告知所需的数据速率。

系统控制器102(也称为基站控制器(BSC))可以对基站104进行协调和控制，并可以进一步经由基站104控制对接入终端106的呼叫路由。系统控制器102可以进一步经由移动交换中心(MSC)与公共交换电话网(PSTN)相连，并经由分组数据服务节点(PDSN)与分组数据网相连。

通信系统100可以使用一种或多种通信技术，如码分多址(CDMA)、IS-95、高速率分组数据(HRPD)(也称为高数据速率(HDR)，如在“cdma2000High Rate Packet Data Air Interface Specification，”TIA/EIA/IS-856中所定义)、CDMA 1x演化数据优化(EV-DO)、1xEV-DV、宽带CDMA(WCDMA)、通用移动通信系统(UMTS)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)、正交频分复用(OFDM)等等。为了便于理解，以下描述的示例给出了细节。本申请介绍的思想也适用于其他系统，并且，这些示例并不用于限制本申请。

图2示出了可以在图1的接入终端106中实现的发射机结构和/或处理的示例。图2所示的功能和部件可以用软件、硬件或软硬件结合的方式实现。除了图2所示的功能之外或取代图2所示的功能，可以向图2中添加其他功能。

数据源200向编码器202提供数据，编码器202使用一种或多种编码方案编码数据比特，从而提供编码数据码片。各编码方案可以包括一种或多种类型的编码，如循环冗余校验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、块编码或其他类型的编码，或者，根本没有编码。其他编码方案可以包括自动重复请求(ARQ)、混合重复请求(H-ARQ)和递增冗余重复技术。不同类型的数据可以使用不同编码方案进行编码。交织器204将编码数据比特进行交织，以克服衰落效应。

调制器206将经过编码的、交织的数据进行调制，以生成调制数据。调制技术的示例包括二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)。调制器206也可以重复调制数据的序列，或者，符号穿孔单元可以将符号比特进行穿孔。调制器206也可以使用Walsh cover(即Walsh码)扩频调制数据，以形成数据码片。调制器206也可以使用导频码片和MAC码片时分复用数据码片，以形成码片流。调制器206也可以使用伪随机噪声(PN)扩频码，从而使用一种或多种PN码(例如，短码、长码)扩频码片流。

基带至射频(RF)转换单元208可以将基带信号转换成RF信号，从而经由天线210通过通信链路发送到一个或多个基站104。

图3示出了可以在图1的基站104中实现的接收机处理和/或结构的示例。图3所示的功能和部件可以用软件、硬件或软硬件结合的方式实现。除了图3所示的功能之外或取代图2所示的功能，可以向图3添加其他功能。

一个或多个天线300从一个或多个接入终端106接收反向链路调制信号。多个天线可以实现空间分集，以对抗不利的路径影响，如衰落。将各接收信号提供给相应的接收机或RF至基带转换单元302，以对接收信号进行修整(例如，滤波、放大、下变频)和数字化，从而生成该接收信号对应的数据采样。

解调制器304可以将接收信号解调，从而提供恢复的符号。对于CDMA2000，解调试图通过以下方法恢复数据传输：(1)将解扩采样信道化，从而将接收数据和导频信号分离或信道化到其相应的编码信道上；(2)使用恢复的导频信号相干地解调信道化的数据，从而提供解调数据。解调器304可以包括用于为所有用户/接入终端存储接收信号采样的接收采样缓冲器312(也称为共同的前端RAM(FERAM)或采样RAM)、用于解扩和处理多种信号实例的Rake接收机314和解调符号缓冲器316(也称为后端RAM(BERAM)或解调符号RAM)。可以有多个解调符号缓冲器316与多个用户/接入终端对应。

解交织器306将来自解调器304的数据进行解交织。

解码器308可以将解调数据进行解码，以恢复出由接入终端106发送的解码数据比特。可以将解码数据提供给数据宿310。

图4示出了基站接收机处理或结构的另一实施例。在图4中，将成功解码的用户的数据比特输入到包括编码器402、交织器404、调制器406和滤波器408的重构单元400。编码器402、交织器404和调制器406可以与图2的编码器202、交织器204和调制器206相同。滤波器408以FERAM分辨率形成解码的用户的采样，例如，从码率变成2x码率。然后，从FERAM312中除去或消除解码的用户对FERAM的影响。

虽然下面描述了基站104处的干扰消除，但本申请的构思也适用于通信系统的接入终端106或任何其他部件。

业务干扰消除

CDMA反向链路的容量可能会受限于用户之间的干扰，因为不同用户发射的信号在BTS 104处并不正交。因此，降低用户之间的干扰的技术将提高CDMA反向链路的系统性能。本申请描述的技术用于高效实现诸如CDMA2000 1xEV-DO RevA之类的先进CDMA系统的干扰消除。

各DO RevA用户发送业务、导频和开销信号，所有这些信号均会对其他用户造成干扰。如图4所示，可以在BTS 104处重构信号，并将其从前端RAM 312中减去。发射的导频信号在BTS 104处是已知的，并可以根据信道的有关知识进行重构。但是，首先解调和检测开销信号(例如，反向速率指示符(RRI)、数据请求信道或数据速率控制(DRC)、数据源信道(DSC)、确认(ACK))，然后在BTS 104处对发射的数据信号进行解调、解交织和解码，从而确定发射的开销和业务码片。根据为给定的信号确定发射码片，然后，重构单元400可以根据信道知识重构对FERAM 312的影响。

编码器202、交织器204和/或调制器206可以将来自数据源200的数据分组比特重复并处理成多个相应的“子分组”，以发送到基站104。如果基站104接收到高信噪比的信号，则第一子分组可能包括足够的信息，从而基站104能解码并导出原始数据分组。例如，可以将来自数据源200的数据分组重复并处理成四个子分组。用户终端106将第一子分组发送到基站104。基站104根据首先接收到的子分组正确解码并导出原始数据分组的概率可能相对较低。但是，因为基站104接收到第二、第三和第四子分组，并将根据接收到的各子分组导出的信息组合起来，所以解码并导出原始数据分组的概率就提高了。一旦基站104正确解码出原始分组(例如，使用循环冗余校验(CRC)或其他差错检测技术)，基站104就向用户终端106发送确认信号，以停止发送子分组。然后，用户终端106可以发送新分组的第一子分组。

DO-RevA的反向链路采用H-ARQ(图7)，其中，把每16个时隙分组分成4个子分组，并在相同交织体的子分组之间采用带有8个时隙的交织结构进行发送。此外，不同用户/接入终端106可以在不同的时隙边界上开始其传输，因此，不同用户的4个时隙子分组异步到达BTS。下面描述异步的影响和H-ARQ及CDMA的干扰消除接收机的高效设计。

干扰消除的益处取决于从FERAM 312中除去信号的次序。本申请描述的技术涉及根据业务与导频(T2P)比、有效SINR或解码概率解码用户(并且，如果CRC通过，则减去)。本申请公开的各种方法用于在已经从FERAM312中除去其他信号之后重新试图解调和解码用户。可以高效地执行BTSFERAM 312的干扰消除，以说明诸如EV-DO RevA之类的异步CDMA系统，其中，用户使用混合ARQ发送导频信号、控制信号和业务信号。本申请还适用于EV-DV Rel D、W-CDMA EUL和cdma2000。

可以将业务干扰消除(TIC)定义为相减式干扰消除，其在用户已成功解码之后除去用户的数据对FERAM 312的影响(图4)。本申请解决了与诸如CDMA2000、EV-DO、EV-DV和WCDMA之类的实际的CDMA系统的TIC有关的一些实际问题。许多这样的问题是由以下事实引起的，即，实际系统具有用户异步和混合ARQ。例如，CDMA2000有意在时间上均匀地扩频用户数据帧，从而在主干网中防止过度延迟。EV-DO的RevA、EV-DV的Rel D和WCDMA的EUL也使用了引入一个以上的可能数据长度的混合ARQ。

多用户检测在TIC下降的情况下是主要的算法，并是指通过使两个不同用户的检测相互作用以提高性能的任何算法。TIC方法可以涉及到连续干扰消除(也称为顺序干扰消除或SIC)和并行干扰消除的混合。“连续干扰消除”是指有次序地解码用户并使用先前解码的用户的数据提高性能的任何算法。“并行干扰消除”一般是指同时解码用户并同时减去所有解码的用户。

TIC可以不同于导频干扰消除(PIC)。TIC和PIC之间的一处不同在于，接收机预先完全知道发射的导频信号。因此，PIC可以只使用信道估计减去接收信号的导频影响。第二处主要不同在于，发射机和接收机通过H-ARQ机制在业务信道上紧密地相互作用。接收机在成功解码用户之前不知道发射的数据次序。

同样，需要采用称为开销干扰消除(OIC)的技术从前端RAM中除去开销信道。直到BTS 104知道发射的开销数据后才能除去开销信道，这取决于解码开销消息然后将其进行重组。

连续干扰消除定义了一类方法。相互信息的链式法则显示出，在理想状况下，连续干扰消除可以实现多路接入信道的容量。这对应的主要条件是，所有用户是帧同步的，并且，各用户的信道所估计的误差可以忽略不计。

图5示出了三个用户(用户1、用户2、用户3)的功率分配情况的一般示例，其中，用户同步发送帧(同时接收来自所有用户的帧)，并且，各用户以相同的数据速率发送。指示各用户使用特定的发射功率，例如，用户3采用基本上等于噪声的功率进行发送；用户2采用基本上等于用户3的功率加上噪声的功率进行发送；而用户1采用基本上等于用户2加上用户3加上噪声的功率进行发送。

接收机依发射功率的递减次序处理信号。从k＝1开始(具有最高功率的用户1)，接收机试图对用户1进行解码。如果解码成功，则根据用户1的信道估计形成并减去其对接收信号的影响。这可以被称为同步顺序干扰消除。接收机继续进行下去，直到对所有用户已经试图进行解码为止。在先前解码的用户的连续干扰干扰消除的干扰消除之后，各用户具有相同的SINR。

但是，这种方法对于解码差错非常敏感。如果单个较大功率的用户(例如，用户1)未得到正确解码，则之后所有的用户的信号与干扰加噪声比(SINR)可能严重降级。这使得该时刻之后的所有用户无法被解码。该方法的另一缺陷在于，它需要用户在接收机处具有特定的相对功率，而在衰落的信道中很难确保这一点。

帧异步和干扰消除，如cdma2000

设用户帧偏移是彼此有意交错的。总体而言，这种帧异步操作对系统有很多益处。例如，接收机处的处理功率和网络带宽于是将在时间上具有更加均匀的使用情况。相比之下，用户之间的帧异步在各帧边界结束处需要突发的处理功率和网络资源，因为所有用户将同时完成分组。在帧异步的情况下，BTS 104可以解码具有最早到达时间的用户而不是具有最大功率的用户。

图6示出了具有相等发射功率的用户的帧异步TIC的均匀时间偏移分配情况的示例。图6描述了正好在将要解码用户1的帧1之前的时间的快照。因为对于所有用户而言已经解码和消除了帧0，所以交叉地示出了其对干扰的影响(用户2和3)。通常，这种方法对干扰的降低因子为2。在解码用户1的帧1之前，通过TIC已经除去了一半干扰。

在另一实施例中，图6中的用户可以指用户组，例如，用户组1、用户组2、用户组3。

异步和干扰消除的益处是在用户之间就功率电平和误差统计而言的相对对称性，如果他们想要类似的数据速率的话。通常，对于具有相等的用户数据速率的顺序干扰消除而言，最后的用户是使用非常低的功率接收的，并且还非常依赖于所有先前用户的成功解码。

异步、混合ARQ和交织，如EV-DO RevA

图7示出了用于RL数据分组和FL ARQ信道的交织结构(例如，在1xEV-DO RevA中)。各交织体(交织体1、交织体2、交织体3)包括一组时间交错的片段。在这一示例中，每个片段的长为4个时隙。在各片段期间，用户终端可以向基站发送子分组。有三个交织体，并且，各片段的长为四个时隙。因此，在给定交织体的子分组的结束和相同交织体的下一个分组的开始之间有八个时隙。这给了接收机足够的时间去解码子分组并将ACK或否定确认(NAK)中继到发射机。

混合ARQ利用衰落信道的时变特性。如果信道状况对于最初的1、2或3子分组而言是好的，则可以只使用这些子分组来解码数据帧，并且，接收机向发射机发送ACK。如果需要的话，该ACK使发射机不发送剩余的子分组，而是开始新的分组。

用于干扰消除的接收机结构

利用TIC，重构并减去解码的用户的数据(图4)，因而可以除去解码的用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC接收机可以配备有两个循环存储器：FERAM 312和BERAM 316。

FERAM 312存储接收采样(例如，以2x码片速率)，并对于所有用户而言是共同的。无TIC的接收机将仅使用大约1-2时隙的FERAM(从而适应解调处理中的延迟)，因为未减去业务或开销干扰。在用于具有H-ARQ功能的系统的TIC接收机中，FERAM 312可以跨越很多时隙，例如40个，并通过减去解码用户的干扰而由TIC进行更新。在另一结构中，FERAM 312的长度可以跨越少于全部分组，例如，其长度跨越从分组的子分组的开始到该分组的随后子分组的结束的时间周期。

BERAM 316将解调器的Rake接收机314生成的接收比特的解调符号存储起来。每个用户可以有不同的BERAM，因为解调符号是通过使用用户专用的PN序列进行解扩并在RAKE支路上进行组合而获得的。TIC和无TIC的接收机两者均可以使用BERAM 316。当FERAM 312不跨越所有子分组时，采用TIC的BERAM 316用于存储不再在FERAM 312中存储的先前的子分组的解调符号。只要试图进行解码发生时或只要时隙存在于FERAM 312中，就可以更新BERAM 316。

选择FERAM长度的方法

可以根据所需的处理能力、从存储器到处理器的传输带宽、延迟和系统性能之间的各种折衷，选择BERAM 316和FERAM 312的尺寸。通常，如果使用较短的FERAM 312，则TIC的益处将受到限制，因为最先前的子分组未得到更新。另一方面，较短的FERAM 312产生减小数量的解调、删减和较小的传输带宽。

使用RevA交织，16个时隙分组(四个子分组，每个子分组在4个时隙中进行传输)将跨越40个时隙。因此，40个时隙的FERAM可以用于确保将用户从所有受到影响的时隙中除去。

图8示出了对于EV-DO RevA而言跨越全部16个时隙分组的40个时隙的FERAM 312。只要接收到一个新的分组，就使用在FERAM 312中存储的所有可用的子分组而试图对该分组进行解码。如果解码成功，则通过重构并减去所有的子分组(1、2、3或4)的影响而从FERAM 312中消去该分组的影响。对于DO-RevA而言，4、16、28或40个时隙的FERAM长度将分别跨越1、2、3或4个子分组。在接收机中实现的FERAM的长度可能取决于复杂度考虑、支持各种用户到达时间的需要以及重新进行解调和对先前帧偏移上的用户进行解码的能力。

图9A示出了没有延迟解码的顺序干扰消除(SIC)的示例的TIC的一般方法。下面将描述其他改进。该处理从开始框900开始，并进入到选择延迟框902。在SIC中，可以跳过选择延迟框902。在框903中，BTS 104从那些在当前时隙中终止子分组的用户中选择一个用户(或一组用户)。

在框904中，解调器304根据用户的扩频和加扰序列以及其群(constellation)尺寸，而针对在FERAM 312中存储的一些或所有时间片段解码所选的用户的子分组的采样。在框906中，解码器308试图使用在BERAM 316中存储的先前解调的符号和解调的FERAM采样解码用户分组。

在框910中，解码器308或另一单元可以例如使用循环冗余码(CRC)判断用户的分组是否得到成功解码，即是否通过差错校验。

如果用户分组未成功解码，则在框918中向接入终端106发回NAK。如果用户分组得到正确解码，则在框908中向接入终端106发回ACK，并在框912-914中执行干扰消除(IC)。框912根据解码信号、信道冲激响应和发射/接收滤波器再生用户信号。框914从FERAM 312中减去用户的影响，从而减小其对还未得到解码的用户的干扰。

一旦解码失败和成功，接收机都继续在框916中进行解码下一个用户。当对所有用户都已经试图进行解码之后，将新的时隙插入到FERAM 312中，并在下一个时隙上重复整个处理。可以实时地将采样写入到FERAM 312中，即，可以每隔1/2码片写入2x码率采样。

图9B示出了用于执行图9A的方法的包括模块930-946的装置。图9B中的模块930-946可以用硬件、软件或硬软件相结合的方式实现。

用于选择解码次序的方法

框903表明，TIC可以有序地应用于各用户或平行地应用于用户组。随着这些组变大，实现复杂度会降低，但是TIC的益处也会减小，除非如下所述迭代TIC。

用户的分组和/或排序标准可以根据信道改变的速率、业务类型和可用的处理能力而改变。好的解码次序可以包括最初解码的用户，其中，将他们去除掉最有益，并且，他们最有可能进行解码。根据TIC实现最大增益的标准包括：

A.有效载荷尺寸和T2P：BTS 104可以根据有效载荷尺寸将用户进行分组或排序，并依照从具有最高发射功率即最高T2P的用户到具有最低T2P的用户的次序进行解码。解码高T2P用户并将其从FERAM 312中除去有最大益处，因为他们对其他用户造成的干扰最大。

B.SINR：BTS 104可以在具有较低SINR的用户之前解码具有较高SINR的用户，因为具有较高SINR的用户有较高的解码概率。还有，可以将具有类似SINR的用户一起进行分组。在衰落信道的情形下，贯穿分组的SINR是时变的，因此，可以计算等价的SINR，从而确定适当的次序。

C.时间：BTS 104可以在“较新的”分组之前解码“较旧的”分组(即，对于这些分组而言，在BTS 104处已经接收到更多的子分组)。这种选择反映了这样一种假设，即，对于给定的T2P比和ARQ终止目标，分组更有可能使用各个递增的子分组进行解码。

用于重新试图解码的方法

只要用户得以正确解码，就从FERAM 312中减去其干扰影响，因而提高将共享一些时隙的所有用户进行正确解码的能力。对先前解码用户未能成功的再重复试图进行解码，这是有优势的，因为他们看到的干扰可能已经明显降低。选择延迟框902将时隙(当前的或过去的)选为基准，以进行解码和IC。选择用户框903将选择在所选延迟的时隙中终止子分组的用户。延迟的选择可以基于以下选择：

A.当前的解码表明，当对所有用户已经试图进行解码后选择移到下一个(将来的)时隙，并且可以在FERAM 312中获得下一个时隙。在这种情况下，对时隙每处理一次，就试图解码每个用户，并且，这将对应于连续干扰消除。

B.对时隙每处理一次，迭代解码就试图对用户解码一次以上。第二次和随后的解码迭代将受益于由于先前的迭代而消除的解码用户的干扰。当在不干预IC的情况下并行解码多个用户时，迭代解码产生增益。在对当前的时隙进行完全迭代解码的情况下，选择延迟框902将多次只选择相同的时隙(即，延迟)。

C.反向解码：接收机解调子分组，并根据解调在FERAM中与一个分组相对应的所有可用的子分组而试图解码该分组。在使用在当前的时隙中终止的子分组(即，在当前帧偏移上的用户)试图进行解码分组之后，接收机可以试图解码在先前时隙中未能成功解码的分组(即，在先前帧偏移上的用户)。由于异步用户之间的部分交迭，所除去的在当前时隙中终止的子分组的干扰将提高解码先前的子分组的机会。可以通过回溯更多的时隙而迭代这一过程。前向链路ACK/NAK中的最大延迟会限制反向解码。

D.正向解码：在已经使用在当前时隙中终止的子分组试图解码所有分组之后，接收机也可以在最近的用户的全部子分组被写入FERAM之前而试图将其解码。例如，接收机可以在已经接收到最近的子分组的4个时隙中的3个时隙之后而试图解码用户。

用于更新BERAM的方法

在无TIC的BTS接收机中，只根据在BERAM中存储的解调符号解码分组，并且，FERAM仅用于解调来自最近的片段的用户。采用TIC的情况下，当接收机试图解调新的用户时，仍旧访问FERAM 312。但是，采用TIC的情况下，在重构并减去用户的影响从而正确解码该用户之后，更新FERAM 312。由于复杂度考虑的原因，需要选择FERAM缓冲器长度小于分组的跨度(即，在EV-DO RevA中，40个时隙需要跨越16个时隙分组)。当把新的时隙写入FERAM 312时，它们将覆盖在循环缓冲器中的最早的采样上。因此，当接收到新的时隙时，最早的时隙被覆盖，并且，解码器308将BERAM 316用于这些较早的时隙。应当注意的是，即使给定的子分组位于FERAM 312中，BERAM 316也可以用于将该子分组对应的解调器的最早的解调符号(由FERAM 312确定)存储起来，作为交织和解码处理的中间步骤。有两种主要的选择用于更新BERAM 316：

A.基于用户的更新：仅仅在结合试图对用户进行解码的同时才更新该用户的BERAM 316。在这种情况下，如果给定用户不是在适当的时间进行解码的话，则较早的FERAM时隙的更新不利于该用户的BERAM 316(即，更新的FERAM时隙在试图解码用户之前可能移出FERAM 312)。

B.基于时隙的更新：为了充分发掘TIC的益处，当时隙退出FERAM312时，可以更新所有受到影响的用户的BERAM 316。在这种情况下，BERAM的内容包括所有在FERAM 312上完成的干扰消除。

用于消除由于错过的ACK最终期限而到达的子分组的干扰的方法

通常，TIC使用的额外处理在解码处理中引入延迟，当使用迭代或反向方案时，尤其如此。这种延迟可以超过将ACK发送到发射机的最大延迟，从而阻止与相同的分组有关的子分组的传输。在这种情况下，接收机仍可以通过使用解码数据而利用成功的解码，从而，不仅减去以前的子分组，还减去由于错过的ACK而不久就将接收到的子分组。

采用TIC的情况下，重构并减去解码用户的数据，因而基站104可以除去它对其他用户的分组造成的干扰。对于H-ARQ而言，只要接收到新的子分组，就试图对原分组进行解码。如果解码成功，则对于利用TIC的H-ARQ，可以通过重构并减去部分子分组而从接收采样中消去该分组的影响。取决于复杂度考虑，可以通过存储较长历史的采样而消去来自1、2、3或4个子分组的干扰。通常，IC可以有序地应用于每个用户或用户组。

图10示出了在三个时间实例下(时隙n个、n+12个时隙和n+24个时隙)的接收机采样缓冲器312。为了便于描述，图10示出了单个交织体，其具有来自相同帧偏移上的三个用户的子分组，以突出显示在H-ARQ的情况下的干扰消除操作。图10中的接收机采样缓冲器312跨越全部4个子分组(其对于EV-DO RevA而言是通过40个时隙缓冲器实现的，因为在各4个时隙子分组之间有8个时隙)。将未解码的子分组表示成阴影部分。将解码的子分组在40个时隙缓冲器中表示成非阴影部分，并将其消除。每个时间实例对应于交织体上的另一子分组的到达时刻。在时隙n中，当来自用户2和3的最近的子分组未能成功解码时，用户1的四个存储的子分组得以正确解码。

在时间实例n+12时隙中，在用户1的解码的(无阴影的)子分组2、3和4的干扰消除的情况下，交织体的连续的子分组到达。在时间实例n+12时隙期间，用户2和3的分组得到成功解码。图10把IC施加于相同帧偏移上的用户组，但未在组内执行连续干扰消除。在典型的组IC中，相同组中的用户未看见共同的干扰消除。因此，随着组中的用户量增多，执行复杂度降低，但由于在进行相同解码尝试的相同组的用户之间缺少消除而存在损失。但是，采用H-ARQ的情况下，接收机将在每个新的子分组到达之前试图解码组中的所有用户，以使相同组中的用户实现共同的干扰消除。例如，当用户1的分组在时间n进行解码时，这有助于用户2和3的分组在时间n+12中进行解码，这还有助于用户1在时间n+24进行解码。在其他用户的后续子分组到达时重新试图对这些用户进行解码之前，可以消除先前解码的分组的所有子分组。关键之处在于，虽然特定的用户可以总是处于相同的组中，但当其他的组成员解码时他们的子分组观测到IC增益。

导频、开销和业务信道的联合干扰消除

这一部分通过在基站接收机处高效估计并消除多用户干扰而解决与提高CDMARL的系统容量有关的问题。通常，RL用户的信号包括导频、开销和业务信道。这一部分描述针对所有用户的联合导频、开销和业务IC方案。

描述了两方面。第一，引入了开销IC(OIC)。另一方面，各用户的开销对所有其他用户的信号而言是干扰。对于各用户而言，所有其他用户的开销产生的总干扰可能在该用户经受的全部干扰中占较大百分数。除去该总开销干扰可以进一步提高系统性能(例如，对于CDMA2000 1xEV-DORevA系统)，并提高反向链路容量，使其超过PIC和TIC实现的性能和容量。

第二，通过系统性能和硬件(HW)设计折衷显示了PIC、OIC和TIC之间的重要相互作用。有较少的方案描述了关于如何最佳地将所有三种消除过程进行组合。一些可能具有更高的性能增益，而一些可能具有更大的复杂度优势。例如，所描述的方案中有一个方案在解码任何开销和业务信道之前将所有导频信号除去，然后依照有序方式解码并消除用户的开销和业务信道。

这一部分基于CDMA2000 1x EV-DO RevA系统，并同样适用于其他CDMA系统，如W-CDMA、CDMA2000 1x和CDMA2000 1x EV-DV。

开销信道消除方法

图11示出了诸如EV-DO RevA之类的RL开销信道结构。有两类开销信道：一类有助于RL解调/解码，其包括RRI(反向速率指示符)信道和辅助导频信道(当有效载荷尺寸为3072或更高时而使用)；另一类有助于前向链路(FL)运行，其包括DRC(数据速率控制)信道、DSC(数据源控制)信道和ACK(确认)信道。如图11所示，ACK和DSC在时隙基础上是时间复用的。当确认在FL上向相同用户发送的分组时，仅发送ACK信道。

在开销信道之间，辅助导频信道的数据在接收机处是先验得知的。因此，与主导频信道类似，针对这一信道不需要解调和解码，并且，可以根据信道有关知识重构辅助导频信道。可以按照2x码片速率的分辨率重构辅助导频信号，并可以将其表示为(在一个片上)：

p_{f} [2 n + δ_{f}] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, aux} [n - μ] \cdot G_{aux} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

p_{f} [2 n + δ_{f} + 1] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, aux} [n - μ] \cdot G_{aux} \cdot (h_{f} φ [8 μ + 4 - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

公式1重构的辅助导频信号

其中，n对应于chipx1采样速率，f是支路数，c_f是PN序列，w_f，aux是分配给辅助导频信道的Walsh码，G_aux是该信道与主导频的相对增益，h_f是假设在一个片段上为常数的所估计的信道系数(或信道响应)，φ是chipx8分辨率的发射脉冲和接收机低通滤波器的滤波器函数或卷积(假设φ在[-MT_c，MT_c]中是不容忽视的)，γ_f是具有α_f＝γ_fmod 4和δ_f＝[γ_f/4]的这一支路的chipx8时间偏移。

包括DRC、DSC和RRI信道的第二组开销信道是通过双正交码或单工码进行编码的。在接收机端，对于各信道，首先将解调的输出与门限进行比较。如果输出低于门限，则宣告擦除，并且，对于该信号不试图进行重构。否则，则通过基于符号的最大似然(ML)检测器对其进行解码，该检测器可以处在图4的解码器308内。解码的输出比特用于重构相应的信道，如图4所示。这些信道的重构信号可以表示为：

o_{f} [2 n + δ_{f}] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

o_{f} [2 n + δ_{f} + 1] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ + 4 - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

公式2重构的开销(DRC、DSC和RRI)信号

与公式1相比，有一个新项d_o，它是开销信道数据，w_f，o是Walsh cover，并且，G_aux表示相对于主导频的开销信道增益。

剩余的开销信道是1比特的ACK信道。它可以是BPSK调制的、未经编码的，并且是在一半时隙上重复的。接收机可以解调信号，并对ACK信道数据做出硬判决。重构信号模型可以与公式2相同。

用于重构ACK信道信号的另一方法假设，在标准化之后的解调的和累加的ACK信号可以表示为：

y＝x+z，

其中，x是发射信号，并且，z是具有方差σ²的缩放后的噪声项。然后，y的对数似然比(LLR)表示为：

L = \ln \frac{\Pr (x = 1 | y)}{\Pr (x = - 1 | y)} = \frac{2}{σ^{2}} y .

然后，为了进行重构，发射比特的软估计可以为：

\hat{x} = \Pr (x = 1) \cdot 1 + \Pr (x = - 1) \cdot (- 1) = \frac{\exp (L) - 1}{\exp (L) + 1} = \tanh (L) = \tanh (\frac{2}{σ^{2}} y),

其中，可以将tanh函数制成表格。除了用

替换d₀之外，重构的ACK信号与公式2非常类似。通常，软估计和消除方法应当给出较好的消除性能，因为接收机并不一定知道数据，并且这种方法将置信度表示成图片。这种方法通常可以扩展到上述的开销信道。但是，用于获取各比特的LLR的最大后验概率(MAP)检测器的复杂度随着一个编码符号中的信息比特数而呈指数增大。

用于执行开销信道重构的一种高效方法是，一条支路可以用其相对增益缩放各解码的开销信号，通过Walsh码将其覆盖，并将它们加起来，然后通过缩放后的滤波器hφ使用一个PN序列和滤波器突然进行扩频。这种方法为了消除目的可以节约计算复杂度和存储器带宽。

\underset{f}{Σ} c_{f} \cdot d_{f} \cdot h_{f} φ

变成

(\underset{f}{Σ} c_{f} d_{f} \cdot h_{f}) φ

联合的PIC、OIC和TIC

可以执行联合的PIC、OIC和TIC，从而实现高性能并提高系统容量。PIC、OIC和TIC的不同解码和消除次序可以产生不同的系统性能，并对硬件设计复杂度产生不同的影响。

首先PIC然后一起OIC和TIC(第一方案)

图12A示出了首先执行PIC然后一起执行OIC和TIC的方法。在开始框1200之后，接收机导出所有用户的信道估计，并在框1202中执行功率控制。因为所有用户的导频数据在BTS处是已知的，所以，当在PIC框1204中估计它们的信道时，可以将它们消除。因此，所有用户的业务信道和特定的开销信道观测到较小的干扰，并能够受益于在前的导频消除。

框1206选择一组G个未解码的用户，例如，其分组或子分组在当前的时隙边界处终止。框1208-1210执行开销/业务信道解调和解码。在框1212中，只重构成功解码的信道数据，并将其从用户共享的前端RAM(FERAM)中减去。框1214检查是否还有其他用户要进行解码。框1216终止处理。

解码/重构/消除可以是按照次序从一组中的一个用户到该组中的下一个用户，可以将这称为连续干扰消除。依照这种方法，相同组的最近解码次序的用户受益于先前解码次序的用户的消除。一种简化方法是首先将相同组中的所有用户进行解码，然后迅速消除其干扰影响。第二种方法或方案(如下描述)实现了较小的存储器带宽和更高效的流水线结构。在这两种情况下，未在相同的时隙边界处终止但与用户的分组交迭的该组分组受益于这种消除。这种消除可以解决异步CDMA系统中的大部分消除增益。

图12B示出了用于执行图12A的方法的包括模块1230-1244的装置。图12B中的模块1230-1244可以用硬件、软件或硬件与软件结合的方式实现。

图13A示出了图12A的方法的变型。框1204-1210根据框1202中的初始信道估计除去信号。框1300导出基于数据的信道估计或改进的信道估计。基于数据的信道估计可以提供更好的信道估计，如下所述。框1302执行剩余的PIC，即，根据框1300中的信道估计的改进除去修改的信号估计。

例如，考虑导致从接收采样中除去初始信号估计(例如，导频信号)P1[n]的框1204-1210。然后，根据在框1300中导出的更好的信道估计，该方法形成修改的信道估计P2[n]。然后，该方法从RAM 312中的采样位置除去递增的P2[n]-P1[n]之差。

图13B示出了用于执行图13A的方法的包括模块1230-1244、1310、1312的装置。图13B中的模块1230-1244、1310、1312可以用硬件、软件或硬件与软件结合的方式实现。

首先PIC，然后OIC，再TIC(第二方案)

除了在将任何业务信道进行解调和解码之前将相同组的用户的开销信道进行解调和解码之外，该第二种方案与上述图12A相同。该方案适用于非交织的系统，因为没有施加严格的ACK最终期限。对于交织的系统，如DO Rev.A，因为ACK/NAK对业务信道子分组做出响应，所以业务信道子分组可容许的解码延迟受限在一对时隙内(1个时隙＝1.67毫秒)。因此，如果特定的开销信道在该时间范围以上扩频时，则该方案就可能变得不可行。具体而言，在DO RevA上，辅助导频信道和ACK信道采用短持续时间的格式，并可以在TIC之前被消除。

联合的导频/开销/业务信道消除(第三方案)

图14A示出了用于执行联合的PIC、OIC和TIC的方法。在开始框1400之后，在框1402中接收机导出所有用户的信道估计，并执行功率控制。框1404选择一组G个未解码的用户。框1406根据导频信号重新估计信道。框1408-1410试图执行开销/业务信道解调和解码。框1412对所有用户执行PIC，并只对具有成功解码的信道数据的用户执行OIC和TIC。

与上述第一方案(图12A)不同，在对所有用户进行信道估计之后(框1402)，未立即从FERAM 312中消除导频信号，并且，信道估计用于作为无IC方案的功率控制。然后，对于在相同分组/子分组边界终止的一组用户而言，该方法依给定次序执行有序解码(框1408和1410)。

对于试图解码的用户，该方法首先根据导频信号重新估计信道(框1402)。当由于与将要被解码的业务分组交迭的先前解码的分组的干扰消除而对功率控制进行解调时，与时间相比，导频信号观测到较小的干扰(框1402)。因此，信道估计质量得到提高，这有益于业务信道解码和消除性能。该新的信道估计用于业务信道解码(框1410)以及特定的开销信道解码(框1408)(例如，EV-DO中的RRI信道)。一旦在框1412中对一个用户完成了解码处理，该方法就将从FERAM 312中消除该用户的干扰影响，其包括它的导频信道和任何解码的开销/业务信道。

框1414检查是否还有其他的用户要进行解码。框1416终止处理。

图14B示出了用于执行图14A的方法的包括模块1420-1436的装置。图14B中的模块1420-1436可以用硬件、软件或硬件与软件相结合的方式实现。

图15A示出了图14A的方法的变型。框1500导出基于数据的信道估计。框1502执行可选的剩余的PIC，如图13A所示。

图15B示出了用于执行图15A的方法的包括模块1420-1436、1510、1512的装置。图15B的模块1420-1436、1510、1512可以用硬件、软件或硬件与软件相结合的方式实现。

第一和第三方案之间的折衷

显而易见，第一方案与第三方案相比应具有优异的性能，因为导频信号在BTS处是已知的，并且提前将它们消除掉有一定意义。如果假设这两种方案具有相同的消除质量，则第一方案可以在所有数据速率上优于第三方案。但是，对于第一方案，因为导频信道估计观测到比业务数据解调高的干扰，所以，用于重构目的(对于导频和开销/业务)的所估计的信道系数可能更加嘈杂。但是，对于第三方案，因为恰好在业务数据解调/解码之前重新进行了导频信道估计，所以该改进的信道估计观测到的干扰电平与业务数据解调相同。因此，平均而言，第三方案的消除质量优于第一方案。

从硬件设计观点来看，第三方案稍微强一些：该方法可以将导频和解码的开销及业务信道数据加起来，并将其一起消除，因此，该方法了节约了存储器带宽。另一方面，可以与开销信道解调或业务信道解调(就从存储器读取采样而言)一起执行导频信号的重新估计，因此，对存储器带宽的要求并未提高。

如果假设第一方案的消除质量是第三方案的消除质量的80％或90％，则在每个用户的数据速率与用户量的增加之间需要折衷。通常，如果所有用户都处于低数据速率区域，则优选第一方案，如果均是高数据速率用户，则反之。当解码一个数据分组时，该方法还可以根据业务信道重新估计信道。因为业务信道以比导频信道(非常)高的SNR工作，所以消除质量将会提高。

一旦成功解调了开销信道，就可以将其除去(消除)，并且，一旦已经成功解调并解码了业务信道，就可以将其除去。基站可以在任何时间点成功地解调/解码所有接入终端的开销和业务信道。如果这个(PIC、OIC、TIC)发生了，则FERAM将只包括剩余的干扰和噪声。可以依照各种次序将导频、开销和业务信道消除，并且，为了接入终端的子集而将其消除。

一种方法是每次对来自RAM 312的一个用户执行干扰消除(PIC、TIC和OIC的任意组合)。另一种方法是：(a)将一组用户的重构信号(PIC、TIC和OIC的任意组合)累加起来；(b)然后同时对所述组执行干扰消除。这两种方法适用于本申请所公开的任何方法、方案和处理。

提高用于干扰消除的信道估计

正确重构接收采样的能力可以显著影响到通过重构并除去发射数据的各部分而实现干扰消除的CDMA接收机的系统性能。在RAKE接收机中，通过与导频序列相对的PN解扩然后在适当的时间段上进行导频滤波(即，累加)来估计多径信道。通常，根据以下两者间的折衷来选择导频滤波的长度，即，通过累加更多的采样提高估计SNR，同时不累加过长以免由于信道的时间变化而使估计SNR降低。然后，导频滤波器输出的信道估计用于执行数据解调。

如图4所述，一种执行CDMA接收机中的干扰消除的可行方法是重构各种发射chipx1流对(例如，chipx2)FERAM采样的影响。这涉及到确定发射码片流以及发射机码片和接收机采样之间的总信道的估计。因为RAKE支路的信道估计表示多径信道自身，所以总信道估计还应当说明发射机和接收机滤波的存在。

这一部分公开了用于对CDMA接收机中的干扰消除提高该总信道估计的几种技术。这些技术可以适用于CDMA2000、1xEV-DO、1xEV-DV、WCDMA。

为了对解码正确的分组执行TIC，图4中的接收机可以通过重新编码、重新交织、重新调制、重新应用数据信道增益并重新扩频而采用来自解码器输出的信息比特并重构发射码片流。为了使用导频信道估计来估计TIC的接收采样，发射码片流将使用发射机和接收机滤波器的模型和导频PN序列解扩的RAKE接收机的信道估计而进行卷积。

如果不使用导频信道估计，也可以通过使用重构的数据码片本身进行解扩而获得提高的信道估计(在每个RAKE支路延迟处)。该提高的信道估计对分组的数据解调并无用处，因为该分组已经得到成功解码，但只用于重构该分组对前端采样的影响。采用这种技术，对于RAKE支路的每个延迟(例如，chipX8分辨率)而言，该方法可以使用重构的数据码片流“解扩”接收采样(例如，插入到chipx8)，并在适当的时间段进行累加。这将提高信道估计，因为业务信道与导频信道相比是采用更高的功率进行传输的(该业务与导频T2P比是数据速率的函数)。使用数据码片估计TIC的信道可以为更高功率的用户产生更加精确的信道估计，这些用户对于使用高精度进行消除而言至关重要。

取代在各RAKE支路延迟中估计多径信道，这一部分还描述了将明确估计发射机滤波器、多径信道和接收机滤波器的组合影响的信道估计过程。该估计可以采用与过采样的前端采样(例如，chipx2 FERAM)相同的分辨率。可以使用重构的发射数据码片解扩前端的采样，从而在信道估计精度方面实现T2P增益，以此实现信道估计。可以根据RAKE支路延迟的有关信息和发射机和接收机滤波器的组合响应的先验估计来选择均匀间隔的信道估计的时间跨度。此外，RAKE支路的信息可以用于改进均匀间隔的信道估计。

图16示出了具有发射滤波器p(t)、全部/复合信道h(t)(与下面所述的多径信道g(t)比较)和接收滤波器q(t)的传输系统的模型。无线通信信道的数字基带表示可以用L个离散的多径分量进行建模：

g (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} δ (t - τ_{l})

公式3

其中，复路径幅度为具有相应延迟τ_l的a_l。可以将发射机和接收机滤波器的组合影响定义为φ(t)，其中

φ (t) = p (t) &CircleTimes; q (t)

公式4

其中，

表示卷积。通常选择组合的φ(t)类似于提高的余弦响应。例如，在CDMA2000及其衍生版本中，响应类似于在图17中显示的实例φ(t)。全部信道估计表示为：

\hat{h} (t) = g (t) &CircleTimes; φ (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} φ (t - τ_{l})

公式5

图18A和图18B示出了根据三个RAKE支路的每个支路处的所估计的多径信道的信道估计(实部和虚部)的示例。在这一示例中，将实际的信道表示为实线，并用星形表示a_l。重构(虚线)基于使用以上公式3中的a_l。图18A和18B中的RAKE支路信道估计基于使用导频码片的解扩(其中，全部导频SNR为-24dB)。

在RAKE支路延迟处取代导频码片而使用再生的数据码片进行解扩

信道估计的质量直接影响到重构用户对接收信号的影响的保真度。为了提高实现干扰消除的CDMA系统的性能，可以使用用户的重构的数据码片去确定提高的信道估计。这将提高干扰消除的精度。可以将一种用于CDMA系统的系统描述为“与用户的发射数据码片相关的解扩”，以与典型的“与用户的发射导频码片相关的解扩”形成对比。

图18A-18B中的RAKE支路信道估计基于使用导频码片的解扩(其中，全部导频SNR为-24dB)。图19A-19B示出了根据RAKE支路和用数据码片进行解扩的改进的信道估计的示例，其中，数据码片比导频码片相比是使用多出10dB的功率进行传输的。

图20A示出了使用再生的数据码片在RAKE支路处进行解扩的方法。在框2000中，Rake接收机314(图4)使用导频PN码片解扩前端的采样，以获得RAKE支路值。在框2002中，解调器304执行数据解调。在框2004中，解码器308执行数据解码并检查CRC。在框2006中，如果CRC通过，则单元400通过重新编码、重新交织、重新调制和重新扩频而确定发射数据码片。在框2008中，单元400使用发射数据码片解扩前端的采样，从而在每个支路延迟处获得提高的信道估计。在框2010中，单元400使用提高的信道估计重构用户对前端采样的业务和开销影响。

图20B示出了用于执行图20A的方法的包括模块2020-2030的装置。图20B中的模块2020-2030可以用硬件、软件或硬件与软件相结合的方式实现。

使用再生的数据码片以FERAM分辨率估计复合信道

典型的CDMA接收机可以在每个RAKE支路延迟处估计多径信道的复值。在RAKE接收机之前的接收机前端可以包括与发射机滤波器(即，p(t))匹配的低通接收机滤波器(即，q(t))。因此，对于执行与信道输出匹配的滤波器的接收机而言，RAKE接收机自身试图只与多径信道(即，g(t))匹配。RAKE支路的延迟通常是由最小分隔要求(例如，支路是至少隔开一个码片)内的独立的时间跟踪环路驱动的。因此，一种方法依前端采样的分辨率(例如，chipx2 FERAM)估计复合信道(即，h(t))。

在CDMA反向链路上使用发射功率控制，通常将来自所有多径和接收机天线的组合支路SNR控制在特定的范围中。SNR的这一范围可以使复合信道估计由具有相对较大的估计方差的解扩导频码片导出。这是RAKE接收机试图只将支路设在能量延迟图的“峰端”的原因。但是，在使用重构的数据码片解扩的T2P优势下，复合信道估计可以使得h(t)的估计优于与φ(t)的模型相组合的g(t)的直接估计。

本申请描述的信道估计过程明确地估计发射机滤波器、多径信道和接收机滤波器的组合作用。这种估计可以采用与过采样前端采样(例如，chipx2FERAM)相同的分辨率。可以使用重构的发射数据码片解扩前端的采样，从而在信道估计精度方面实现T2P增益，以此实现信道估计。可以根据RAKE支路延迟的有关信息和发射机和接收机滤波器的组合响应的先验估计来选择均匀间隔的信道估计的时间跨度。此外，RAKE支路的信息可以用于改进均匀间隔的信道估计。注意，估计复合信道自身的技术也是有用的，因为它不需要设计使用φ(t)的先验估计。

图21A、21B示出了使用均匀间隔的以chipX2分辨率的采样估计复合信道的示例。在图21A、21B中，数据码片SNR为-4dB，对应于-24dB的导频SNR和20dB的T2P。均匀的信道估计与仅在RAKE支路区域使用数据码片进行解扩相比，给出了更好的质量。在高SNR下，“胖路径(fatpath)”的作用限制了使用RAKE支路位置正确重构信道的能力。当估计SNR很高时，对应于使用高T2P的数据码片进行解扩的情形，这时均匀采样方法特别有用。当对于特定的用户而言T2P很高时，信道重构保真度至关重要。

图22A示出了使用再生的数据码片以均匀分辨率估计复合信道的方法。框2000-2006和2010与上述图20A类似。在框2200中，RAKE接收机314(图4)或另一部件根据RAKE支路延迟确定均匀构建的时间跨度。在框2202中，解调器304或另一部件在适当的时间跨度的均匀延迟中通过使用发射数据码片来解扩前端采样从而确定提高的信道估计。

图22B示出了用于执行图22A的方法的包括模块2020-2030、2220、2222的装置。图22B中的模块2020-2030可以用硬件、软件或硬件与软件结合的方式实现。

在以上描述中，g(t)是无线多径信道自身，而h(t)包括无线多径信道以及发射机和接收机滤波：用phi(t)和h(t)＝g(t)求卷积。

在以上描述中，“采样”可以采用任意的速率(例如，每码片两个)，但“数据码片”是每码片一个。

“再生的数据码片”是通过重新编码、重新交织、重新解调和重新扩频而形成的，如在20A的框2006中所示，并如上所述。原理上讲，“再生”是模仿信息比特通过移动发射机(接入终端)的过程。

“重构采样”表示在FERAM 312中或在不同于接收机的FERAM 312的存储器中存储的采样(例如，每码片两个)。这些重构的采样是通过将(再生的)发射数据码片和信道估计进行卷积再生而形成的。

如果所提供的上下文用于重新形成发射数据码片或重新形成接收采样，则可以交换使用词语“重构”和“再生”。可以重新形成采样或码片，因为“码片”是通过重新编码等而重新形成的，而“采样”是根据使用重新形成的码片并结合发射机和接收机滤波的无线信道(信道估计)的作用而重新形成的。“重构”和“再生”这两词本质上是指重建或重新形成。没有技术上的区别。一个实施例对于数据码片只使用“再生”，而对于采样只使用“重构”。所以，接收机可以具有数据码片再生单元和采样重构单元。

在具有干扰消除的CDMA系统的反向链路上的发射子信道增益的自适应性

多用户干扰在CDMA传输系统中是限制因素，并且，减小该干扰的任何接收机技术可以使可实现的吞吐量得到明显提高。这一部分描述了用于改变具有IC的系统的发射子信道增益的技术。

在反向链路传输中，每个用户发送导频、开销和业务信号。导频信号能实现传输信道的同步和估计。对于MAC和业务解码装置而言，需要开销子信道(例如，RRI、DRC和ACK)。导频、开销和业务子信道对信号与干扰加噪声比(SINR)有不同的要求。在CDMA系统中，单功率控制可以改变导频的发射功率，而开销和业务子信道的功率相对于导频而言具有固定的增益。当BTS配备有PIC、OIC和TIC时，各种子信道根据IC的次序和消除能力观测到不同水平的干扰。在这种情况下，子信道增益之间的静态关系会损害系统性能。

这一部分描述了用于与执行IC的系统有关的不同逻辑子信道的新增益控制策略。这些技术基于诸如EV-DO RevA之类的CDMA系统，并适用于EV-DV Rel D、W-CDMA EUL和cdma2000。

所描述的技术根据在分组差错率、SINR或干扰功率方面的测量性能自适应地改变各子信道的增益而在不同的子信道上执行功率和增益控制。目标是提高可靠的功率和增益控制机制，从而实现充分利用IC的潜力，同时为在时变分散的子信道上的传输提供鲁棒性。

干扰消除是指在逻辑子信道已被解码之后除去这些子信道对前端采样的影响，从而降低对随后将要解码的其他信号的干扰。在PIC中，发射导频信号在BTS处是已知的，并使用信道估计重构接收导频信号。在TIC或OIC中，通过经由在BTS处的接收子信道的解码版本而将接收子信道进行重构从而除去干扰。

当前的BTS(在没有IC的情况下)控制导频子信道的功率E_cp，从而满足业务信道中的差错率要求。业务子信道的功率通过固定因子T2P与导频信号相关，该因子取决于有效载荷类型和目标终止目的。通过包括内环和外环的闭环功率控制机制执行导频功率的自适应。内环用于将导频信号的SINR(Ecp/Nt)保持在门限水平T，而外环功率控制例如根据分组差错率(PER)改变门限水平T。

当在接收机处执行IC时(图4)，子信道增益的自适应性对系统有益。事实上，因为各子信道观测到不同水平的干扰，所以应当相应地相对于导频信号改变它们的增益，从而提供所需要的性能。这一部分可以为开销和导频子信道解决增益控制的问题，并且，针对通过充分利用IC来提高系统吞吐量的T2P的自适应性而描述了这些技术。

具有IC的系统中的重要参数

可以调整的两个参数是开销子信道增益和业务与导频(T2P)增益。当TIC处于活动状态时，可以增大开销子信道增益(相对于无TIC)，从而在导频和开销信道之间实现更加灵活的折衷。通过用G表示在当前系统中使用的基线G，开销信道的新值将为：

G′＝G·Δ_G。

在无TIC的方案中，开销/导频子信道观测到相同的干扰电平，因为业务信道和特定的比值T2P/G可以对开销和业务信道性能以及导频信道估计给出满意的性能。当使用IC时，对于开销/导频和业务而言，干扰电平是不同的，并且可以降低T2P，从而使两类子信道实现一致的性能。对于给定的有效载荷，该方法通过相对于表列值的因子Δ_T2P而可以使T2P减小，从而满足要求。通过用T2P表示用于当前系统中的特定有效载荷的基线T2P，T2P的新值将为：

T2P′＝T2P·Δ_T2P。

可以将参数Δ_T2P量化成一组有限的或离散的值(例如，-0.1dB到-1.0dB)，并将其发送到接入终端106。

可以受到控制的一些量是业务PER、导频SINR和热增量。导频SINR不应当下降到较好的信道估计所需的最小水平之下。热增量(ROT)对于确保功率控制的CDMA反向链路的稳定性和链路预算是至关重要的。在无TIC的接收机中，根据接收信号定义ROT。通常，ROT应当保持在预定范围内，从而实现较好的容量/覆盖面折衷。

热增量控制

I₀表示在接收机的输入端处的信号的功率。接收信号的干扰消除导致功率减小。I₀′表示在IC之后在解调器304的输入端处的信号的平均功率：

I₀′≤I₀。

在已经用IC更新I₀′的值之后，可以根据前端采样对其进行测定。当执行IC时，ROT对于开销子信道而言仍然是至关重要的，并且，应当相对于门限控制ROT，即，确保：

ROT = \frac{I_{0}}{N_{0}} < {ROT}_{thr},

其中，N₀是噪声功率。

但是，业务和部分开销子信道也受益于IC。这些子信道的解码性能与IC之后测定的热增量有关。有效ROT是IC之后的信号功率和噪声功率之比。可以由门限控制有效ROT，即：

{ROT}_{eff} = \frac{{I_{0}}^{'}}{N_{0}} < {ROT}_{thr}^{(eff)} .

对ROT_eff的约束可以等价地表示为对I₀′的约束，假设噪声电平不改变：

{I_{0}}^{'} \leq I_{0}^{(thr)},

其中，

是与

相对应的信号功率门限。

固定的开销增益技术

当ROT增加时，导频和开销信道(其不受益于IC)的SINR降低，从而导致删除率(erasure rate)的潜在增加。为了补偿这种影响，可以通过固定值或通过与特定的系统状况相适应而提高开销信道增益。

对一些技术进行了描述，其中，开销子信道的增益相对于导频而言是固定的。所给出的技术改变导频子信道的水平和各用户的Δ_T2P。

具有固定Δ _G ＝0dB的T2P的闭环控制

图23示出了对于E_cp和Δ_T2P以及固定的Δ_G＝0dB而言的闭环功率控制(PC)(框2308)。Δ_T2P和E_cp的第一种自适应方案包括：

A.内环和外环2300、2302可以依照传统方式对E_cp的自适应执行功率控制。外环2300接收目标PER和业务PER。内环2304接收门限T 2302和测定的导频SINR，并输出E_cp。

B.闭环增益控制(GC)2306根据除去的干扰的测量值改变Δ_T2P。增益控制2306接收测量的ROT和测量的ROTeff，并输出Δ_T2P。接收机测定由IC方案除去的干扰，并调整Δ_T2P。

C.可以定期在消息中将Δ_T2P发送到扇区内的所有接入终端106。

对于Δ_T2P的自适应性，如果IC之后的干扰从I₀减到I₀′，则可以随后减小T2P的量：

Δ_{T 2 P} = \frac{{I_{0}}^{'}}{I_{0}} \approx \frac{{ROT}_{eff}}{ROT} .

E_cp将增加(通过PC环2304)为：

{E_{cp}}^{'} = \frac{{I_{0}}^{'}}{I_{0}^{(thr)}} E_{cp} .

具有和不具有IC的系统的总发射功率之比将为：

C = \frac{E_{cp} (1 + G + T 2 P)}{{E_{cp}}^{'} (1 + G + T 2 P^{'})},

其中，G是开销信道增益。对于T2P的较大值(相对于G)而言，比值C可以近似为：

C \approx \frac{I_{0}^{(thr)}}{{I_{0}}^{'}} .

为了估计有效的ROT，由于PC和信道状况的改变，有效ROT会快速改变。但是，Δ_T2P反映出ROT_eff变化缓慢。因此，对于Δ_T2P的选择，通过IC之后的信号的长平均窗口来测量有效ROT。平均窗口的长度可以至少是功率控制更新周期长度的两倍。

具有固定Δ _G ＞0dB的T2P的闭环控制

除了增益控制2306接收门限有效ROT且Δ_G＞0dB(框2400)之外，图24与图23相同。用于改变Δ_T2P的这种可选方法基于对IC和无IC系统有相同小区覆盖的请求。在这两种情况下，E_cp分布相同。IC的作用对于满载的系统而言翻一倍：i)IC之前的信号功率I₀将相对于无IC的系统的信号功率而增大；ii)由于通过PER控制的闭环功率控制，I₀′将趋于与无IC的系统的信号功率相同。如下改变Δ_T2P：

Δ_{T 2 P} = \frac{I_{0}^{(thr)}}{{I_{0}}^{'}} \approx \frac{{ROT}_{thr}^{(eff)}}{{ROT}_{eff}} .

基于ACK控制Δ_T2P

图25示出了基于具有固定开销子信道增益的ACK子信道的E_cp和Δ_T2P的PC(框2506)。

Δ_T2P的闭环GC需要从BTS到AT的反馈信号，其中，所有AT从BTS接收Δ_T2P的相同广播值。一种可选的方案基于Δ_T2P的开环GC 2510和导频信号的闭环PC 2500、2504。闭环导频PC包括内环2504，其根据门限值T₀2502调整E_cp。通过开销信道的删除率(例如，数据速率控制(DRC)子信道差错概率或DRC删除率)控制外环控制2500。当DRC删除率超过门限时，增大T₀，但是，当DRC删除率低于门限时，将其逐渐减小。

通过ACK前向子信道改变Δ_T2P。具体而言，通过测量ACK和NACK的统计量，AT可以在BTS处估计业务PER(框2508)。增益控制2510包括目标业务PER和测量的PER。当PER高于门限时，增大Δ_T2P，直到T2P′达到无IC系统的基线值T2P为止。另一方面，对于较低的PER，为了充分利用IC处理而减小Δ_T2P。

可变的开销增益技术

通过使Δ_T2P以及开销子信道增益(G开销)适应于IC处理而可以获得收发机的进一步优化。在这种情况下，需要额外的反馈信号。可以将Δ_G的值量化为从0dB到0.5dB。

基于干扰功率的开销增益控制

除了开销GC 2600之外，图26与图24相同。用于开销子信道的GC 2600的方法基于在IC之后测量的信号功率。在这种情况下，假设E_cp为不具有IC的系统提供相同的小区覆盖。IC之前的信号具有提高的功率I₀，并且，开销增益补偿增大的干扰。该实施方案通过如下设置而改变开销增益：

Δ_{G} = \frac{I_{0}}{I_{0}^{(thr)}} \approx \frac{ROT}{{ROT}_{thr}} .

可以将Δ_G控制到不低于0dB，因为这将对应于减小不可能起有益作用的开销子信道功率。

增益和功率控制方案可以包括如图23中的用于E_cp的内环和外环PC2304、2300、如上所述的用于Δ_G的GC环2600、用于Δ_T2P的开环GC 2306，其中，当PER高于目标值时，Δ_T2P增大，并且，当PER低于目标值时，Δ_T2P减小。Δ_T2P的最大水平是允许的，对应于无IC接收机的水平。

只有DRC的开销增益控制

图27示出了只使用DRC的开销增益控制2702的图26的变化。

即使在改变开销子信道增益时，也可以使用闭环执行Δ_T2P的增益控制2700，如上所述。在这种情况下，根据图23的方案控制E_cp和Δ_T2P，同时通过DRC删除率执行开销子信道增益的自适应2702。具体而言，如果DRC删除率高于门限，则开销子信道增益2702增大。当DRC删除率低于门限，则开销增益2702逐步减小。

多扇区多小区网络中的T2P的控制

因为在小区层面执行了Δ_T2P的GC，所以AT 106可以处于软切换状态，各扇区可以生成不同的自适应请求。在这种情况下，针对发往AT的Δ_T2P请求的选择，可以考虑各种选择。在小区层面，一种方法可以在由充分负载的扇区所请求的T2P之间选择减小最小的T2P，即：

Δ_{T 2 P}^{(cell)} = \max_{s &Element; {loaded \sec tors}} {Δ_{T 2 P}^{(s)}}

其中，

是扇区s要求的Δ_T2P。AT可以从各种扇区接收不同的请求，并且还在这种情况下，可以采用各种标准。一种方法可以选择与服务扇区相对应的Δ_T2P，从而确保最大程度可靠地与其进行通信。

对于在小区处和在AT处的Δ_T2P的选择，可以考虑其他选择，包括请求值中的最小值、最大值或平均值。

一个重要的方面是让移动站使用T2P′＝T2PxΔ_T2P，其中，Δ_T2P是在BTS处根据Io和Io′(并且可能还有

的信息)而估计的，并且，G′＝GxΔ_G，其中，Δ_G也是在BTS处估计的。通过在BTS处计算的这些delta因子，各BTS将它们发送到相应地做出反应的所有接入终端。

本申请描述的概念适用于WCDMA系统，该系统使用诸如专用物理控制信道(DPCCH)、增强专用物理控制信道(E-DPCCH)或高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)之类的开销信道。WCDMA系统可以使用专用物理数据信道(DPDCH)格式和/或增强专用物理数据信道(E-DPDCH)格式。

所公开的本申请适用于具有两种不同交织结构(例如，2毫秒发射时间间隔和10毫秒发射时间间隔)的WCDMA系统。因此，前端存储器、解调器和减法器可以跨越具有不同发射时间间隔的分组的一个或多个子分组。

对于TIC，一个或多个用户可以采用EV-DO版本0格式或EV-DO修改版A格式中至少之一来发送业务数据。

本申请描述的特定解码次序可以对应于解调和解码的次序。重新解码分组应当根据重新解调，因为解调FERAM 312的分组的处理将干扰消除转变成较好的解码器输出。

本领域技术人员应当理解，信息和信号可以使用多种不同的技术和方法来表示。例如，在贯穿上面的描述中提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子或者其任意组合来表示。

本领域技术人员还应当明白，结合本申请公开的实施例描述的各种示例性的逻辑框、模块、电路和算法步骤均可以实现成电子硬件、计算机软件或其组合。为了清楚地表示硬件和软件之间的可交换性，上面对各种示例性的部件、框、模块、电路和步骤均围绕其功能进行了总体描述。至于这种功能是实现成硬件还是实现成软件，取决于特定的应用和对整个系统所施加的设计约束条件。熟练的技术人员可以针对每个特定应用，以变通的方式实现所描述的功能，但是，这种实现决策不应解释为背离本发明的保护范围。

用于执行本申请所述功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件或者其任意组合，可以实现或执行结合本申请公开的实施例所描述的各种示例性的逻辑框图、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，或者，该处理器也可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或者状态机。处理器也可能实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器与DSP内核的结合，或者任何其它此种结构。

结合本申请的实施例所描述的方法或者算法的步骤可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或其组合。软件模块可以位于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或者任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质连接至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。该ASIC可以位于用户终端中。当然，处理器和存储介质也可以作为分立组件存在于用户终端中。

本申请包括的小标题用于参考和便于查找特定的部分。这些小标题并不限定其下面描述的概念的范围，这些概念适用于整篇说明书的其它部分。

为使本领域技术人员能够实现或者使用本发明，上面围绕公开的实施例进行了描述。对于本领域技术人员来说，对这些实施例的各种修改都是显而易见的，并且，本申请定义的总体原理也可以在不脱离本发明的精神或保护范围的基础上适用于其它实施例。因此，本发明并不限于本申请给出的实施例，而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。

Claims

1.一种方法，包括：

接收从多个接入终端发射的信号的数据采样，其中将所述接收的数据采样存储在共同的前端存储器中；

使用与第一接入终端相关的导频码片，解扩所述接收的数据采样；

将所述解扩的数据采样解调成解调的数据符号；

将所述解调的数据符号存储在特定于用户的后端存储器中，其中所述特定于用户的后端存储器与所述共同的前端存储器是分开的；

解码所述解调的数据符号；

判断所述解调的数据符号是否得到正确解码；

如果所述解调的数据符号得到正确解码，则使用所述解码和解调的数据符号再生由所述第一接入终端发射的数据码片；

使用再生出的发射数据码片，解扩存储在所述共同的前端存储器中的所述接收的数据采样，以确定信道估计量；

使用所述确定的信道估计量，重构从所述第一接入终端发射的数据采样；以及

从存储在所述共同的前端存储器中的所述接收的数据采样中减去重构出的从所述第一接入终端发送的数据采样。

2.权利要求1的方法，其中，所述导频码片覆盖有伪随机噪声(PN)序列。

3.权利要求1的方法，其中，所述信号包括码分多址(CDMA)信号。

4.权利要求1的方法，还包括：

在一段时间内累加所述解扩的数据采样。

5.权利要求1的方法，其中，使用再生的发射数据码片解扩所述接收的数据采样以确定信道估计量发生在多个Rake接收机支路延迟中的各Rake接收机支路延迟处。

6.权利要求1的方法，其中，再生由所述第一接入终端发射的数据码片包括以下至少之一：

重新编码、重新交织、重新调制、重新应用数据信道增益和重新扩频数据。

7.权利要求1的方法，还包括：

使用与第二接入终端相关的导频伪随机噪声(PN)码片，解扩所述接收的数据采样；

将所述解扩的数据采样解调成数据符号；

解码所述解调的数据符号；

判断所述解调的数据符号是否得到正确解码；以及

如果所述解调的数据符号得到正确解码，则使用所述解码和解调的数据符号在各Rake接收机支路延迟处再生由所述第二接入终端发射的数据码片。

8.一种基站，包括：

共同的前端存储器，存储从多个接入终端接收的信号的数据采样；

解调器，使用对应于第一接入终端的第一编码序列，解扩并解调所存储的数据采样以得到解调的数据；

特定于用户的后端存储器，存储所述解调的数据，其中所述特定于用户的后端存储器与所述共同的前端存储器是分开的；

解码器，解码所述解调的数据中的数据；

再生单元，使用正确解码的数据再生由所述第一接入终端发射的数据码片；

信道估计器，使用再生的数据码片解扩存储在所述共同的前端存储器中的所存储的数据采样，以确定信道估计量；

重构单元，使用所述解码的数据和所述信道估计量，重构编码的和调制的数据采样；以及

减法器，从所述共同的前端存储器存储的采样中减去重构的数据采样，以降低干扰，从而使所述解码器随后解码所存储的数据采样中的其它接入终端的数据。

9.权利要求8的基站，还包括：

累加器，用于在一段时间内将解扩的数据采样累加起来。

10.权利要求8的基站，其中，所述解调器包括具有用于处理多径信号的多个支路处理单元的Rake接收机，每个支路处理单元具有处理来自所述共同的前端存储器的采样的唯一延迟。

11.权利要求8的基站，其中，所述再生单元通过重新编码、重新交织、重新调制、重新应用数据信道增益和重新扩频中至少之一而再生由所述第一接入终端发射的数据码片。

12.权利要求8的基站，其中，所述第一编码序列是伪随机噪声(PN)序列。

13.一种方法，包括：

将所述解扩的数据采样解调成解调的数据符号；

解码所述解调的数据符号；

判断所述解调的数据符号是否得到正确解码；

根据所估计的多径信号延迟，为均匀的再生确定时间跨度；以及

在所确定的时间跨度的均匀延迟处使用再生的发射数据码片解扩所述接收的数据采样，以确定信道估计量。

14.权利要求13的方法，其中，所述导频码片覆盖有伪随机噪声(PN)序列。

15.权利要求13的方法，还包括：

将从所述多个接入终端接收的数据采样存储在所述共同的前端存储器中；

使用所确定的信道估计量重构从所述第一接入终端发射的数据采样；以及

从所述共同的前端存储器存储的数据采样中减去所述重构的从所述第一接入终端发送的数据采样。

16.权利要求13的方法，其中，确定时间跨度包括：

根据所述多径信号延迟和发射机及接收机滤波器的组合响应的先验估计的有关信息，选择时间跨度。

17.一种装置，包括：

接收从多个接入终端发射的信号的数据采样的模块，其中将所述接收的数据采样存储在共同的前端存储器中；

使用与第一接入终端相关的导频码片，解扩所述接收的数据采样的模块；

将所述解扩的数据采样解调成解调的数据符号的模块；

将所述解调的数据符号存储在特定于用户的后端存储器中的模块，其中所述特定于用户的后端存储器与所述共同的前端存储器是分开的；

解码所述解调的数据符号的模块；

判断所述解调的数据符号是否得到正确解码的模块；

如果所述解调的数据符号得到正确解码，则使用所述解码和解调的数据符号再生由所述第一接入终端发射的数据码片的模块；

根据所估计的多径信号延迟而为均匀的再生确定时间跨度的模块；以及

在所确定的时间跨度的均匀延迟处使用再生的发射数据码片解扩所述接收的数据采样，以确定信道估计量的模块。